L'invention concerne la caractérisation de composants électroniques de puissance, et en particulier les dispositifs de mesure destinés à analyser le comportement d'une diode de puissance après une commutation entre son état bloqué et son état passant.

Une diode de puissance doit être caractérisée pour pouvoir anticiper son comportement durant différentes phases de fonctionnement. Cette caractérisation permet d'anticiper le comportement de circuits tels que des redresseurs ou des convertisseurs, dans lesquels une ou plusieurs diodes de puissance peuvent être intégrées. La caractérisation doit couvrir notamment les phases de commutation pour connaître l'énergie de commutation à la fermeture, l'énergie de commutation à l'ouverture, les résistances de passage dynamiques correspondantes, le temps de recouvrement inverse, ou les charges de recouvrement inverses.

Pour les circuits de puissance, les diodes à hétérojonction connaissent des développements importants. En effet, de telles diodes présentent des tensions de claquage élevées, des résistances réduites à l'état passant et des temps de commutation réduits. De telles diodes sont par exemple réalisées sur des substrats en GaN. A la différence de diodes réalisées sur substrat silicium, les diodes à hétérojonction sont confrontées à des chutes de courant à l'état passant. Ces phénomènes de chute de courant sont encore mal connus et mal anticipés. Pour de telles diodes à hétérojonction, la caractérisation à l'état passant à la fois aux temps courts et aux temps longs peut ainsi s'avérer primordiale, dans un cadre de recherche comme dans un cadre industriel.

En vue de caractériser une diode de puissance, la société Keysight Technologies commercialise un module de connexion d'une diode sous la référence N1267A et un module de caractérisation de puissance sous la référence B1505, dont la combinaison peut former un dispositif de caractérisation que l'on désignera comme dispositif de caractérisation de référence. Le module de caractérisation de puissance comprend une source haute tension, une source de courant et un circuit de pilotage. La diode de puissance à tester est connectée au module de connexion. Le module de connexion comprend un transistor de commutation piloté par le circuit de pilotage du module de caractérisation de puissance. Le module de caractérisation de puissance procède à la caractérisation de la diode de puissance par le courant la traversant, en mesurant la différence entre le courant débité par la source haute tension et le courant débité par la source de courant.

Un tel dispositif de caractérisation de référence présente un niveau d'erreur et un niveau de sensibilité au bruit relativement élevés. Par ailleurs, un tel circuit présente un temps de commutation pour la diode de puissance de plus de 100is, ce qui ne permet pas de caractériser cette diode de puissance aux temps courts postérieurs à la commutation.

Ainsi, aucune solution connue ne permet de caractériser une diode de puissance pour une période postérieure à la commutation allant d'environ 50 ns à plusieurs dizaines de secondes. Aucune solution connue ne permet non plus de caractériser une diode de puissance avec suffisamment de précision. Il existe donc un besoin pour un dispositif de caractérisation d'une diode de puissance présentant une grande précision et permettant de caractériser la diode de puissance à la fois aux temps courts et aux temps longs. Il existe en outre un besoin pour un tel dispositif de caractérisation devant présenter un coût raisonnable.

Le document 'Characteristics of a High-Current, High-Voltage Shockley Diode' dans IEEE transactions on électron devices, Vol Ed-17, N°9, pages 694- 705, par Walter Schroen, décrit différents circuits de test de diodes, pour tester des comportements respectifs d'une diode en commutation vers un état passant ou vers un état bloqué. Le circuit utilisé pour caractériser la commutation d'une diode vers l'état passant est peu performant, notamment pour mesurer des commutations rapides.

Le document US2950439 décrit l'utilisation de plusieurs sources de tension pour mettre en œuvre un test de diode.

Le document US3648168 décrit un circuit de test d'une diode, pour caractériser à la fois sa commutation vers l'état passant et sa commutation vers l'état bloqué.

Le document US3659199 décrit un circuit de test d'une diode, incluant une fonctionnalité de réchauffage de la diode par un courant calibré.

L'invention vise à résoudre un ou plusieurs de ces inconvénients. L'invention porte ainsi sur un système, tel que défini dans la revendication 1 annexée.

L'invention porte également sur des variantes des revendications dépendantes. L'homme du métier comprendra que chacune des caractéristiques des variantes des revendications dépendantes peut être combinée indépendamment aux caractéristiques de la revendication 1 , sans pour autant constituer une généralisation intermédiaire.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront clairement de la description qui en est faite ci-après, à titre indicatif et nullement limitatif, en référence aux dessins annexés, dans lesquels : -la figure 1 est une représentation schématique d'un exemple de dispositif de caractérisation de diode de puissance selon un exemple de mode de réalisation de l'invention ;

-la figure 2 est une représentation schématique d'une première variante d'alimentation du dispositif de caractérisation ;

-la figure 3 est une représentation schématique d'une première variante de circuit d'écrêtage selon l'invention ;

-la figure 4 est un diagramme illustrant l'évolution de différents paramètres mesurés dans le temps lors d'une fermeture de la diode ;

-la figure 5 illustre l'évolution dans le temps à l'état passant de la résistance de conduction d'une diode suite à sa fermeture ;

-la figure 6 est une représentation schématique d'une deuxième variante de circuit d'écrêtage selon l'invention ;

-la figure 7 est une représentation schématique d'une troisième variante de circuit d'écrêtage selon l'invention ;

-la figure 8 est une représentation schématique d'une deuxième variante d'alimentation du dispositif de caractérisation ;

-la figure 9 est une représentation schématique d'une troisième variante d'alimentation du dispositif de caractérisation.

L'invention propose un dispositif de caractérisation d'une diode de puissance. Ce dispositif comprend notamment une alimentation comportant une source de tension destinée à fournir une haute tension sur la cathode de la diode à caractériser pour l'état bloqué de cette diode, et une autre source de tension destinée à fournir un courant élevé dès la fermeture de la diode. Un condensateur est connecté en parallèle de la source destinée à fournir un courant élevé.

Le dispositif de caractérisation comprend par ailleurs un circuit d'écrêtage de tension utilisant une source de tension continue additionnelle, avec une borne de mesure connectée à un nœud intermédiaire entre une résistance et une diode, la résistance et la diode étant connectées en série sur une sortie de cette source de tension continue additionnelle.

La figure 1 illustre de façon schématique une diode de puissance 2 formant un composant à tester, connectée à un dispositif de caractérisation 1 . La diode de puissance 2 est par exemple une diode à hétérojonction.

Le dispositif de caractérisation 1 comporte des nœuds d'alimentation 1 1 et 12. La diode 2 comporte une anode connectée au nœud d'alimentation 1 1 , et une cathode connectée au nœud d'alimentation 12. Le dispositif de caractérisation 1 comporte en outre une alimentation électrique 3. L'alimentation 3 comporte un circuit d'alimentation 31 et un circuit d'alimentation 32. Le circuit d'alimentation 31 applique une tension de sortie sur le nœud d'alimentation 1 1 . Le circuit d'alimentation 32 applique une tension de sortie sur le nœud d'alimentation 12. Le dispositif de caractérisation 1 comprend également un circuit d'écrêtage de tension 4 dont une entrée est connectée au nœud d'alimentation 12 et dont une sortie est ici connectée à un dispositif d'acquisition 5.

Le dispositif de caractérisation 1 comporte en outre un interrupteur commandé 6. L'interrupteur commandé 6 comporte une première électrode de conduction 61 , ici connectée à un potentiel de masse, une deuxième électrode de conduction 62 connectée au nœud d'alimentation 12, et une électrode de commande 63. Un circuit de commande 64 est configuré pour appliquer sélectivement un signal d'ouverture et un signal de fermeture sur l'électrode de commande 63 de l'interrupteur commandé 6. Le circuit de commande 64 peut par exemple commander séquentiellement des ouvertures et des fermetures de l'interrupteur commandé 6. L'interrupteur commandé 6 est dimensionné pour présenter une tension de claquage supérieure à la tension appliquée sur le nœud d'alimentation 12. L'interrupteur commandé 6 est par exemple constitué d'un transistor à effet de champ, par exemple un transistor à effet de champ à haute mobilité électronique (présentant une tension de claquage élevée et un temps de commutation très réduit) ou un transistor SiC MOSFET (présentant également un temps de commutation très réduit). Les électrodes 61 , 62 et 63 sont alors respectivement la source, le drain et la grille de commande de ce transistor. Lorsqu'un tel transistor est fermé pour former un appel de courant à travers la diode 2 à caractériser, il est utilisé dans son premier quadrant, sa vitesse de commutation étant alors optimale.

Le dispositif de caractérisation 1 comporte ici en outre une sonde de courant 13 mesurant le courant entre les nœuds d'alimentation 1 1 et 12 (correspondant au courant traversant la diode 2), et un voltmètre (ou une sonde de tension) 14 mesurant la tension sur le nœud d'alimentation 1 1 . La figure 2 illustre une première variante d'une alimentation 3 pour la mise en œuvre de l'invention. L'alimentation 3 comporte le circuit d'alimentation 31 , destiné à appliquer un fort courant à travers la diode de puissance 2 dans son état fermé, par l'intermédiaire du nœud d'alimentation 1 1 , lorsqu'un courant est appelé par l'interrupteur commandé 6. Le circuit d'alimentation 31 est également destiné à rendre la diode 2 passante dans des conditions où la différence de potentiel entre le nœud d'alimentation 1 1 et le nœud d'alimentation 12 est supérieure à la tension de seuil de la diode 2. L'alimentation 3 comporte également le circuit d'alimentation 32, destiné à appliquer une haute tension sur le nœud d'alimentation 12, le niveau de cette haute tension servant à maintenir la diode 2 dans son état ouvert, en l'absence de courant appelé par l'interrupteur commandé 6.

Le circuit d'alimentation 31 comporte une source de tension continue 31 1 générant un premier potentiel d'alimentation par rapport à un potentiel de masse. Le premier potentiel d'alimentation est au moins supérieur au potentiel appliqué sur l'électrode 61 de l'interrupteur commandé 6. La source de tension continue 31 1 est configurée pour pouvoir débiter un fort courant, typiquement au moins égal à 1 A, de préférence au moins égal à 5 A, et avantageusement au moins égal à 10 A. La source de tension continue 31 1 est configurée pour générer un potentiel d'alimentation maximal inférieur au potentiel d'alimentation maximal de la source de tension continue323 (détaillée par la suite), typiquement d'au plus 20V. La diode 2 est connectée entre les nœuds d'alimentation 1 1 et 12 de façon à être traversée par un courant direct allant de la source de tension 31 1 vers le nœud d'alimentation 12 lorsqu'elle est rendue passante.

Une résistance 312 est ici avantageusement connectée en série avec la diode 2 entre la source de tension 31 1 et le nœud d'alimentation 12. Le circuit d'alimentation 31 comporte un condensateur 314 connecté en parallèle de la source de tension continue 31 1 . Afin d'aider la source 31 1 à débiter un courant élevé aux temps courts, il est ainsi préférable de rajouter une capacité d'alimentation entre la source de tension 31 1 et la résistance 312, ici sous la forme du condensateur 314. Les valeurs de ces capacités seront avantageusement choisies pour couvrir les faibles valeurs de temps, typiquement inférieures à 10ms. Au-delà, la source de tension 31 1 débitera le courant voulu sur des temps longs. Les différents condensateurs de découplage détaillés par la suite visent à stabiliser les alimentations dans une large gamme de fréquences et ainsi limiter au maximum les oscillations des circuits, afin de gagner en rapidité. Grâce aux différents condensateurs de découplage détaillés dans les différentes variantes, la stabilité des tensions du circuit correspondant sont parfaitement maîtrisées.

Le circuit d'alimentation 32 comporte une source de tension continue 323 générant un deuxième potentiel d'alimentation par rapport au potentiel de masse. Le deuxième potentiel d'alimentation est supérieur au premier potentiel d'alimentation. Le deuxième potentiel d'alimentation présente une amplitude pour laquelle la diode 2 doit être caractérisée à l'état bloqué. Le deuxième potentiel d'alimentation est par exemple au moins égal à 100 V, de préférence au moins égal à 500 V, et avantageusement au moins égal à 1000 V, en fonction de la diode 1 devant être caractérisée.

Le circuit 32 comporte une résistance 322 connectée en série entre la source de tension continue 323 et le nœud d'alimentation 12. La résistance 322 permet de protéger la source de tension 323 du courant débité par la source de tension 31 1 . La résistance 322 permet également de créer une chute de tension entre la source de tension 323 et le nœud d'alimentation 12 lorsque la diode 2 est passante, et permet de stabiliser la source de tension 323. Le circuit 32 comporte ici avantageusement un condensateur de découplage 321 connecté en parallèle de la source de tension continue 323.

Contrairement à un transistor, une diode ne présente pas de grille de commande et doit être commutée directement par la différence de potentiel entre son anode et sa cathode. Les potentiels sur l'anode et la cathode doivent être pilotés rapidement afin de pouvoir étudier des phénomènes aux temps courts. L'anode et la cathode doivent pouvoir gérer alternativement forte tension et fort courant.

Les inventeurs ont identifié plusieurs problèmes du dispositif de caractérisation de référence, résolus par un dispositif de caractérisation selon l'invention. Ainsi, dans le dispositif de caractérisation de référence, la caractérisation de la diode de puissance est basée sur une déduction du courant la traversant. Cette déduction est réalisée par la mesure différentielle entre le courant débité par la source de tension et le courant débité par la source de courant. Cette mesure différentielle induit une source d'erreur considérable. Par ailleurs, le transistor du module de connexion du dispositif de caractérisation de référence est utilisé dans son troisième cadran, ce qui augmente considérablement son temps de commutation (du fait de phénomènes de recouvrement inverse de la diode intrinsèque de ce transistor à effet de champ sur substrat silicium). Par ailleurs, la source de courant et la source de tension pour le module de caractérisation du dispositif de caractérisation de référence sont de type SMU (pour Source Measure Unit en langue anglaise) et fonctionnent ainsi à la fois en source et en dispositif de mesure. De telles sources de type SMU incluent des boucles de régulation dont le temps de réponse est élevé et dépendant de la résistance de passage de la diode de puissance, ce qui augmente également le temps de commutation du transistor du module de connexion. Par ailleurs, de telles sources de type SMU utilisent un même calibre de mesure dimensionné pour un fort courant, ce qui affecte fortement la précision de la mesure pour des faibles courants.

La figure 3 est une représentation schématique d'une première variante de circuit d'écrêtage 4 selon l'invention. Ce circuit d'écrêtage 4 va être détaillé avant d'étudier le fonctionnement du dispositif de caractérisation 1 , sur la base d'exemple de mesures réalisées par l'intermédiaire de ce circuit d'écrêtage 4.

Le circuit d'écrêtage 4 comporte une source de tension continue 41 générant un troisième potentiel d'alimentation par rapport à un potentiel de masse. Le troisième potentiel présente typiquement un potentiel inférieur ou égal à 10 V. Le circuit d'écrêtage 4 comprend en outre une résistance 42 et une diode 43 connectées en série entre la source de tension 41 et une borne d'entrée 44. La borne d'entrée 44 est en pratique connectée au nœud d'alimentation 12. La diode 43 est connectée de façon à être traversée par un courant direct allant de la source de tension 41 vers la borne d'entrée 44. Une borne de mesure 45 est connectée à un nœud intermédiaire entre la résistance 42 et la diode 43. La borne de mesure 45 est ainsi connectée à l'anode de la diode 43.

Le circuit d'écrêtage 4 permet de s'affranchir d'un éventuel problème de saturation d'un oscilloscope ou d'un dispositif d'acquisition 5 connecté à la borne de mesure 45, ce qui permet d'augmenter sensiblement la résolution de mesure tout en restant compatible avec le niveau de tension appliqué sur le nœud d'alimentation 12 lorsque l'interrupteur commandé 6 est ouvert. La mesure de la tension du nœud d'alimentation 12 est effectuée derrière la diode 43. Lorsque la tension sur le nœud d'alimentation 12 est supérieure au troisième potentiel d'alimentation, la diode 43 est polarisée en inverse et le courant la traversant est extrêmement faible. La tension sur la borne de mesure 45 ne peut pas dépasser le troisième potentiel d'alimentation.

Lorsque la tension sur le nœud d'alimentation 12 (additionnée à la tension de seuil de la diode 43) devient inférieure au troisième potentiel d'alimentation, la diode 43 est polarisée en direct et se comporte sensiblement comme un interrupteur fermé. La tension appliquée sur la borne de mesure 45 correspond à la tension de seuil moins la chute de tension provoquée par la diode 43. La plage de tension sur le nœud d'alimentation 12 lorsque l'interrupteur commandé 6 est fermé peut être ajustable avec la tension de polarisation de la diode 43.

A partir de la tension appliquée sur la borne de sortie 45, le dispositif d'acquisition 5 peut réaliser une conversion de cette tension en la valeur de tension présente sur le nœud d'alimentation 12. Cette conversion peut être réalisée au moyen d'un circuit de conversion du dispositif d'acquisition 5. Le dispositif de conversion peut être étalonné sur la base de mesures préalables.

Par exemple, l'étalonnage peut être réalisé de la façon suivante. On maintient l'interrupteur commandé 6 à l'état fermé et on mesure la tension sur la borne de mesure 45 dans cette configuration, afin de définir une valeur de décalage. Ensuite, on maintient l'interrupteur commandé 6 à l'état ouvert, en appliquant un autre potentiel d'alimentation d'un niveau prédéterminé. Une loi de conversion affine peut alors être déterminée en fonction de ces mesures de tension. On peut alors programmer le circuit de conversion pour utiliser cette loi de conversion affine, fournissant la tension sur le nœud d'alimentation 12 en fonction de la tension sur la borne de sortie 45. La figure 4 comporte le diagramme illustrant l'évolution de différents paramètres en fonction du temps postérieurement à la fermeture de la diode 2, ces paramètres étant mesurés par l'intermédiaire du dispositif d'acquisition 5.

Le diagramme illustre de haut en bas le courant Id traversant la diode 2, le potentiel sur le nœud d'alimentation 12, le potentiel sur le nœud d'alimentation 1 1 , et le potentiel sur la bonne de sortie 45.

Avant l'instant t=0, l'interrupteur commandé 6 est maintenu ouvert. Le courant traversant la résistance 322 étant sensiblement nul, le circuit d'alimentation 32 maintient un potentiel sur le nœud 12 supérieur au potentiel maintenu par le circuit d'alimentation 31 sur le nœud 1 1 . La diode 2 est ainsi maintenue bloquée et est traversée par un courant inverse sensiblement nul. Le courant débité par la source d'alimentation 31 1 est nul.

À l'instant t=0, le circuit de commande 64 commande la fermeture de l'interrupteur commandé 6. L'électrode 62 est ramenée sensiblement au potentiel de masse. L'interrupteur commandé 6 réalise alors un appel de courant. Le circuit d'alimentation 32 débite un courant à travers la résistance 322, faisant ainsi chuter le potentiel sur le nœud d'alimentation 12, jusqu'à un niveau inférieur au potentiel sur le nœud d'alimentation 1 1 . La diode 2 commute ainsi à l'état passant. La source de tension 31 1 débite alors un courant à travers la diode 2, et les potentiels sur les nœuds d'alimentation 1 1 et 12 chutent, le potentiel sur le nœud d'alimentation 1 1 restant supérieur au potentiel sur le nœud d'alimentation 12.

Avantageusement, les circuits d'alimentation 31 et 32 sont dépourvus de circuits de mesure et de boucles de régulation correspondantes, et présentent ainsi une dynamique particulièrement élevée. La figure 5 illustre l'évolution dans le temps à l'état passant de la résistance de conduction de la diode 2, mesurée avec un dispositif de caractérisation 1 selon l'invention. On constate ainsi que la dynamique très élevée des circuits d'alimentation 31 et 32 permet d'obtenir une caractérisation à des temps très courts. Par ailleurs, on constate que la très grande précision du dispositif de caractérisation permet de détecter des phénomènes tels que des chutes de résistance à l'état passant (cf rebonds du diagramme entre 1 10 ^"5 et t =10 ^"4 environ), par exemple imputés à des effets de dépiégeage dans le substrat. Par ailleurs, une source de tension 31 1 n'est pas basée sur une décharge capacitive et peut donc permettre de continuer à caractériser la diode 2 fermée aux temps longs.

L'utilisation d'une sonde de courant 13 en série avec la diode 2 à caractériser permet d'obtenir une mesure directe du courant traversant la diode 2, améliorant la précision de mesure. Une sonde de courant 13 telle que commercialisée sous la référence TCP0030 peut par exemple être utilisée. Un shunt coaxial ou une résistance de shunt peuvent aussi être utilisés pour mesurer le courant traversant la diode 2. Le dispositif de mesure de courant a avantageusement une bande passante suffisamment large pour couvrir les temps courts (< 1 s) au temps longs (plusieurs secondes ou minutes).

Pour les nœuds d'alimentation 1 1 et 12, le dispositif de caractérisation 1 peut comprendre une connectique de type douille (pour socket en langue anglaise) et/ou une connectique de type câbles à pointes, pour pouvoir par exemple appliquer directement des potentiels sur une diode d'une plaque de Silicium. On peut également envisager une connexion de type Kelvin, pour éviter des mesures de tension aux points de passage de courant, évitant ainsi un problème de qualité de contact avec des câbles à pointes.

Avantageusement, le dispositif de caractérisation 1 comporte un autre nœud d'alimentation non illustré. Cet autre nœud d'alimentation est configuré pour une polarisation face arrière du substrat d'une diode 2 de type latéral. Cet autre nœud d'alimentation est par exemple configuré pour appliquer un potentiel désiré, tel que celui de l'anode ou celui de la cathode de la diode 2. A cet effet, des bornes de connexion peuvent être connectées aux nœuds d'alimentation 1 1 et 12, afin de pouvoir connecter cet autre nœud d'alimentation à leurs potentiels. Une telle polarisation minimise les effets de piégeage de charges générés pour des diodes à hétérojonction après une polarisation inverse à haute tension. La figure 6 illustre une deuxième variante de circuit d'écrêtage 4 pour la mise en œuvre de l'invention. Le circuit d'écrêtage 4 reprend la source de tension continue 41 , la résistance 42, la diode 43, la borne d'entrée 44 et la borne de mesure 45 de la variante de la figure 3. Le circuit d'écrêtage 4 comprend ici en outre une résistance 421 et une diode 431 connectées en série entre un nœud de sortie de la source de tension 41 et une autre borne d'entrée 441 . Les bornes d'entrée 44 et 441 sont reliées par une résistance 46. Un nœud intermédiaire entre la résistance 421 et la diode 431 est connecté à une autre borne de mesure 451 . L'anode de la diode 431 est connectée à la borne de mesure 451 et la cathode de la diode 431 est connectée à la borne d'entrée 441 .

La figure 7 illustre une troisième variante de circuit d'écrêtage 4 pour la mise en œuvre de l'invention. Le circuit d'écrêtage 4 reprend la source de tension continue 41 , la résistance 42, la diode 43, la borne d'entrée 44 et la borne de mesure 45 de la variante de la figure 3.

Des diodes 47 et 48 sont connectées chacune en parallèle de la résistance

42. L'anode de la diode 48 est connectée à la cathode de la diode 47 et la cathode 48 est connectée à l'anode de la diode 47. Les diodes 47 et 48 permettent de limiter un pic de tension lors de la commutation de l'interrupteur commandé 6, qui peut être induit par une capacité relativement importante de la diode 43. Les diodes 47 et 48 sont par exemple choisies pour présenter un temps de recouvrement direct très réduit.

Le circuit d'écrêtage 4 comporte par ailleurs des condensateurs de découplage 49 et 491 connectés chacun en parallèle de la source de tension continue 41 .

Le condensateur 49 peut être un condensateur céramique multicouches commercialisé sous la référence VJ1812Y104KXET par la société Vishay, d'une capacité de 100nF, pour une tension de 500V en courant continu. Le condensateur 491 peut-être un condensateur céramique multicouches commercialisé par la société Murata sous la référence GRM188R72A104KA35D, d'une capacité de 100 pF, pour une tension de 100 V en courant continu.

La diode 43 présentera avantageusement un temps de recouvrement direct au plus égal à 1 s et une tension de claquage au moins égale à 100V. La diode 43 peut par exemple être une diode commercialisée par la société Vishay sous la référence VS-8ETH06SPbF, présentant une tension de claquage de 600V, un courant direct continu de 8 A, et un temps de recouvrement direct de 25 ns. La diode 43 peut également être une diode commercialisée par la société Vishay sous la référence HFA06TB120SPbF, présentant une tension de claquage de 1200 V, un courant direct continu de 8 A, et un temps de recouvrement direct de 80 ns. Une diode 43 commercialisée sous la référence STTH812 par la société STMicroelectronics peut également être utilisée, et présente notamment un temps de recouvrement direct 250 ns, une tension de claquage de 1200 V et un courant direct continu de 8 A. Une résistance 42 de type CMS, commercialisée par la société Panasonic sous la référence ERA6ARW102V peut être utilisée, par exemple avec une valeur de résistance de 1 kQ. Les diodes 47 et 48 peuvent par exemple être des diodes commercialisées par la société Vishay sous la référence GSD2004W.

En alternative aux différentes diodes mentionnées précédemment, basées sur une structure silicium, il est possible d'utiliser une ou plusieurs diodes (pour la diode 43, la diode 47 ou la diode 48) de type SiC qui présentent un temps de recouvrement direct quasiment nul. La diode commercialisée par la société STMicroelectronics sous la référence STTH512B-TR, ou la diode commercialisée par la société Semisouth sous la référence SDP30S120 s'avèrent par exemple appropriées.

La connectique de la source de tension 31 1 peut par exemple être de type

BNC pour un bord de plaque. La connectique pour la source de tension 41 et pour la borne de mesure 45 est par exemple de type BNC. La connectique pour la source de tension 323 et pour le nœud d'alimentation 12 peut par exemple être de type SHV. Les composants du dispositif de caractéhsation 1 sont avantageusement fixés sur un substrat d'une épaisseur de 1 ,2mm de type FR-4, muni d'un plan de masse. Les pistes conductrices pourront par exemple présenter une largeur de 1 ,7 mm, avec un espacement de 600 μιτι. L'épaisseur des pistes pourra par exemple être de 35 μιτι. Le substrat pourra par exemple être un diélectrique d'une épaisseur de 1 ,2 mm avec une permittivité relative de 4,6.

La figure 8 illustre une deuxième variante d'une alimentation 3 pour la mise en œuvre de l'invention. Le circuit 31 est ici identique à celui détaillé en référence à la figure 2. Ce circuit 32 diffère du circuit 32 de la figure 2 uniquement par la présence d'un condensateur 324 connecté en parallèle de la résistance 322.

Indépendamment de la structure des circuits 31 et 32, cette variante comporte un circuit de charge configurable à partir de composants RLC connectés entre le nœud d'alimentation 12 et un nœud 15 destiné à être connecté au circuit d'écrêtage 4. La présence d'un tel circuit RLC permet de caractériser le comportement de la diode 2 en présence de charges électriques de différents types.

Dans la présente variante, le circuit RLC comprend deux modules connectés en série. Le premier module comprend une résistance 331 et un condensateur 332 connectés en parallèle. Le deuxième module comprend une inductance 334 et une diode 333. La diode 333 est connectée au nœud d'alimentation 33 par son anode, et sa cathode est connectée au premier module.

La figure 9 illustre une troisième variante d'une alimentation 3 pour la mise en œuvre de l'invention, qui permet de stabiliser les alimentations sur un plus large spectre de fréquences. Ce circuit 31 diffère du circuit 31 de la figure 2 :

-par la présence d'un condensateur de découplage 31 5 en parallèle de la source de tension 31 1 et du condensateur 314 ;

-par la présence d'une résistance 316 (en vue de dissiper plus facilement la chaleur) connectée en série avec la résistance 312 entre la source de tension 31 1 et le nœud d'alimentation 1 1 .

Le circuit 32 de cette troisième variante diffère du circuit 32 de la figure 2 par la présence d'un condensateur de découplage 325 en parallèle de la source de tension 323 et du condensateur 321 et par la présence d'un condensateur 324 connecté en parallèle de la résistance 322.

Le condensateur 314 peut être un condensateur céramique multicouches commercialisé sous la référence VJ1812Y104KXET par la société Vishay, d'une capacité de 100nF, pour une tension de 500V en courant continu. Le condensateur 315 peut-être un condensateur céramique multicouches commercialisé par la société Murata sous la référence GRM188R72A104KA35D, d'une capacité de 100 pF, pour une tension de 100 V en courant continu. Les condensateurs 321 et 325 pourront être des condensateurs en boîtier au format 1812, tels que des condensateurs commercialisés respectivement sous les références Syfer 1812J2K00102KXT (1 nF, 2 kV, diélectrique X7R, CMS) et Syfer 1812Y1 K00473KXT (47nF, 1 kV)

Des résistances de puissance 312 et 316 commercialisées par la société Bourns sous la référence RWS10 1 R J, par exemple avec chacune une valeur de résistance de 1 Ω. Une résistance de puissance 322 commercialisée par la société Bourns sous la référence PWR263S-20 peut être utilisée, par exemple avec une valeur de résistance de 100k Ω pour un exemple de VHT de 800V.

Avantageusement, le circuit de commande 64 applique la tension de grille (pour un interrupteur commandé de type transistor à effet de champ) sur une entrée du dispositif d'acquisition 5. Le dispositif d'acquisition 5 peut ainsi effectuer une mesure temporelle de la tension de grille afin de garantir la stabilité des mesures.

Dans les exemples détaillés précédemment, les sources de tension 31 1 , 323 et 41 sont des sources de tension continue. On peut également envisager que l'une ou plusieurs de ces sources de tension soient des sources d'impulsions.