Des mo des de réalisation de l ' invention concernent la transposition de fréquence et l ' amplification de signaux, par exemp le des signaux radio fréquences, et notamment les récepteurs de tels signaux, en particulier dans le cadre d'une réception parallèle massive ou d'une réception de signaux à plusieurs porteuses .

Les récepteurs de signaux sur bandes fréquentielles larges, comme par exemple les signaux de télévision situés dans une bande de 50MHz à 1 GHz, présentent un besoin de transposer en parallèle des signaux de différentes fréquences appartenant à la même bande large.

Le même besoin existe dans le cadre de la réception de signaux à plusieurs porteuses, comme par exemple dans les normes de téléphonie mobile, où une même trame de données peut être transmise fragmentée sur plusieurs bandes de fréquences appartenant à une large bande-passante, allant souvent jusqu' à 1 GHz.

La figure 1 représente un étage de réception classique, dans lequel un signal reçu par une antenne ANT est mélangé à un signal analogique de transposition généré par un oscillateur local LO , généralement asservi par une boucle à verrouillage de phase PLL. Un filtre passe-bas LPF permet de filtrer les fréquences d' intérêt . Puis des traitements des signaux reçus, comme par exemple une démodulation DEM, se fo nt dans le domaine numérique NUM suite à une conversio n analogique-numérique ADC .

Ainsi, un récepteur parallèle analogique de conception habituelle comporte autant d' oscillateurs locaux LO accompagnés de boucles à verrouillage de phase PLL que de chaînes parallèles.

En raison des interférences entre les oscillateurs locaux indépendants, il est presque impossible de réaliser plus de quatre oscillateurs locaux analogiques dans un même circuit intégré. D ' autre part, les oscillateurs lo caux et les boucles à verrouillage de phase occupent une surface non-négligeable dans un circuit intégré. La figure 2 illustre une so lution, dite de capture du spectre complet par un convertisseur analo gique-numérique ADC (connue sous l ' acronyme FSC tiré du terme anglosaxon « Full Spectrum Capture ») , dans laquelle l' intégralité du signal reçu sur l ' antenne est converti dans le domaine numérique NUM et les transpositions parallèles sont mises en œuvre par des moyens numériques.

En effet, il est possible en électronique numérique de modéliser une multitude de fréquences de transposition à partir d 'un seul signal d ' horloge CLK sans subir les complications précédemment introduites .

Cependant la solution dite FSC est limitée par une fréquence maximale de fonctionnement des co nvertisseurs, située aujourd' hui à environ 1 ,3 GHz . En outre le convertisseur analogique-numérique ADC, qui convertit en permanence l ' intégralité d'un large spectre, consomme continuellement une grande quantité d ' énergie, même si peu de chaînes sont effect ivement traitées.

La figure 3 représente une architecture de convertisseur- mélangeur numérique-analo gique commandé par un synthétiseur de fréquence numérique direct et est décrite dans le document US 2005/02668 1 8 Al .

Cette architecture propose de générer numériquement (NUM) une fréquence de transposition f _L o sur N bits par un synthétiseur de fréquence numérique direct DDFS et de la mélanger (MIX) à un signal analogique fi _N reçu par le récepteur. Plus préc isément, le signal f _1N est amplifié N fo is par N amplificateurs gm puis les courants résultant de ces N amplifications sont dirigés, à la manière d'une cellule de Gilbert et par respectivement les N bits du signal f _L o, soit vers une borne négative, so it vers une borne posit ive, la somme des courants arrivant sur les bornes positive et négative formant un signal différentiel transposé des fréquences ÎIN- ÎLO et ÎIN + ÎLO -

Cette architecture permet de régler facilement la fréquence de transposit io n ÎLO, car générée numériquement, mais est mal adaptée à une réception parallèle massive, notamment en raison d' une forte consommation de courant dans les N amplificateurs gm. Une telle conso mmation de courant est peu souhaitab le, en particulier dans des appareils à faible consommation d' énergie, comme par exemple dans les téléphones portables .

I l est proposé selon des modes de réalisation des dispositifs avantageux de réceptio ns parallèles et/ou de réceptions de signaux à plusieurs porteuses comportant un mélangeur analo gique commandé par un signal numérique, dans lequel les circuits d ' amplification sont adaptés à la réception parallèle et/ou la réception de signaux à plusieurs porteuses tout en présentant une faible conso mmation d' énergie.

Selon un aspect de l' invention il est ainsi proposé un circuit amplificateur possédant un nœud d ' entrée destiné à recevoir un signal d' entrée analogique et un nœud de sortie destiné à délivrer un signal de sortie analogique. Le circuit amp lificateur comprend unités d' amp lification à transconductance couplées en parallèle entre le nœud d ' entrée et le nœud de sortie. Chaque unité d' amplification comporte un transistor PMOS et un transistor NMOS dont les grilles sont couplées audit nœud d' entrée et les drains audit nœud de sortie, ainsi que deux premiers interrupteurs commandables respectivement disposés entre une première borne , destinée à recevoir une tension d ' alimentation, et la source du transistor PMO S , et entre une deuxième borne, destinée à recevoir une tension de référence, par exemple la masse, et la source du transistor NMOS . Le circuit amplificateur comprend en outre un moyen de commande configuré pour générer un premier signal numérique de commande comportant K bits commandant respectivement lesdits deux premiers interrupteurs des K unités d ' amplification.

En d ' autres termes, le premier signal numérique de commande active ou désactive l ' alimentation de chaque unité d ' amplification à transconductance, contrairement au convertisseur-mélangeur numérique analogique précédemment cité, dans lequel le signal numérique dirige un courant dans l 'une ou l ' autre des branches de la cellule de Gilbert, courant qui est consommé dans tous les cas. Cela permet de diminuer substantiellement la consommation d' énergie. Quantitativement, commander sélectivement l ' alimentation des différentes unités d ' amplification permet d ' améliorer l ' efficacité énergétique d' un facteur égal à sfï par rapport à une configuration classique en cellules de Gilbert.

En outre, l' architecture des unités d' amplification permet, grâce à la réalisation des transistors PMOS et NMOS sur une même sortie, de réutiliser le courant non écoulé sur le nœud de sortie, réduisant d' autant plus la consommat ion de courant.

Cette architecture simp le et efficace est avantageusement réalisée en technologie de silicium totalement déserté sur isolant (FDSOI, acronyme tiré du terme anglo saxon « Fully Depleted Silicon On Insulator »), permettant de réaliser des transistors PMOS et NMO S dont les transconductances ont des valeurs effectives égales, ce qui est habituellement difficile à obtenir notamment en raison d ' aléas de fabrication multip les et variés .

Plus précisément, les unités d' amplifications sont avantageusement disposées dans et sur un film semiconducteur totalement déserté situé sur une couche iso lante enterrée, elle-même située sur un substrat porteur semiconducteur, lesdits transistors PMOS et NMOS étant situés au-dessus de caissons respectifs dudit substrat porteur, et lesdites unités d' amplification comprennent un moyen d' équilibrage configuré pour équilibrer les transconductances des transistors PMOS et NMOS à valeurs effectives égales, en appliquant un potentiel d' équilibrage sur le caisson respectif d ' au moins l 'un des transistors PMOS et NMOS .

L ' équilibrage des transconductances permet d ' optimiser l ' effet de réutilisation du courant, offrant un fonct ionnement maîtrisé et économe en énergie.

Avantageusement, le circuit amplificateur comporte un condensateur de filtrage disposé entre le nœud de sortie et la deuxième borne (celle destinée à être couplée à la masse par exemple) .

Le condensateur de filtrage connecté sur le nœud de sortie permet notamment de convertir le signal de courant issu des unités d' amplifications en signal de tension et de mettre en œuvre un filtrage passe-bas.

En variante, deux condensateurs différentiels de valeurs capacitives égales sont couplés en parallèle entre le nœud de sortie et la deuxième borne (destinée à être couplée à la masse par exemple) , chacun par l' intermédiaire d 'un deuxième interrupteur commandable respectif, le moyen de commande étant configuré pour générer un bit commandant lesdits interrupteurs dans des états simultanément inverses (c ' est-à-dire que lorsque l 'un est ouvert, l' autre est fermée et vice-versa), les tensions présentes aux bornes desdits condensateurs différentiels formant un signal de sortie différentiel.

Selon un mode de réalisation, les K unités d' amplification présentent des valeurs de transconductance respectivement égales à 2 ^J , avec j variant de 0 à K- l .

Cela permet avantageusement de pouvoir facilement commander une valeur de transconductance équivalente avec un signal numérique, par exemple sous la forme d'un mot numérique représentant un nombre en binaire.

Selon un mode de réalisation, le moyen de commande est configuré pour délivrer les bits dudit premier signal numérique de commande de telle sorte que la somme des produits des valeurs des bits par les valeurs de transconductance des unités d ' amplification qu' ils commandent suive une évo lution sinusoïdale à une fréquence d'intérêt.

Si le spectre du signal analogique d ' entrée est centré sur une fréquence d 'intérêt on réalise alors une transposition en bande de base dudit signal d' entrée, le signal transposé ayant alors un spectre centré sur la fréquence nulle.

Ainsi, ce mode de réalisation permet d'utiliser avantageusement le circuit amplificateur comme mélangeur analogique commandé par un signal numérique. En effet, le gain de l ' amplification étant proportionnel à la transconductance équivalente des unités d' amplification activées, le gain de l ' amp lification selon ces modes de réalisation varie selon une sinusoïde à une fréquence d 'intérêt, transposant le spectre des fréquences transmises par l ' antenne en bande de base.

D ' autre part, ce mode de réalisation permet de multip lier des ondes sinusoïdales de manière linéaire et peu bruitée, contrairement aux techniques habituelles .

Ainsi, il est également proposé un dispositif de réception comprenant une antenne, un étage de transformation de fréquence couplé à l ' antenne et configuré pour effectuer une transposition de fréquence du signal reçu par ladite antenne, un convertisseur analogique-numérique couplé à la sortie de l' étage de transposition de fréquence et des moyens de traitement de signaux numériques couplés à la sortie du convertisseur analo gique-numérique, et l ' étage de transposition de fréquence comprend avantageusement un circuit amplificateur tel que défini ci-avant.

Selo n un mode de réalisation dans lequel le signal reçu a une bande de fréquence centrée sur une fréquence d' intérêt, le circuit d ' amp lification est configuré pour effectuer une transposition de fréquence, éventuellement en bande de base, du signal reçu par ladite antenne, à l ' aide du signal numérique sinusoïdal ayant ladite fréquence d'intérêt.

Selon un mode de réalisation, le dispositif de réception comporte un moyen de détection du spectre local configuré pour détecter la puissance rayonnée localement par bande de fréquences et un moyen de mise en forme du bruit configuré pour, dans ladite représentation numérique d' onde sinusoïdale, déplacer un bruit de quantification sur des fréquences situées dans au moins une bande de fréquences qui rayonne localement le moins de puissance, détectée(s) par le moyen de détection du spectre local.

Cela permet de ne pas transposer le spectre sur des fréquences autres que la fréquence d ' int érêt . En effet, le bruit de quantification est quasiment inévitable et peut, s ' il est situé dans une bande de fréquence très énergétique localement (usuellement dénommée bande blo queuse), transmettre une information non-souhaitée portée par cette bande bloqueuse et potentiellement faire écran à l 'information portée par la fréquence d' intérêt.

Ce mode de réalisation permet ainsi d ' ajuster précisément la fréquence d' intérêt à l ' environnement local du dispositif de réception, notamment au moyen d'une architecture de circuit amplificateur permettant un tel ajustement.

Le mo yen de détection du spectre local est avantageusement configuré pour détecter la puissance rayonnée lo calement par bande de fréquences en employant le moyen de commande pour effectuer des transpositions, éventuellement en bande de base , de toutes les bandes de fréquences du signal reçu et en calculant la moyenne quadratique du signal de sortie par bande de fréquences .

Selon un mode de réalisation, le dispositif de réception comporte une mémoire, et le moyen de détection du spectre local est configuré pour être mis en œuvre iso lément, par exemple lors d 'un démarrage du dispositif, et enregistrer dans la mémo ire ladite puissance rayonnée lo calement par bande de fréquences, le moyen de mise en forme du bruit étant par ailleurs configuré pour pouvoir lire dans la mémoire.

Les dispositifs de réception précédemment définis peuvent avantageusement être exploités dans le cadre d'une réception parallèle d 'un même standard ou dans le cadre d'une réception de signaux à p lusieurs porteuses.

Il est ainsi proposé un système de réception parallèle destiné à recevoir simu ltanément différentes trames de données transmises sur différentes bandes de fréquences, comportant une pluralité de dispositifs de réception tels que définis ci-avant, dans lequel le circuit amplificateur de chaque dispositif de réception est configuré pour effectuer respectivement des transpositions de fréquence, éventuellement en bande de base, des différentes trames de données.

Il est également proposé un système de réception parallèle destiné à recevoir une trame de données partagées et transmises simultanément sur plusieurs bandes de fréquences discontinues, comportant une pluralité de dispositifs de réception tels que définis ci- avant, dans lequel le circuit amplificateur de chaque dispositif de réception est configuré pour effectuer respectivement des transpositions de fréquence, éventuellement en bande de base, des différentes bandes de fréquences discontinues .

Un appareil électronique, tel qu 'un téléphone portable ou un décodeur de télévision, peut avantageusement comporter l'un et/ou l ' autre des systèmes de réception parallèle tels que définis ci-avant.

D ' autres avantages et caractéristiques de l' invention apparaîtront à l ' examen détaillé de modes de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels :

- les figures 1 à 3 , précédemment décrites, illustrent l 'art antérieur ;

- les figures 4 à 7B illustrent différents modes de réalisation de l' invention.

La figure 4 représente un exemple de système de réceptio n parallèle SYS comportant N dispositifs de réception DIS l -DISN, N étant supérieur à 1 .

Le système SYS peut par exemple être adapté à une réception parallèle de différentes trames de données de même nature mais transmises sur des bandes-passantes différentes. Par exemple, dans le cadre de la réception d 'un signal télévisuel, le système SYS peut recevoir simultanément différentes chaînes de télévisions pour par exemple les retransmettre à différents afficheurs .

Le système SYS peut également être adapté à une réception d'un signal à plusieurs porteuses, notamment requis par des normes de téléphonie mobile, ou encore dans le cadre d 'une réception d'un signal télévisuel très haute-définitio n, comme par exemple pour les vidéos de réso lution 4k dont les données sont réparties sur 4 bandes-passantes transmettant habituellement chacune l' intégralité d 'un signal haute- définition traditionnel « HD ».

A cet égard, dans cet exemp le de réalisation, chaque dispositif de réception DIS l -DISN est configuré pour transposer en bande de base (c ' est-à-dire autour de la fréquence nulle) le spectre des fréquences reçues sur respectivement l 'une desdites bandes-passantes . Lesdites fréquences sont reçues par une antenne ANT, équipée de manière habituelle d'un amplificateur faible bruit LNA. L'antenne ANT est commune à chacun des dispositifs DIS1-DISN, et leurs fournit un signal analogique de tension Vin.

Chaque dispositif de réception, par exemple le dispositif DIS1, comporte un circuit amplificateur CA configuré pour recevoir sur un nœud d'entrée I le signal analogique Vin et délivrer sur un nœud de sortie O un signal analogique de sortie Vout.

Le circuit amplificateur CA comporte K (K>1) unités d'amplification à transconductance UAO-UA(K-l) dont les transconductances respectives ont des valeurs égales à 2 ^J gm, avec 0<j≤K-l et gm une valeur de transconductance unitaire.

Le circuit amplificateur CA comporte par exemple sept unités d'amplification (K=7).

Chaque unité d'amplification UAj, 0<j<K-l, est alimentée par une première borne BEI destinée à recevoir une tension d'alimentation (VDD) et une deuxième borne BE2 destinée à recevoir une tension de référence (GND), par exemple la masse.

Deux premiers interrupteurs SW1, SW2 commandables permettent de relier une unité d'amplification UAj respectivement à la première borne BEI et à la deuxième borne BE2.

Chacune des unités d'amplification reçoit le signal Vin reçu et transmis par l'antenne ANT sur le nœud d'entrée I, et la somme des courants générés par les unités d'amplification s'écoule sur le nœud de sortie O.

Un condensateur de filtrage C, connecté entre le nœud de sortie O et la deuxième borne BE2, permet de convertir le courant s'écoulant dans le nœud de sortie O en un signal de tension Vout.

En outre le condensateur de filtrage C réalise un filtrage passe- bas de manière similaire au filtre LPF précédemment décrit en relation avec la figure 1.

Les deux interrupteurs SW1, SW2 de chacune des K unités d'amplification UAj sont respectivement commandés par les K bits Bj, avec 0<j<K-l, d'un premier signal numérique généré par un moyen de commande MCOM.

Par exemple, l'interrupteur SW1(SW2) peut être réalisés par un transistor N-MOS(P-MOS), le signal représentant un bit Bj à l'état logique haut(bas) ayant alors une valeur analogique haute(basse), par exemple à VDD(GND), conduisant à un état passant du transistors SW1/SW2 ; le signal représentant un bit Bj à l'état logique bas/haut ayant alors une valeur analogique basse/haute, par exemple la masse GND/VDD, conduisant à un état bloqué du transistors SW1/SW2.

Les deux transistors SW1 et SW2 sont dimensionnés pour avoir une faible résistance en mode passant, afin d'optimiser la fonction d'amplification de l'unité d'amplification et une faible capacité parasite, afin d'optimiser la consommation du moyen de commande MCOM.

Par exemple, une région active de Ιμηι de largeur et 30nm de longueur pour le transistor SW1 et une région active de 400nm de largeur et 30nm de longueur pour le transistor SW2 sont des dimensions qui permettent d'obtenir un bon compromis entre la résistance en mode passant et la capacité parasite desdits transistors.

La transconductance équivalente Gm du circuit d'amplification

CA est égale à la somme des transconductances des unités d'amplification UAj en état alimentées (c'est-à-dire lorsque leurs interrupteurs SW1, SW2 sont fermés).

Ainsi, le premier signal numérique BO-B( -l) généré par le moyen de commande MCOM permet, en alimentant ou non lesdites unités d'amplification UAO-UA(K-l), de commander la valeur de la transconductance équivalente Gm du circuit d'amplification CA.

Les transconductances des unités d'amplification UAj ayant pour valeurs respectives 2 ^J gm, 0<j≤K-l, le nombre représenté en binaire par le mot numérique formé des bits Bj, 0<j<K-l, est en tant que tel la valeur du coefficient A de la transconductance équivalente Gm=A*gm. En variante, les valeurs des transconductances des différentes unités d' amplification UAj peuvent être toutes égales à la transconductance unitaire gm, selon une échelle dite thermométrique.

Le coefficient A de la transconductance équivalente Gm=A*gm peut être facilement paramétré à partir des bits Bj au moyen d 'un convertisseur de code binaire vers échelle thermométrique classique et connu en soi.

Le moyen de commande MCOM est configuré pour générer le premier signal numérique BO-B(K- l ) de manière à faire varier temporellement le nombre A selon une sinusoïde quantifiée ayant sa fréquence égale à une fréquence d' intérêt.

Dans cet exemple, le circuit amplificateur CA délivre un signal de sortie Vout en mode commun, et le profil sinusoïdal est exprimé de signe constant (en raison d'une amplification à transconductance de signe constant) par exemple sous la forme (A/2)+(A/2) * sin(2nfLot), avec A la valeur maximale du gain de l ' amplification, f _L o la fréquence d' intérêt et t le temps .

Comme il sera décrit dans la suite et en relation avec la figure 6, la sortie de l ' amplificateur CA pourra également être réalisée en configuration de sortie différentielle .

Ainsi, dans chaque dispositif de réception DIS 1 -DISN, le circuit amplificateur CA réalise une transposition en bande de base du signal incident reçu par l ' antenne ANT centré autour de ladite fréquence d ' intérêt, par amplification du signal incident selon un profil sinusoïdal ayant ladite fréquence d ' intérêt, ce profil sinusoïdal formant un signal de transposition ayant ladite fréquence d 'intérêt.

Un convertisseur analogique-numérique ADC convertit ensuite de manière classique le signal Vout en un signal numérique, qui est traité de manière habituelle par des moyens de traitement de signaux numériques MTSN .

D ' autre part, les dispositifs de réception DIS 1 -DISN peuvent comporter un moyen de mise en forme du bruit MMFB et un moyen de détection du spectre local MDSL, communiquant via une mémoire MEM. La mémoire MEM peut être une mémoire vo latile, par exemp le du type SRAM, ou non- vo latile, par exemple du type Flash.

Le moyen de mise en forme du bruit MMFB permet de modifier la forme spectrale du bruit issu d ' une quantification.

En effet, la génération numérique du profil d' onde sinusoïdale comprend une erreur par rapport à une onde sinusoïdale idéale, causée par la quantification numérique dudit profil.

Le moyen de mise en forme du bruit MMFB permet, dans ladite génération numérique de profil sinusoïdal, de « déplacer » les composantes fréquentielles issues des erreurs de quantification vers d ' autres fréquences .

Le moyen de détection du spectre local MD SL est par exemp le connecté à l ' antenne ANT et est capable de cartographier l 'utilisation lo cale des différentes bandes de fréquences reçues par l ' antenne ANT .

La cartographie co mporte par exemple la distributio n énergét ique du spectre des fréquences reçues .

Le moyen de détection du spectre local MD SL peut être de réalisation classique.

Cependant, le moyen de détection du spectre local MD SL peut avantageusement employer le moyen de commande MCOM pour amplifier le spectre reçu localement par l ' antenne ANT selon un profil de sinusoïde dont la fréquence varie sur tout le spectre .

Les signaux de sortie Vout sont ensuite traités par le moyen de détection du spectre local MDSL, par exemple selon un calcul de moyenne quadratique par bande de fréquences réalisé de manière numérique ou analogique.

Ces moyennes des signaux de sortie Vout par bande de fréquences forment une représentation de la cartographie de l 'utilisation lo cale des différentes bandes de fréquences reçues par l ' antenne ANT.

Le moyen de détection du spectre local MD SL enregistre ensuite ladite cartographie dans la mémoire MEM .

Afin d' éviter une utilisation excessive du moyen de détection du spectre lo cal MDSL, le moyen de détection du spectre local est mis en œuvre isolément, de manière discrète, par exemple lors de la première mise en route du système SYS ou lors de chaque démarrage du système SYS.

Fonctionnant en collaboration avec le moyen de détection du spectre local MDSL, le moyen de mise en forme du bruit MMFB permet d'éviter d'amplifier des fréquences indésirables.

En effet, le moyen de mise en forme du bruit MMFB est capable de lire dans la mémoire MEM, et de déplacer les fréquences du bruit de quantification dans une zone de fréquences à faible énergie d'émission détectée par le moyen de détection du spectre local MDSL.

Cela permet de ne pas transposer le spectre reçu sur des fréquences indésirables comportant potentiellement un signal puissant qui pourrait faire écran au signal porté par la fréquence d'intérêt.

Les moyens de commande des différents dispositifs de réception DIS1-DISN sont rythmés par un unique signal d'horloge CLK.

La figure 5 représente un exemple de schéma électronique d'une unité d'amplification UAO de transconductance unitaire gm.

L'unité d'amplification comporte un transistor PMOS PI dont la grille est connectée au nœud d'entrée I, et un transistor NMOS N2 dont la grille est également connectée au nœud d'entrée I.

Les drains des transistors PI et N2 sont connectés entre eux et forment le nœud de sortie unique O.

La source du transistor PI est reliée au drain d'un autre transistor PMOS SW1 dont la source est reliée à la première borne BEI.

Ledit autre transistor PMOS SW1 est commandé sur sa grille par le bit BO ayant la valeur logique complémentaire de celle du bit BO, et a pour fonction d'être un interrupteur commandable par un signal numérique, en l'espèce le bit BO .

De manière similaire, la source du transistor N2 est reliée au drain d'un autre transistor NMOS SW2 dont la source est reliée à la deuxième borne BE2. Ledit autre transistor NMOS SW2 est commandé sur sa grille par le bit BO et a pour fonction d'être également un interrupteur commandable par un signal numérique, à savoir le bit BO.

Les deux interrupteurs SW1, SW2 sont par conséquent soit simultanément fermés, soit simultanément ouverts.

Les signaux BO , BO ont pour seules valeurs possibles VDD ou

GND afin que les transistors SW1, SW2 soient passants ou bloqués sans conséquence sur la dynamique du signal de sortie Vout, quel que soit le signal d'entrée Vin.

En configuration de fonctionnement, c'est-à-dire lorsque les transistors SW1 et SW2 sont passants et peu résistifs, le signal d'entrée Vin, en fonction de sa grandeur et de son signe, rend plus ou moins passant l'un ou l'autre des transistors PI et N2.

Plus précisément, pour une variation de tension négative ôVinl sur l'entrée I, le transistor PI va écouler un surplus de courant ôip de sa source vers son drain, avec Ôip=gmpiôVinl , gmpi étant la transconductance effective du transistor Pl.

De même, pour une variation de tension positive ôVin2 sur le nœud d'entrée I, le transistor N2 va écouler un surplus de courant ÔÏN de son drain vers sa source, avec gm _N2 étant la transconductance effective du transistor N2.

Par conséquent l'unité d'amplification génère un signal asymétrique ayant des valeurs positives et négatives, et cette configuration permet en outre de réutiliser le courant statique tout en doublant le courant écoulé dans le nœud de sortie O pour le même signal d'entrée Vin, la consommation énergétique étant ainsi fortement réduite.

Avantageusement en matière de linéarité du circuit amplificateur CA, les transconductances réelles gmpi, grriN2 des transistors PI, N2 sont égales, afin que, pour des variations du signal d'entrée Vin opposées et d'amplitudes égales (ÔVinl=-ÔVin2), les variations des courants de sortie ÔÏN, ôip soient d'intensités égales.

A cet égard, les unités d'amplifications peuvent être réalisées dans et sur un film semiconducteur totalement déserté situé sur une couche isolante enterrée, elle-même située sur un substrat porteur semiconducteur, plus connu dans la technique par le terme de « substrat FDSOI » (acronyme tiré du terme anglais « Fully Dep leted Silicon On Insulator »).

De manière habituelle, les transistors P I et N2 sont situés au- dessus de caissons respectifs de conductivités de type N et de type P .

Ainsi, les régions actives des transistors P I et N2 sont iso lées de ces caissons par la couche iso lante enterrée. Par conséquent cette iso lation permet d 'utiliser ledit caisson comme une seconde grille iso lée, dite grille face-arrière (« back gâte » en langue anglaise), afin de modifier le potentiel présent dans ladite région active.

Une telle modification du potentiel de la région active va modifier la conduction du transistor respectif et par conséquent changer la valeur de la transconductance effective dudit transistor.

Ainsi, un moyen d' équilibrage MEQ est configuré pour équilibrer les transconductances des transistors P I et N2 à valeurs effectives égales, en appliquant un potentiel d' équilibrage sur une grille face-arrière située dans le caisson respectif d' au moins l 'un des transistors P I et N2.

Pour les autres unités d' amplification UAj , l≤j≤K- l , la valeur 2 ^J gm de leur transconductance respective peut par exemple être obtenue en montant en parallèle j unités d' amp lifications UAO du type de celle décrite en relatio n avec la figure 5.

La figure 6 représente un mode de réalisation avantageux en matière de gain et de réduction du bruit, dans lequel la sortie du circuit amplificateur CA est en configuration différentielle.

Dans ce mode de réalisation, deux condensateurs C l , C2 de valeurs capacitives égales sont connectés en parallèle entre le nœud de sortie O du circuit d' amplification CA et la deuxième borne BE2 (ou masse) par l ' intermédiaire d ' un interrupteur SWC 1 , SWC2 respectif.

Un bit Bdiff généré par le moyen de commande MCOM commande simultanément l ' ouverture d'un interrupteur SWC 1 /SWC2 et la fermeture de l ' autre interrupteur SWC2/SWC 1 . En d ' autres termes, l' interrupteur SWC 1 est commandé par le bit Bdiff, et l ' interrupteur SWC2 est commandé par le complémentaire Bdiff du bit Bdiff.

Le signal de tension Vout+ aux bornes du condensateur C l et le signal de tension Vout- aux bornes du condensateur C2 forment les signaux de sortie différentiels de l ' amplificateur CA.

Le profil sinusoïdal de l ' amplification commandée par le moyen de commande MCOM peut alors avantageusement avoir pour expression A* sin(2nf _L ot), augmentant le gain et diminuant le bruit.

Les figures 7A et 7B représentent des exemples d' appareils tels qu'un décodeur de télévision APPa, ou un téléphone portable APPb, comportant un système de réception parallèle SYS destiné à recevoir simultanément différentes trames de données transmises sur différentes bandes de fréquences et/ou destiné à recevoir une trame de données transmise simultanément sur des bandes de fréquences discontinues .

L 'invention n' est pas limitée à ces modes de réalisat ion mais en embrasse toutes les variantes .

Par exemple, alors qu ' il a été décrit ci-avant des modes de réalisation prévoyant une transposition en bande de base du signal analogique ayant un spectre centré sur une fréquence d'intérêt F en utilisant comme signal de transposition le signal sinusoïdal ayant la fréquence F, il sera possible d ' effectuer une transposition du signal d' entrée dans une fréquence intermédiaire F-FO en utilisant comme signal de transposition le signal sinusoïdal ayant la fréquence F0.