Die Erfindung betrifft ein Schaltreglersystem nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Schaltregler werden hauptsächlich als Gleichspannungs¬ wandler für kleine bis mittlere Leistungen eingesetzt. Liegt der Eingangsspannungsbereich unterhalb der Aus¬ gangsspannung, so finden Abwärtswandler ihre Anwendung in den Schaltreglern. Ist andererseits der Eingangs¬ spannungsbereich kleiner als die Ausgangsspannung, so werden Aufwärtswandler eingesetzt. Derartige Schaltreg¬ ler sind z. B. aus U. Tietzen, Ch. Schenk, Halbleiter¬ schaltungstechnik, Berlin, 1989, Kapitel 18.6, Seite 563 - 571 bekannt. Der dort beschriebene Abwärtswandler besteht aus einer Reihenschaltung eines Serienschalters mit einer Speicherdrossel. Der Eingang der Speicher¬ drossel ist mit einer Diode in Sperrichtung mit dem Massepotential verbunden. Am Ausgang der Spule L wird die Ausgangsspannung abgegriffen. Ein Glättungskonden- sator bestimmt die Welligkeit der Ausgangsspannung. Beim Aufwärtswandler wird der Speicherdrossel die Ein¬ gangsspannung direkt zugeführt. Ausgangsseitig ist die Speicherdrossel mit einem Masseschalter gegen Masse verbunden. Die Ausgangsspannung U. wird über eine Diode in Flußrichtung abgegriffen. Ein Glättungskondensator sorgt auch hier für die Reduzierung der Ausgangswellig- keit. Um zu verhindern, daß die Ausgangsspannung bei kleinen Ausgangsströmen ansteigt, muß beim Aufwärts- und beim Abwärtswandler das Verhältnis der Einschalt- und Ausschaltzeit entsprechend angepaßt werden. Die Er¬ zeugung des impulsbreitenmodulierten Schaltsignals er-

folgt mit zwei Modulen: einem Regelverstärker mit Span¬ nungsreferenz und einem Pulsbreitenmodulator. Der Im¬ pulsbreitenmodulator besteht im allgemeinen aus einem Sägezahngenerator und einem Komparator. Der Komparator schaltet den Schalter ein, solange die Regelspannung größer ist als die Dreiecksspannung. Die dabei entste¬ hende Steuerspannung ist eine Rechteckspannung mit fe¬ ster Frequenz, deren Tastverhältnis von der Regelspan¬ nung abhängt. Integrierte Pulsbreitenmodulatoren für Schaltregler sind z. B. aus Unitrode, Semiconductor Databook, 1987 - 1988, Seiten 12-6 bis 12-11 bekannt.

Diese bekannten Schaltregler weisen den Nachteil auf, daß je nachdem, ob der Eingangsspannungsbereich ober- halb oder unterhalb der Ausgangsspannung liegt, ent¬ weder ein Abwärts- oder ein Aufwärtswandler im Schalt¬ regler verwendet wird.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Schaltreglersy- stem anzugeben, das einen breiten Eingangsspannungsbe¬ reich von unterhalb bis oberhalb der Ausgangsspannung zuläßt und über den gesamten Eingangsspannungsbereich eine konstante Ausgangsspannung liefert.

Diese Aufgabe wird gelöst durch ein Schaltreglersystem mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 1. Die vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung ergibt sich aus den Unteransprüchen.

Der breite Eingangsspannungsbereich von unterhalb bis oberhalb der Ausgangsspannung kann vom Schaltreglersy¬ stem aus geregelt werden, weil die Leistungsendstufe einen Abwärts- und einen Aufwärtswandler aufweist, die von einem Regelverstärker über einen Pulsbreitenmodula- tor angesteuert werden.

Als besonders vorteilhaft erweist es sich, wenn Ab¬ wärts- und Aufwärtswandler die Speicherdrossel L gemeinsam benutzen. Dadurch ergibt sich zum einen der Vorteil, daß nur eine Speicherdrossel in die Schaltung aufgenommen werden muß und zum anderen wird der Über¬ gang zwischen den beiden Teilwandlern verbessert.

In einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung weist die gemeinsame Speicherdrossel L zwei Endanzapfungen und zwei Mittenanzapfungen auf. Der Schalter des Abwärtswandlers T801 verbindet im ge¬ schlossenen Zustand die eingangsseitige Endanzapfung der Speicherdrossel L über eine erste Diode D801 mit dem Eingangsspannungspotential. Eine zweite Diode D802 verbindet den Eingang der Speicherdrossel mit dem Massepotential. Die ausgangsseitige Mittenanzapfung der Speicherdrossel L ist im geschlossenen Zustand des Schalters des Aufwärtswandlers T803 mit dem Massepoten¬ tial verbunden. Auf der Ausgangsseite ist die Endanzap- fung der Speicherdrossel L über eine dritte Diode D803 über einen Filterkondensator C mit Masse verbunden. Am Filterkondensator C wird die Ausgangsspannung gegen Masse abgegriffen. Ein weiterer Schalter T802 verbindet im geschlossenen Zustand die eingangsseitige Mittenan- zapfung der Speicherdrossel L mit der Eingangsspannung U _£ . Durch diese Maßnahme werden zwei an sich bekannte Wandlertypen, die vollkommen unterschiedliche Charakte¬ ristiken aufweisen, zu einem Schaltreglersystem ver¬ knüpft, welches einen erheblich ausgedehnten Regel- bereich und einen fließenden Übergang zwischen den bei¬ den Teilwandlern unter Ausnutzung einer gemeinsamen magnetischen Leistungskomponente aufweist.

Der Schalter des Abwärtswandlers T801 wird dabei durch das pulsbreitenmodulierte Steuersignal PWM des Puls-

breitenmodulators 500 angesteuert. Der Schalter des Aufwärtswandlers T803 und der weitere Schalter T802 werden nur dann angesteuert, wenn die Eingangsspannung U _E im unteren Bereich liegt.

In einer Weiterbildung der Erfindung ist ein Spannungs¬ detektor 101 vorgesehen, der ein Spannungsdetek- tionssignal LVD erzeugt, sobald die Eingangsspannung U _£ unter einen vorgegebenen Wert fällt. Ist dies der Fall, so wird das pulsbreitenmodulierte Steuersignal in einer Logikstufe 300 mit einem Taktsignal zum Steuersignal VLV für den Aufwärtswandler verknüpft. Dem weiteren Schalter wird im unteren Eingangsspannungsbereich ein Steuersignal LVR zugeführt, welches sich durch die Ver- knüpfung von pulsbreiten oduliertem Steuersignal und Spannungsdetektionssignals ergibt.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wer¬ den als Schalter der beiden Wandler Schalttransistoren verwendet. Diesen Schalttransistoren werden die zuge¬ ordneten Steuersignale PWM, LVR und VLV entweder an den Basiselektroden direkt zugeführt oder sie werden durch Stromquellen angesteuert, die ihrerseits von den jewei¬ ligen Steuersignalen getaktet werden. Die letztere Mög- lichkeit hat den Vorteil, daß bei einem breiten Eingangsspannungsbereich ein sicherer Betriebszustand gewährleistet wird. Zur Beschleunigung der Einschalt¬ dauer des angesteuerten Transistors wird die Konstant¬ stromquelle für einen kurzen Augenblick beim Einschal- ten als Verstärker betrieben und der konstantstrombe- stimmende Widerstand im Emitterzweig der Konstantstrom¬ quelle mit einem Kondensator gebrückt. Diese Schal¬ tungsanordnung verbessert erheblich das Schaltverhalten des angesteuerten Schalttransistors T801 - T803.

Um die Restwelligkeit der Ausgangsspannung noch weiter zu reduzieren, wird im Pulsbreitenmodulator 500 zur Er¬ zeugung des pulsbreitenmodulierten Signals PWM eine Rampenfunktion RG mit fester Frequenz und variabler Rampenflanke mit einem fest eingestellten Schwellwert SW verglichen. Das hat den Vorteil, daß die minimale Impulsbreite des Pulsbreitenmodulators, die im allge¬ meinen dadurch eingeschränkt wird, daß asymmetrisch ge¬ speiste Operationsverstärker an den Eingängen nicht um Null betrieben werden können, erheblich verkleinert wird.

Der Rampengenerator 400 erzeugt die Rampenfunktion RG mit fester Frequenz, deren Rampenflanke in Abhängigkeit der vom Regelverstärker generierten Regelabweichung variiert. Dies geschieht in einer vorteilhaften Ausge¬ staltung der Erfindung durch ein periodisches Entladen des Kondensators C401 mit sich anschließendem Aufladen über eine steuerbare Ladestromquelle T601. Die Lade- Stromquelle T601 wird dabei vom Regelverstärker ange¬ steuert.

Eine weitere Verbesserung des Regelverhaltens erreicht man, wenn die variable Rampenflanke eine Vielzahl von Stufen aufweist. Dadurch werden jeweils Komparations¬ punkte fest vorgegeben. Ein derartiger Komparations¬ punkt ist sehr präzise, weil der Winkel zwischen den zu vergleichenden Funktionen 90° beträgt. Das durch einen unpräzisen Komparationspunkt verursachte Jittern des Pulsbreitenmodulators wird vermindert und dadurch das Verhalten der gesamten Regelschaltung verbessert. Da¬ durch können Kompensationsschaltungen, die im allgemei¬ nen auf Kosten der Regeldynamik arbeiten, vermieden werden.

Die Abstufung der Rampenflanke erfolgt z. B. durch ein getaktetes Ansteuern der Ladestromquelle T601, kann aber auch auf digitalem Weg erfolgen. In einer Ausge¬ staltung der Erfindung ist der Regelverstärker 600 so dimensioniert, daß er Eigenschwingungen ausführt, deren Frequenz ein Vielfaches der Frequenz der Rampenfunktion RG beträgt und deren Tastverhältnis von der Regelabwei¬ chung abhängt. Der Ausgang des Regelverstärkers 600 steuert die Entladestromquelle T601 an. Da somit auch der Entladestrom getastet fließt, wird der variablen Rampenflanke eine Treppenfunktion überlagert. Durch diese Maßnahme wird durch einfache Mittel eine Abstu¬ fung der variablen Rampenflanke erzielt.

Als besonders vorteilhaft für das Schaltreglersystem hat sich eine Ausführung der Speicherdrossel als Flach¬ spule in Multilayer-Technologie herausgestellt. Diese Bauweise führt zu einer Verringerung der Energiedichte in der Speicherdrossel. Die geringen Kapazitäten zwi- sehen den Wicklungen und die geringen Streuinduktivi¬ täten führen zu einer geringen Eigenschwingungsneigung in den Umschaltmomenten.

Besonders vorteilhaft ist es, die Leitbahnbreite und die Wicklungszahl der verschiedenen Wicklungsebenen der Speicherdrossel L in Multilayer-Technologie den unter¬ schiedlichen Strombelastungen im Schaltreglersystem an¬ zupassen. Wicklungsebenen mit hoher Strombelastung wei¬ sen große Leitbahnbreiten und kleine Wicklungszahlen auf, wohingegen Wicklungsebenen mit geringer Strombela¬ stung kleine Leitbahnbreiten und große Wicklungszahlen aufweisen.

In einer vorteilhaften Weiterbildung des Schaltregler- Systems weist die Speicherdrossel L einen ringförmigen

Kern K auf. Der Kern erstreckt sich auf der einen Seite der Flachspule senkrecht zur Wicklungsebene vom Zentrum zum Rand hin und auf der anderen Seite wieder zurück durch das Zentrum der Speicherdrossel hindurch. Dabei wird der Kern in seiner Abmessung und Form an die Speicherdrossel angepaßt und nicht wie allgemein üblich die Form der Drossel dem Kern. Durch die Nähe des Kerns zu den Windungen der Flachspule wird eine bessere Energiekopplung erzielt.

Im folgenden sei die Erfindung anhand der Figuren und eines Ausführungsbeispieles erläutert. Es zeigen:

Figur 1 ein Blockschaltbild des erfindungs¬ gemäßen Schaltreglersystems,

Figur 2 ein Prinzipschaltbild der Dualend¬ stufe,

Figur 3 Einzelheiten verschiedener Schal¬ tungsblöcke der Figur 1,

Figur 3a ein Ausführungsbeispiel der Dual¬ endstufe,

Figur 4 und 5 die Signalverläufe von Strom durch die Speicherdrossel und der Verlauf der Schaltsignale,

Figur 6 Diagramme zum Signal-Timing,

Figur 7, 8 und 9 das pulsbreitenmodulierte Signal

PWM in Abhängigkeit von der Rampen¬ funktion,

Figur 10 Einzelheiten des Regelverstärkers ,

Figur 11 ein Diagramm des Ladestrom des Ram¬ pengenerators,

Figur 12 ein Diagramm der abgestuften Ram- penfunktion,

Figur 13 das Layout der Multilayer-Speicher- drossel,

Figur 14 eine perspektivische Darstellung der Speicherdrossel nach Figur 13.

Die Figur 1 zeigt den Aufbau des erfindungsgemäßen Schaltreglersystems im Blockschaltbild. Einem Span- nungsdekoder 100 wird die Eingangs- und die Ausgangs¬ spannung zugeführt. An seinen Ausgängen liefert der Spannungsdekoder zum einen eine konstante Referenzspan¬ nung U _ref ., die im allgemeinen kleiner ist als die kleinste erlaubte Eingangsspannung, eine Hilfsspannung U„, die zur Spannungsversorgung der weiteren Schal¬ tungsblöcke verwendet wird und ein Spannungsdetektions- signal LVD, das anzeigt, ob die Eingangsspannung in ei¬ nem unteren Bereich liegt.

Eine Oszillatorstufe 200 liefert die Takte zum Betrieb eines Pulsbreitenmodulators 500, eines Rampengenerators 400 und einer Logikstufe 300.

Der Logikstufe 300 werden zusätzlich zu den Taktsigna- len das impulsbreitenmodulierte Ausgangssignal PWM des Impulsbreitenmodulators 500 und das Spannungsdetekti- onssignal LVD des Eingangsspannungsdekoders zugeführt. Aus diesen Eingangssignalen generiert die Logikstufe 300 zwei Schaltsignale LVR und VLV, die der Dualendstu- fe 800 zugeführt werden.

Die Dualendstufe 800 besteht aus einer Leistungsendstu¬ fe mit Schaltwandlern, einer Induktivität zur Energie- speicherung und einem Ausgangsfilter zum Glätten der Ausgangsspannung U..

Die Rückkopplung der Ausgangsspannung U. erfolgt über einen Regelverstärker 600, dessen Ausgang einen Rampen¬ generator 400 steuert. Die variable Rampenfunktion RG des Rampengenerators 400 wird zur Erzeugung eines impulsbreitenmodulierten Signals PWM mit einer festen Referenzspannung verglichen. Das Ausgangssignal PWM des Impulsbreitenmodulators 500 steuert die Leistungsschal¬ ter der Dualendstufe 800. Die nähere Funktionsweise der Dualendstufe wird weiter unten erläutert. Ein über- stromsensor 700, der den Ausgangsstrom überwacht, be¬ grenzt ab einem vorgewählten Ausgangsstrom I. den Regelverstärker 600 derart, daß das Schaltreglersystem von einer Konstantspannungsregelung zur Konstantstrom¬ regelung umschaltet. Der Ausgangsstrom I. wird auf ei- nen maximalen Wert begrenzt, sobald der Ausgangsstrom I. diesen maximalen Wert zu überschreiten droht.

Die Figur 2 zeigt das Funktionsprinzip der Dualendstufe 800. Im Mittelpunkt der Dualendstufe 800 steht die Speicherdrossel L, die neben den beiden Endanzapfungen noch zwei Mittenanzapfungen aufweist. Ein erster Schal¬ ter T801 bildet zusammen mit einer zweiten Diode D802, der Speicherdrossel L und einem Glättungskondensator C einen Abwärts- oder Step-down-Wandler. Bei genügend großer Eingangsspannung U _£ wird nur der Schalter des Abwärtswandlers T801 über den Pulsbreitenmodulator 500 vom Regelverstärker angesteuert.

Ein Schalter T803 bildet zusammen mit der dritten Diode D803, der Speicherdrossel L und dem Glättungskondensa-

tor C einen Aufwärts- oder Buck-boost-Wandler. Der Auf¬ wärtswandler erbringt seine höchste Leistung bei einem Tastverhältnis von 50 %. Das Schaltsignal VLV für den Schalter des Aufwärtswandlers T803 wird von der Logik- Schaltung 300 aus dem Taktsignal und dem impulsbreiten¬ modulierten Ausgangssignal des Impulsbreitenmodulators 500 generiert. Es fällt nach jeweils einer halben Peri¬ odendauer jedes Schaltzykluses ab, so daß der Schalter spätestens dann geöffnet wird. Die Einschaltdauer des Schalters des Aufwärtswandlers wird durch die Verknüp¬ fung des Taktsignales mit dem Ausgangssignal des Im¬ pulsbreitenmodulators bestimmt. Da sich bei der Auf¬ wärtswandlung die Rückschlagsspannung auf die Eingangs¬ spannung addiert, ist es notwendig im Übergangsbereich zwischen Abwärts- und Aufwärtswandlung die Eingangs¬ spannung U _E getastet abzuschalten. Dies erfolgt durch einen weiteren Schalter T802, der in geschaltetem Zu¬ stand die Eingangsspannung an eine. Mittenanzapfung der Speicherdrossel anlegt. Angesteuert wird der weitere Schalter T802 durch das impulsbreitenmodulierte Aus¬ gangssignal des Impulsbreitenmodulators 500. Dieses Si¬ gnal wird dem Schalter nur dann zugeführt, wenn an der Logikstufe 300 gleichzeitig das Spannungsdetektionssi- gnal LVD anliegt. Die Diode D801, die zwischen der Speicherdrossel und dem Schalter des Aufwärtsreglers in Sperrichtung liegt, verhindert den Rückwärtsbetrieb des Schalters T801.

Die Figur 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines erfin- dungsgemäßen Schaltreglersystems. Dabei sind der Span¬ nungsdekoder 100, die Oszillatorstufe mit Oszillator und Frequenzteiler, der Regelverstärker 600 und der Überstromsensor 700 lediglich als Blockschaltbild dar¬ gestellt, während die übrigen Schaltungsblöcke im De- tail ausgeführt sind. Das Detail der Dualendstufe 800

ist in der Figur 3a dargestellt. Der Eingangsspannungs¬ dekoder 100 bildet aus der Eingangsspannung U _E die Re¬ ferenzspannung U _REF , die kleiner ist als die kleinste erlaubte Eingangsspannung. Die Referenzspannung U _REF wird in den übrigen Schaltungsblöcken als Spannungs¬ referenz verwendet. Aus der Differenz von Eingangsspan¬ nung U _E und Referenzspannung U - wird im Spannungs¬ detektor 101 das Spannungsdetektionssignal LVD gebil¬ det, das anzeigt, ob die Eingangsspannung im unteren Spannungsbereich liegt. Je nach Größe der Eingangsspan¬ nung U _E wird entweder aus der Eingangsspannung Ur- oder der Ausgangsspannung U. eine Hilfsspannung U„ gewonnen, die kleiner ist als die Ausgangsspannung U. und die im wesentlichen zur Spannungsversorgung der unterschied- liehen Schaltungsblöcke im Schaltreglersystem verwendet wird. Um bei dem geforderten, hohen Eingangsspannungs¬ bereich eine stabile Referenz- und Hilfsspannung zu er¬ halten, wird beispielsweise je eine Präzisions-Zener- diode über je eine Konstantstromquelle betrieben.

Die Oszillatorstufe 200 enthält einen Oszillator OSZ und eine Frequenzteilerstufe und ist so ausgestaltet, daß an einem ersten Ausgang die Grundschwingung, an ei¬ nem zweiten bzw. dritten Ausgang Q, Q die frequenzhal- bierte Grundschwingung bzw. die invertierte frequenz¬ halbierte Grundschwingung zur Verfügung gestellt wird.

Die Logikstufe 300 besteht aus zwei UND-Gattern mit je¬ weils zwei bzw. drei Eingängen. Im ersten UND-Gatter wird das Spannungsdetektionssignal LVD des Spannungsde¬ koders 101 mit dem Ausgangssignal des Impulsbreitenmo¬ dulators 500 zum Schaltsignal LVR für den weiteren Schalter T802 verknüpft. Für den Fall, daß die Ein¬ gangsspannung U _£ im unteren Spannungsbereich liegt, wird folglich der Schalter T802 analog zum Ausgangssi-

gnal des Impulsbreitenmodulators 500 geschaltet. Liegt die Eingangsspannung oberhalb dieses Bereichs bleibt der weitere Schalter T802 offen.

Im zweiten UND-Gatter wird das Spannungsdetektions¬ signal LVD mit dem Ausgangssignal des Impulsbreiten¬ modulators 500 und zusätzlich mit der invertierten fre¬ quenzhalbierten Grundschwingung Q der Oszillatorstufe zum Schaltsignal VLV für den Schalter des Aufwärtswand- lers T803 verknüpft. Liegt die Eingangsspannung U^ im unteren Spannungsbereich, so wird der Schalter des Auf¬ wärtswandlers T803 nur während der ersten Hälfte der Periodendauer der Schaltfrequenz analog zum Ausgangs¬ signal des Impulsbreitenmodulators 500 geschaltet. Wäh- rend der zweiten Hälfte der Periode der Schaltfrequenz bleibt der Schalter des Aufwärtswandlers offen, so daß die in der Speicherdrossel gespeicherte Energie an den Filterkondensator C abgegeben werden kann. Liegt die Eingangsspannung U _E oberhalb des unteren Spannungsbe- reichs, was durch ein fehlendes Spannungsdetektionssi¬ gnal LVD angezeigt wird, bleibt der Schalter des Auf¬ wärtsreglers ebenfalls offen und das Schaltreglersystem arbeitet als einfacher Abwärtswandler. Die entsprechen¬ den Impulsdiagramme sind in den Figuren 4 und 5 darge- stellt. Dabei zeigen jeweils die Diagramme: a) den Stromverlauf durch die Speicherdrossel, b) das Aus¬ gangssignal PWM des Impulsbreitenmodulators 500, c) das Schaltsignal LVR für den weiteren Schalter T802, d) das Schaltsignal VLV für den Schalter des Aufwärtswandlers, e) den Spannungsverlauf am Verbindungspunkt des weite¬ ren Schalters zur Speicherdrossel und f) den Spannungs¬ verlauf am Verbindungspunkt des Schalters des Aufwärts¬ wandlers T803 mit der Speicherdrossel. Bei beiden Figu¬ ren liegt die Eingangsspannung Ur- jeweils im unteren Spannungsbereich. Bei den Diagrammen der Figur 4 ist

die Eingangsspannung U _£ kleiner als bei der Figur 5, was auch durch die Breite des Schaltsignals VLV für den Schalter des Aufwärtswandlers dargestellt wird. Dieser Impuls ist in der Figur 5d) kleiner als in der Fi- gur 4d).

Das Schaltreglersystem weist drei Schaltzustände der Endstufe auf, die eine Funktion der Eingangsspannung U _E sind und fließend ineinander übergehen. Die Umschaltung zwischen den Schaltzuständen erfolgt in Abhängigkeit von der Eingangsspannung U _E im wesentlichen durch die Logikstufe 300.

Bei minimaler Eingangsspannung U _E arbeitet nur der dritte Schalter T803 im getasteten Betrieb, da der Pulsbreitenmodulator die maximale Pulsbreite abgibt. Die Logikstufe 300 sorgt dafür, daß der Aufwärtswandler L, T803, D803 mit der größten Energieübertragung arbei¬ tet. Beim öffnen des dritten Schalters T803 wird die in der Induktivität gespeicherte Energie auf die Eingangs¬ spannung U _£ aufgestockt. Nimmt die Eingangsspannung et¬ was zu, so unterbricht der zweite Schalter T802 das Aufstocken, wenn die Änderung des Tastverhältnisses nicht zum Ausregeln des Schaltreglersystems ausreicht. In diesem Arbeitsbereich verhindert die erste Diode D801 den inversen Betrieb des ersten Schalters T801. Liegt die Eingangsspannung U _E oberhalb des unteren Spannungsbereichs, so bleiben der zweite und dritte Schalter T802, T803 aufgrund des Fehlens des Spannungs- detektionssignals gesperrt, währenddessen der erste Schalter T801 mit varibalem Tastverhältnis angesteuert wird. In diesem Arbeitsbereich ist nur der Abwärtswand¬ ler T801, D802, L in Betrieb.

Der Rampengenerator 400 bildet zusammen mit dem Impuls¬ breitenmodulator 500 einen wichtigen Funktionsblock im Schaltreglersystem nach der Figur 3. Während herkömmli¬ che Impulsbreitenmodulatoren einen variablen Schwell- wert mit einer definierten Rampe eines Sägezahngenera¬ tors vergleichen, ist bei dem hier vorliegenden Schalt¬ reglersystem vorgesehen, daß eine Rampenfunktion RG fe¬ ster Frequenz und variabler Flanke mit einer defi¬ nierten Referenzspannung verglichen wird. Da Opera- tionsverstärker, die als Komparatoren asymmetrisch ge¬ speist werden, an den beiden Eingängen nicht um den Nullpunkt betrieben werden können, ergibt sich bei Im¬ pulsbreitenmodulatoren nach dem Stand der Technik das Problem, daß die variable Schwelle nicht gegen Null ge- hen kann und somit die minimale Impulsbreite des Im¬ pulsbreitenmodulators erheblich eingeschränkt ist. Wird jedoch eine variable Flanke der Rampenfunktion RG mit einer festen Schwelle verglichen, so sind die minimale bzw. maximale Impulsbreite des Ausgangssignals des Im- pulsbreitenmodulators 500 nur von der minimalen bzw. maximalen Steigung der Rampenflanke abhängig.

Zur Erzeugung der Rampenfunktion RG mit fester Frequenz und variabler Rampenflanke wird dem Rampengenerator 400 die Grundfrequenz und die frequenzhalbierte Grundfre¬ quenz der Oszillatorstufe 200 zugeführt. Die beiden Si¬ gnalverläufe sind in den Impulsdiagrammen OSZ und FT der Figur 6 dargestellt, überschneidet sich für die Zeitdauer TC der Impuls der Oszillatorgrundfrequenz OSZ mit der halben Grundfrequenz FT des Frequenzteilers, so wird der Kondensator C401 über den Transistor T402 wäh¬ rend der Zeit TC entladen. Dieser Vorgang erfolgt peri¬ odisch mit der Frequenz der halbierten Grundschwingung und markiert die fast senkrecht ansteigende feste Flan- ke der Rampenfunktion RG. Während der übrigen Zeit der

Periodendauer wird der Kondensator C401 über einen wei¬ teren Transistor T403 und eine regelbare Stromquelle T601 des Regelverstärkers aufgeladen. Dadurch ergibt sich am Verbindungspunkt des Kondensators C401 mit der Stromquelle T601 die in der Figur 6 gezeigte Rampen¬ spannung RG mit fester Frequenz und variabler Rampen¬ flanke. Die Steilheit der Rampenflanke kann über den von der regelbaren Stromquelle T601 erzeugten Ladestrom eingestellt werden. Die flachste Steigung ergibt sich im Ausführungsbeispiel nach der Figur 3 aus der Größe des Widerstandes R404, der den Emitter des Transistors T403 mit Masse verbindet. Auf der anderen Seite wird die maximale Steilheit der Rampenflanke durch die Größe des Emitterwiderstands R614 der regelbaren Ladestrom- quelle T601 begrenzt.

Der Impulsbreitenmodulator 500 besteht im vorliegenden Ausführungsbeispiel nach Figur 3 im wesentlichen aus einem als Komparator beschalteten Operationsverstärker IC501, der die Rampenfunktion mit fester Frequenz und variabler Rampenflanke mit einer fest definierten Span¬ nungsreferenz vergleicht. Fällt die Rampenspannung un¬ ter die Spannungsreferenz, so steigt die Ausgangsspan¬ nung des Operationsverstärkers IC501 sprunghaft an. Steigt die Rampenfunktion infolge des Entladens des Kondensators C401 wieder an, so wird der Spannungsim¬ puls am Ausgang des Operationsverstärkers IC501 been¬ det.

In Figur 6 ist das Ausgangssignal PWM des Impulsbrei¬ tenmodulators 500 zusammen mit der Rampenfunktion RG und den Taktsignalen FT und OSZ der Oszillatorstufe dargestellt. Die Figuren 7, 8 und 9 zeigen verschieden breite Ausgangsimpulse des Pulsbreitenmodulators 500 in Abhängigkeit von der Rampenfunktion RG bei fest einge-

stellter Referenzspannung. Die Referenzspannung ist in den Figuren als gestrichelte horizontale Linie einge¬ zeichnet. Es wird deutlich, daß die maximale Impuls¬ breite von der minimalen Lade- und Entladezeit des Kon¬ densators C401 abhängig ist, während die minimale Im¬ pulsbreite auch gegen Null gehen kann. In diesem Fall wird der Kondensator C401 innerhalb der Periodendauer der Rampenfunktion nicht mehr so weit geladen, daß die Spannung kleiner ist als die Referenzspannung.

Die Figur 3a zeigt ein Ausführungsbeispiel der Dualend¬ stufe 800, deren prinzipieller Aufbau bereits anhand der Figur 2 erläutert wurde. Die Funktion der Schalter T801 - T803 wird hier von den entsprechenden Transisto- ren T801 - T803 übernommen. Dem ersten Transistor T801 wird am Emitter die Eingangsspannung U _E zugeführt. Der Kollektor ist mittels einer ersten, in Flußrichtung ge¬ schalteten Diode mit der eingangsseitigen Endanzapfung der Speicherdrossel verbunden. Die zweite Diode D802 verbindet die eingangsseitige Endanzapfung der Spei¬ cherdrossel L in Sperrichtung mit dem Massekontakt. Die Basis des Transistors T801 ist mit der von dem Transi¬ stor T806 gebildeten ersten Konstantstromquelle verbun¬ den. Der Transistor T806 wird vom Ausgangssignal des Impulsbreitenmodulators 500 getaktet, so daß auch der als Schalter des Abwärtsregler arbeitenden Transistors T801 vom impulsbreitenmodulierten Signal PWM getaktet wird. Der Transistor T801 bildet zusammen mit der zwei¬ ten Diode D802 und der Speicherdrossel L den Teil der Endstufe, der bei genügend hoher Eingangsspannung als reiner Abwärts- oder Step-down-Wandler arbeitet. Dann nämlich sind die beiden UND-Gatter der Logikstufe 300 durch das Fehlen des Spannungsdetektionssignals ge¬ sperrt und an die beiden anderen Schalter der Dualend- stufe T802, T803 gelangt kein Schaltsignal.

Der dritte Transistor T803 ist an seinem Emitteran¬ schluß mit dem Massepotential verbunden. Der Kollektor ist mit der ausgangsseitigen Mittenanzapfung der Spei¬ cherdrossel L verbunden. Zusammen mit der dritten Diode D803, die die ausgangsseitige Endanzapfung der Spei¬ cherdrossel in Flußrichtung mit dem Filterkondensator C verbindet, bildet diese Anordnung für sich genommen einen Aufwärts- oder Buck-boost-Wandler. Angesteuert wird der dritte Schalttransistor T803 über zwei weitere getaktete Stromquellen mit Einschaltübersteuerung T804, T807 vom Schaltsignal VLV des zweiten UND-Gatters der Logikstufe 300. Da an einem Eingang des zweiten UND- Gatters die halbe Grundfrequenz anliegt, ist sicherge¬ stellt, daß der dritte Schalttransistor mit einer maxi- malen Schaltrate von 50 % der Periodendauer getaktet wird. Bei diesem Tastverhältnis erbringt der Aufwärts¬ wandler seine höchste Leistung. Da dem zweiten UND-Gat¬ ter an einem weiteren Eingang das Spannungsdetektions¬ signal LVD des Spannungsdekoders 101 zugeführt wird, arbeitet der Aufwärtswandler nur wenn die Eingangsspan¬ nung im unteren Spannungsbereich liegt. Im Übergangsbe¬ reich, der zwischen der Arbeitsweise als reiner Auf¬ wärtswandler mit einem Tastverhältnis von 50 % und der Arbeitsweise als reiner Abwärtswandler liegt, ist es notwendig die Eingangsspannung U _E getastet abzuschal¬ ten, und die Ausgangsspannung U. konstant zu halten.

Diese Aufgabe erfüllt der zweite Schalttransistor T802, der mit seinem Emitteranschluß mit der Eingangsspannung U _E verbunden ist. Der Kollektor ist mit der eingangs- seitigen Mittenanzapfung der Speicherdrossel L verbun¬ den. Angesteuert wird der zweite Schalttransistor T802 über eine weitere getaktete Stromquelle T805 vom Schaltsignal LVR des ersten UND-Gatters der Logikstufe 300. Da das erste UND-Gatter der Logikstufe 300 das

Spannungsdetektionssignal LVD des Spannungsdetektors 101 mit dem Ausgangssignal PWM des Impulsbreitenmodula¬ tors 500 verknüpft, wird der zweite Schalter im unteren Bereich der Eingangsspannung U _E mit dem Signal des I - pulsbreiten odulators PWM geschaltet. Das hat zur Folge, daß das maximale Tastverhältnis von 50 % des Aufwärtswandlers um die Ausschaltzeit des Impulsbrei¬ tenmodulators 500 reduziert wird und gleichzeitig die Eingangsspannung U _E von der Speicherdrossel L abge- schaltet ist. Die Diode zwischen dem ersten Schalttran¬ sistor T801 und der eingangsseitigen Endanzapfung der Speicherdrossel L verhindern den Inversbetrieb des er¬ sten Schalttransistors T801 beim Aufwärtswandlerbe- trieb.

Durch die Ansteuerung der Schalttransistore _. n T801 - T803 über getaktete Stromquellen mit Einschaltüber¬ steuerung ist ein sicheres Durchschalten der Schalt¬ transistoren über den weiten Eingangsspannungsbereich sichergestellt. Hierzu ist der Emitter des Stromquel¬ lentransistors mit einer Parallelschaltung von einem Widerstand und einem Kondensator mit der Eingangsspan¬ nung bzw. mit dem Massepotential verbunden. Der strom¬ bestimmende Emitterwiderstand ist bis zur Aufladung des parallelgeschalteten Kondensators unwirksam. Die Schal¬ tung arbeitet zunächst als Verstärker und geht an¬ schließend in Konstantstrombetrieb über. Derartige ge¬ taktete Stromquellen mit Einschaltübersteuerung sind in der Schaltung nach Figur 3a mehrfach vorhanden und be- schleunigen das Schaltverhalten der so angesteuerten Schalttransistoren T801 - T803.

Die an der ausgangsseitigen Endanzapfung der Speicher¬ drossel L erhaltene Spannung wird vom Filterkondensator C zur Ausgangsspannung U. geglättet. Die Ausgangs-

Spannung U. wird einem Regelverstärker 600 zugeführt und dort mit einer Spannungsreferenz verglichen. Der Regelverstärker steuert über eine regelbare Ladestrom¬ quelle T601 den Ladestrom des Rampengenerators 400 und somit über die Steilheit der variablen Rampenflanke das Tastverhältnis des Impulsbreitenmodulators.

Im Ausgangszweig der Dualendstufe 800 befindet sich au¬ ßerdem ein Stromsensorwiderstand RS. Die Spannung U _RS , die am ersten Ende des Widerstandes RS anliegt, wird vom Überstromsensor 700 mit der Ausgangsspannung U. am anderen Ende des Widerstands verglichen. Die Differenz der beiden Spannungen ist ein Maß für die Größe des Ausgangsstromes I. des Schaltreglersystems und wird mit einer Spannungsreferenz verglichen, übersteigt der Aus¬ gangsstrom I. einen maximal zulässigen Wert, so be¬ grenzt der überstromsensor 700 die Spannungsreferenz des Regelverstärkers 600. Auf diese Weise geht das Schaltreglersystem bei einem maximalen Ausgangsstrom *Amax ^{von einem} Konstantspannungsregelverhalten in ein Konstantstromregelverhalten über. Dadurch wird die Kurzschlußfestigkeit des Schaltreglersystems erzielt.

Die Figur 10 zeigt eine besonders vorteilhafte Ausge- staltung des Regelverstärkers 600. Der Regelverstärker 600 steuert über die Ladestromquelle T601 den Ladestrom des flankenbestimmenden Kondensators C401 des Rampenge¬ nerators 400. Um ein exaktes Vergleichsergebnis zwi¬ schen der variablen Rampenfunktion und dem festen Schwellwert zu erzielen, ist es vorteilhaft die Rampen¬ flanke mit einer Vielzahl von Stufen zu versehen. Die Generierung der Stufen in der varibalen Rampenflanke kann z. B. auf digitalem Wege erfolgen. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel erfolgt die Abstufung der Rampe durch eine gepulste Ansteuerung der Ladestromquelle

T601. Die Figur 11 zeigt den Strom durch die Ladestrom¬ quelle T601 in Abhängigkeit von der Zeit für zwei ver¬ schiedene Regelabweichungen. Der Regelverstärker 600 nach Figur 10 ist so ausgelegt, daß der Differenzver- stärker IC601 Eigenschwingungen ausführt, deren Fre¬ quenz ein Vielfaches der Rampenfrequenz entspricht.

Die Figur 12 zeigt die aus dem gepulsten Ladestrom ent¬ stehenden Stufen auf der Rampenfunktion RG. Man beachte die unterschiedlichen Zeitachsen der Figuren 11 und 12. Durch die abgestufte Rampenflanke wird der Vergleich mit der Spannungsreferenz verbessert und somit ein Jit- tern des Impulsbreitenmodulators verhindert.

Die Figur 13 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Spei¬ cherdrossel L des Schaltreglersystems in einer Ausfüh¬ rung als Flachspule in Multilayer-Bauweise. Die jeweils gegenüberliegenden Spulenpaare L1-L2, L3-L4, L5-L6, L7- L8 bilden jeweils Ober- und Unterseite OS, US einer auf einem Trägermaterial T1-T4 aufgetragenen metallischen Flachspule. Die Paare werden zusammengefügt und im Zen¬ trum der Wicklung miteinander verbunden, so daß je ein Spulenpaar entsteht, das auf der einen Seite des Trä¬ germaterials von außen nach innen und auf der anderen Seite der Trägerschicht von innen nach außen verläuft, ohne daß sich dabei die Wicklungsrichtung ändert. Die einzelnen Spulenpaare werden unter Einfügung je einer Isolierschicht aufeinandergepackt und an den äußeren Endpunkten der Wicklung mit dem Anfang des darauffol- genden Spulenpaars verbunden. An diesen Verbindungs¬ punkten werden auch die Mittenanzapfungen der Speicher¬ drossel herausgeführt. Ein besonderer Vorteil dieser Anordnung liegt darin, daß je nach Strombelastung der Teilspulen der Speicherdrossel L durch die einzelnen Schalter des Schaltreglersystems, die Leitbahnbreite

und die Wicklungszahlen verändert werden können. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die beiden mitt¬ leren Spulenpaare L3-L4, L5-L6, die jeweils die hohe Strombelastung im Aufwärtswandlerbetrieb des Reglersy- stems tragen, mit entsprechend breiten Leitbahnen ver¬ sehen. Die Leitbahnbreiten der beiden äußeren Spulen¬ paare L1-L2, L7-L8, die einer wesentlich geringeren Strombelastung ausgesetzt sind, sind kleiner als die der beiden inneren Spulenpaare L3-L4, L5-L6. Gleichzei- tig sind die Wicklungszahlen größer. Die so aufgebaute Speicherdrossel L weist weiterhin einen ringförmigen Kern K auf, der senkrecht zur Wicklungsebene die Spei¬ cherdrossel L vom Zentrum der Wicklungen zum Rand hin umschließt (2 "U-Kerne"). Die Kernabmessungen und die Kernform sind der Flachspule angepaßt. Der Kern K wird an die Wicklung und nicht die Wicklung an den Kern an¬ gepaßt. Die Figur 14 zeigt die Speicherdrossel in einer perspektivischen Darstellung. Die Speicherdrossel in Multilayer-Bauweise weist gegenüber konventionellen Speicherdrosseln folgende Vorteile auf: eine Verringe¬ rung der Energiedichte, geringe Kapazitäten zwischen den Wicklungen, geringe Streuinduktivitäten, geringe Eigenschwingungsneigung in den Umschaltmomenten bei gleichzeitiger Verringerung der Kerngröße und einem vereinfachten Herstellverfahren.

Durch die Kombination der hier beschriebenen Verbesse¬ rungen entsteht ein neuartiges Schaltreglersystem, das zwei an sich bekannte Wandlerkonzepte mit vollkommen unterschiedlichen Charakteristiken zu einem neuartigen Reglersystem verknüpft. Dieses neuartige Schaltregler¬ system weist einen erheblich ausgedehnten Regelbereich mit einem fließenden Übergang zwischen den Teilwandlern auf. Gleichzeitig wird eine gemeinsame Speicherdrossel von beiden Wandlertypen gemeinsam ausgenutzt.