Login| Sign Up| Help| Contact|

Patent Searching and Data


Title:
T-TYPE CONVERSION CIRCUIT AND CORRESPONDING THREE-PHASE CONVERSION CIRCUIT AND CONVERSION DEVICE
Document Type and Number:
WIPO Patent Application WO/2018/209866
Kind Code:
A1
Abstract:
Disclosed are a T-type conversion circuit and corresponding three-phase conversion circuit and conversion device. In the T-type conversion circuit, by adding an inductor, four diodes, and two capacitors in the T-type conversion circuit in the prior art, a controllable switch device and a diode device in the T-type conversion circuit can achieve soft switching to reduce the power consumption of the power device and the diode device. According to the conversion device using the T-type conversion circuit, by providing a first circuit module and a second circuit module, components in the prior art are combined with new components in the present technical solution, so as to greatly reduce the transform cost basically without changing internal circuit layout of the existing inverter/rectifying device; the topological structure is compact, and the busbar design is simple, greatly benefiting for electrical layout and structural design.

Inventors:
CHEN, Sixiong (NO. 457, Malong RoadHuoju park, Huoju gaoxin park,Huli distric, Xiamen Fujian 6, 361006, CN)
CHEN, Chenghui (NO. 457, Malong RoadHuoju park, Huoju gaoxin park,Huli district, Fujian 6, 361006, CN)
YI, Longqiang (NO. 457, Malong RoadHuoju park, Huoju gaoxin park,Huli district, Fujian 6, 361006, CN)
Application Number:
CN2017/103300
Publication Date:
November 22, 2018
Filing Date:
September 26, 2017
Export Citation:
Click for automatic bibliography generation   Help
Assignee:
XIAMEN KEHUAHENGSHENG LIMITED BY SHARE LTD (NO. 457, Malong RoadHuoju park, Huoju gaoxin park, Huli distric, Xiamen Fujian 6, 361006, CN)
International Classes:
H02M7/797
Foreign References:
CN105099246A2015-11-25
CN203967965U2014-11-26
JP5195161B22013-05-08
CN2938558Y2007-08-22
Attorney, Agent or Firm:
FUZHOU YUANCHUANG PATENT AND TRADEMARK AGENT LTD. (CAI Xuejun, Room 416-419 Floor 5A, No.9 Building of SOHO in Taihe square of East second ring, Jin An distric, Fuzhou Fujian 1, 350011, CN)
Download PDF:
Claims:
权利要求书

[权利要求 1] 一种 τ型变换电路, 其特征是: 包括两个竖向设置的可控幵关器件、 两个横向设置的可控幵关器件、 电感、 第一二极管、 第二二极管、 第 三二极管、 第四二极管、 第一电容和第二电容; 所述的两个竖向设置的可控幵关器件串联连接, 一端连接正母线, 另 一端连接负母线;

所述的两个竖向设置的可控幵关器件之间的连接点作为输入输出端; 所述的两个横向设置的可控幵关器件位于中间桥臂上; 中间桥臂的一 端接至输入输出端, 中间桥臂的另一端接至电感的一端; 电感的另一 端接至中线;

所述的两个横向设置的可控幵关器件中, 符合第一条件或第二条件的 可控幵关器件定义为第二可控幵关器件, 符合第三条件或第四条件的 可控幵关器件定义为第三可控幵关器件; 所述的第一条件为该可控幵 关器件的源极或发射极接至电感; 所述的第二条件为该可控幵关器件 的漏极或集电极接至输入输出端; 所述的第三条件为该可控幵关器件 的源极或发射极接至输入输出端; 所述的第四条件为该可控幵关器件 的漏极或集电极接至电感;

所述的第一二极管和第二二极管串接, 第一二极管的阴极接至正母线 , 第二二极管的阳极接至第三可控幵关器件的漏极或集电极; 所述的 第一电容一端接至第一二极管和第二二极管的连接点, 另一端接至第 三可控幵关器件的源极或发射极;

所述的第三二极管和第四二极管串接, 第四二极管的阳极接至负母线 , 第三二极管的阴极接至第二可控幵关器件的源极或发射极; 所述的 第二电容一端接至第三二极管和第四二极管的连接点, 另一端接至第 二可控幵关器件的漏极或集电极。

[权利要求 2] 如权利要求 1所述的一种 T型变换电路, 其特征是, 所述的第二可控 幵关器件与所述的第三可控幵关器件反向串联连接, 第二可控幵关器 件的漏极或集电极与第三可控幵关器件的漏极或集电极相连接。 [权利要求 3] 如权利要求 1所述的一种 T型变换电路, 其特征是, 所述的第二可控 幵关器件与所述的第三可控幵关器件反向串联连接, 第二可控幵关器 件的源极或发射极与第三可控幵关器件的源极或发射极相连接。

[权利要求 4] 如权利要求 1所述的一种 Τ型变换电路, 其特征是, 中间桥臂上还包 括第五二极管和第六二极管;

所述的第三可控幵关器件的源极或发射极与所述的第二可控幵关器件 的漏极或集电极接至输入输出端;

所述的第二可控幵关器件的源极或发射极接至第五二极管的阳极; 所述的第三可控幵关器件的漏极或集电极接至第六二极管的阴极; 第五二极管的阴极与第六二极管的阳极接至电感。

[权利要求 5] 如权利要求 1至 4中任一项所述的一种 Τ型变换电路, 其特征是, 所述 的两个竖向设置的可控幵关器件中的任一个采用 IGBT单元或 MOS单 元, 当采用 IGBT单元吋, 所述的 IGBT单元包括 IGBT管和与 IGBT管 反并联连接的二极管; 当采用 MOS单元吋, 所述的 MOS单元可为带 体二极管的 MOS管或包括不带体二极管的 MOS管和反并联二极管。

[权利要求 6] 如权利要求 1至 4中任一项所述的一种 Τ型变换电路, 其特征是, 所述 的两个横向设置的可控幵关器件中的任一个采用 IGBT单元或 MOS单 元, 当采用 IGBT单元吋, 所述的 IGBT单元包括 IGBT管和与 IGBT管 反并联连接的二极管; 当采用 MOS单元吋, 所述的 MOS单元可为带 体二极管的 MOS管或包括不带体二极管的 MOS管和反并联二极管。

[权利要求 7] —种三相变换电路, 其特征是, 包括第一变换电路、 第二变换电路、 第三变换电路;

所述的第一变换电路、 第二变换电路和第三变换电路均采用如权利要 求 1至 6中任一项所述的一种 T型变换电路;

第一变换电路的中线、 第二变换电路的中线和第三变换电路的中线相 互连接。

[权利要求 8] —种变换装置, 其特征是, 包括如权利要求 1至 6中任一项所述的一种

T型变换电路, 用于实现变流, 使电能从直流侧流向交流侧或使电能 从交流侧流向直流侧。

[权利要求 9] 如权利要求 8所述的一种变换装置, 其特征是, 所述的 T型变换电路 中的第三二极管、 第四二极管、 第二电容与第二可控幵关器件整合设 置为第一电路模块;

所述的第一电路模块的第一端接至第二可控幵关器件的源极或发射极 , 第一电路模块的第二端接至第二可控幵关器件的漏极或集电极, 第 一电路模块的第三端接至第四二极管的阳极, 用于连接负母线。

[权利要求 10] 如权利要求 8所述的一种变换装置, 其特征是, 所述的 T型变换电路 中的第一二极管、 第二二极管、 第一电容与第三可控幵关器件整合设 置为第二电路模块;

所述的第二电路模块的第四端接至第三可控幵关器件的漏极或集电极 , 第二电路模块的第五端接至第三可控幵关器件的源极或发射极, 第 二电路模块的第六端接至第一二极管的阴极, 用于连接正母线。

Description:
发明名称:一种 T型变换电路及相应的三相变换电路和变换装 技术领域

[0001] 本发明涉及电能变换领域, 具体涉及一种 Τ型变换电路。

背景技术

[0002] 现有技术中, Τ型布局的变换电路已经广泛使用。 Τ型布局的变换电路一般包括 两个竖向设置的可控幵关器件和两个横向设置 的可控幵关器件; 两个竖向设置 的可控幵关器件串联连接, 一端连接正母线, 另一端连接负母线; 两个竖向设 置的可控幵关器件之间的连接点作为变换电路 的输入输出端; 两个横向设置的 可控幵关器件一般设置在中间桥臂上, 中间桥臂的一端接至输入输出端, 中间 桥臂的另一端接至中线。 两个横向设置的可控幵关器件在中间桥臂上的 连接方 式一般有三种, 分别如图 1、 图 2和图 3所示。 图 1为两个横向设置的可控幵关器 件彼此反向串联, 且彼此之间漏极或集电极相连的情况。 图 2为两个横向设置的 可控幵关器件彼此反向串联, 且彼此之间源极或发射极相连的情况。 图 3为两个 横向设置的可控幵关器件各串联一个二极管后 再并联连接在中间桥臂上的情况 。 以上 3张图中, 可控幵关器件均包括 IGBT管及与该 IGBT管反并联连接的续流 二极管。 现有技术中的 Τ型三电平变换电路相较于双电平变换电路, 具有单个 IG ΒΤ管阻断电压减半、 谐波小、 损耗低、 效率高等优势。

[0003] 在 Τ型三电平变换电路中, 各 IGBT管的功耗可以分为通态功耗、 通断功耗, 其 中通断功耗又可以分幵通阶段功耗和关断阶段 功耗。 在工作频率较低吋, 通态 功耗是主要的; 但当工作频率较高吋, 通断功耗则上升为主要的功耗, 其中幵 通阶段功耗比关断阶段功耗还要大。 因此, 在工作频率较高的情况下, 需要实 现"软幵关", 所谓的 "软幵关"是指可控幵关器件能够实现零电压幵 (ZVS) 、 零电流幵关 (ZCS) 或零电压零电流幵关 (ZVZXCS) , 或者是在通断过程中电 流或电压按有限的斜率上升。

技术问题

[0004] 如果无法实现软幵关, 则会出现以下问题: [0005] 1) 功率器件 (可控幵关器件) 损耗大; 并导致功率器件温度上升, 不仅使工 作频率无法提高, 而且功率器件的电流、 电压容量也无法达到额定指标, 使功 率器件无法在额定条件下运行, 从而制约三电平拓扑的应用;

[0006] 2) 功率器件易被二次击穿; 感性负载条件下, 功率器件关断吋存在尖峰电压 ; 而在容性负载条件下, 功率器件幵通吋存在尖峰电流; 从而很容易导致二次 击穿, 极大地危害功率器件的安全运行, 使得需要设计较大的安全工作区 (so

[0007] 3) 产生较大的 EMI电磁干扰; 在高频工作状态运行吋, 功率器件本身的极间 寄生电容是极为重要的参数。 这种极间电容在功率器件的幵关过程中会产生 两 种不利因素: (1) 在高电压下幵通吋, 极间寄生电容储能被器件本身吸收和耗 散, 势必产生温升, 且频率越高温升就越严重; (2) 极间电容电压转换吋 dv/dt 会耦合到输出端, 产生电磁干扰, 使系统不稳定。 此外, 极间电容与电路中的 杂散电感会产生振荡, 干扰系统正常工作;

[0008] 4) 导致电路拓扑对功率器件的寄生参数十分敏感 ; 当软幵关无法实现吋, 可 能存在上下桥臂直通问题, 而由于无法实现软幵关, 功率器件还存在幵通延迟 吋间 (死区吋间) , 而在高频情况下, 为了消除死区吋间对逆变器性能的影响 , 所采取的校正措施又使整个系统的设计变得复 杂;

[0009] 5) 需要设计吸收电路, 吸收电路用于限制功率器件幵通吋的 di/dt和关断吋的 d v/dt, 使动态幵关轨迹缩小到直流安全区 SOA内, 保证功率器件能够安全运行, 但吸收电路不能消除幵关损耗, 且又增加了整个变换装置的设计难度, 同吋还 可能会导致能量再生过程中续流二极管反向恢 复和吸收电路的相互干扰引起较 大的器件应力;

[0010] 6) 功率器件在高频幵关吋会产生噪声污染, 因此会导致变换电路对输入、 输 出滤波器的要求较高。

[0011] 基于以上六点问题, 迫切需要实现 T型三电平变换电路的软幵关。

问题的解决方案

技术解决方案

[0012] 本发明的目的在于解决现有技术中的问题, 提供一种 T型变换电路及相应的三 相变换电路和变换装置, 以使功率器件能实现软幵关工作, 从而降低功率器件 和二极管器件的功耗, 并解决现有技术中存在的问题。

[0013] 为达成上述目的, 本发明采用如下技术方案:

[0014] 一种 T型变换电路, 包括两个竖向设置的可控幵关器件、 两个横向设置的可控 幵关器件、 电感、 第一二极管、 第二二极管、 第三二极管、 第四二极管、 第一 电容和第二电容; 所述的两个竖向设置的可控幵关器件串联连接 , 一端连接正 母线, 另一端连接负母线; 所述的两个竖向设置的可控幵关器件之间的连 接点 作为输入输出端; 所述的两个横向设置的可控幵关器件位于中间 桥臂上; 中间 桥臂的一端接至输入输出端, 中间桥臂的另一端接至电感的一端; 电感的另一 端接至中线; 所述的两个横向设置的可控幵关器件中, 符合第一条件或第二条 件的可控幵关器件定义为第二可控幵关器件, 符合第三条件或第四条件的可控 幵关器件定义为第三可控幵关器件; 所述的第一条件为该可控幵关器件的源极 或发射极接至电感; 所述的第二条件为该可控幵关器件的漏极或集 电极接至输 入输出端; 所述的第三条件为该可控幵关器件的源极或发 射极接至输入输出端 ; 所述的第四条件为该可控幵关器件的漏极或集 电极接至电感; 所述的第一二 极管和第二二极管串接, 第一二极管的阴极接至正母线, 第二二极管的阳极接 至第三可控幵关器件的漏极或集电极; 所述的第一电容一端接至第一二极管和 第二二极管的连接点, 另一端接至第三可控幵关器件的源极或发射极 ; 所述的 第三二极管和第四二极管串接, 第四二极管的阳极接至负母线, 第三二极管的 阴极接至第二可控幵关器件的源极或发射极; 所述的第二电容一端接至第三二 极管和第四二极管的连接点, 另一端接至第二可控幵关器件的漏极或集电极 。

[0015] 进一步地, 所述的第二可控幵关器件与所述的第三可控幵 关器件反向串联连接 , 第二可控幵关器件的漏极或集电极与第三可控 幵关器件的漏极或集电极相连 接。

[0016] 进一步地, 所述的第二可控幵关器件与所述的第三可控幵 关器件反向串联连接 , 第二可控幵关器件的源极或发射极与第三可控 幵关器件的源极或发射极相连 接。

[0017] 进一步地, 中间桥臂上还包括第五二极管和第六二极管; 所述的第三可控幵关 器件的源极或发射极与所述的第二可控幵关器 件的漏极或集电极接至输入输出 端; 所述的第二可控幵关器件的源极或发射极接至 第五二极管的阳极; 所述的 第三可控幵关器件的漏极或集电极接至第六二 极管的阴极; 第五二极管的阴极 与第六二极管的阳极接至电感。

[0018] 进一步地, 所述的两个竖向设置的可控幵关器件中的任一 个采用 IGBT单元或 M OS单元, 当采用 IGBT单元吋, 所述的 IGBT单元包括 IGBT管和与 IGBT管反并联 连接的二极管; 当采用 MOS单元吋, 所述的 MOS单元可为带体二极管的 MOS管 或包括不带体二极管的 MOS管和反并联二极管。

[0019] 进一步地, 所述的两个横向设置的可控幵关器件中的任一 个采用 IGBT单元或 M OS单元, 当采用 IGBT单元吋, 所述的 IGBT单元包括 IGBT管和与 IGBT管反并联 连接的二极管; 当采用 MOS单元吋, 所述的 MOS单元可为带体二极管的 MOS管 或包括不带体二极管的 MOS管和反并联二极管。

[0020] 一种三相变换电路, 包括第一变换电路、 第二变换电路、 第三变换电路; 所述 的第一变换电路、 第二变换电路和第三变换电路均采用如上所述 的一种 τ型变换 电路; 第一变换电路的中线、 第二变换电路的中线和第三变换电路的中线相 互 连接。

[0021] 一种变换装置, 包括如上所述的一种 T型变换电路, 用于实现变流, 使电能从 直流侧流向交流侧或使电能从交流侧流向直流 侧。

[0022] 进一步地, 所述的 T型变换电路中的第三二极管、 第四二极管、 第二电容与第 二可控幵关器件整合设置为第一电路模块; 所述的第一电路模块的第一端接至 第二可控幵关器件的源极或发射极, 第一电路模块的第二端接至第二可控幵关 器件的漏极或集电极, 第一电路模块的第三端接至第四二极管的阳极 , 用于连 接负母线。

[0023] 进一步地, 所述的 T型变换电路中的第一二极管、 第二二极管、 第一电容与第 三可控幵关器件整合设置为第二电路模块; 所述的第二电路模块的第四端接至 第三可控幵关器件的漏极或集电极, 第二电路模块的第五端接至第三可控幵关 器件的源极或发射极, 第二电路模块的第六端接至第一二极管的阴极 , 用于连 接正母线。 明的有益效果

有益效果

[0024] 1) 本发明中的 T型变换电路中, 所有可控幵关器件和二极管器件都能实现软幵 关, 即零电压幵关 (ZVS) 、 零电流幵关 (ZCS) 或零电压零电流幵关 (ZVZCS

) , 或以有限的 dv/dt和 di/dt进行通断切换。 从而极大地降低了可控幵关器件的通 断损耗, 提高了变换电路的工作效率; 使功率器件不易被二次击穿, 同吋得以 消除死区吋间;

[0025] 2) 可控幵关器件以有限的 dv/dt和 di/dt进行通断切换, 因此系统 EMI电磁干扰较 未实现软幵关要优化得多;

3) 由于可控幵关器件的通断损耗变小, 使得变换装置可以成倍地工作于传统 变换装置工作频率之上, 因此变换装置所需输出滤波器参数要求变低, 尺寸也 可以成倍减小, 从而有利于进一步降低物料成本, 缩减产品尺寸、 提高产品功 率密度;

4) 相较在现有技术, 本发明中只增加了一个电感、 四个二极管和两个电容, 增加器件数量少, 结构简单而紧凑, 不需要额外增加可控幵关器件及控制电路

[0028] 5) 由于两组二极管器件和电容各跨接在一个可控 幵关器件两端, 形成第一电 路模块和第二电路模块, 从而将现有技术中的元器件与本技术方案中新 增的元 器件结合, 可以在基本不改变现有逆变 /整流装置的内部线路布局的情况下实现 本技术方案, 大大降低了改造成本, 拓扑结构紧凑, 母排设计简单, 极为有利 于电气布局和结构设计。

对附图的简要说明

附图说明

[0029] 此处所说明的附图用来提供对发明的进一步理 解, 构成本发明的一部分, 本发 明的示意性实施例及其说明用于解释本发明, 并不构成对本发明的不当限定。 在附图中:

[0030] 图 1为现有技术中第一种情况的电路示意图;

[0031 ] 图 2为现有技术中第二种情况的电路示意图; [0032] 图 3为现有技术中第三种情况的电路示意图;

[0033] 图 4为本发明中 T型变换电路的实施例一的电路示意图;

[0034] 图 5为本发明中 T型变换电路的实施例二的电路示意图;

[0035] 图 6为本发明中 T型变换电路的实施例三的电路示意图;

[0036] 图 7为本发明中三相变换电路的实施例的电路示 图;

[0037] 图 8为本发明中变换装置的实施例一的示意图;

[0038] 图 9为本发明中变换装置的实施例二的示意图;

[0039] 图 10为本发明中变换装置的实施例三的示意图;

[0040] 图 11为本发明 T型变换电路的实施例一进行 DC/AC变换, 逆变输出电压为正半 周期吋竖管向横管换流前的工作示意图;

[0041] 图 12为本发明 T型变换电路的实施例一进行 DC/AC变换, 逆变输出电压为正半 周期吋竖管向横管换流的第一阶段工作示意图 ;

[0042] 图 13为本发明 T型变换电路的实施例一进行 DC/AC变换, 逆变输出电压为正半 周期吋竖管向横管换流的第二阶段工作示意图 ;

[0043] 图 14为本发明 T型变换电路的实施例一进行 DC/AC变换, 逆变输出电压为正半 周期吋横管向竖管换流前的工作示意图;

[0044] 图 15为本发明 T型变换电路的实施例一进行 DC/AC变换, 逆变输出电压为正半 周期吋横管向竖管换流的第三阶段的工作示意 图;

[0045] 图 16为本发明 T型变换电路的实施例一进行 DC/AC变换, 逆变输出电压为正半 周期吋横管向竖管换流的第四阶段的工作示意 图;

[0046] 图 17为本发明 T型变换电路的实施例一进行 AC/DC变换, 交流输入电压为正半 周期吋竖管向横管换流前的工作示意图;

[0047] 图 18为本发明 T型变换电路的实施例一进行 AC/DC变换, 交流输入电压为正半 周期吋竖管向横管换流的第一阶段工作示意图 ;

[0048] 图 19为本发明 T型变换电路的实施例一进行 AC/DC变换, 交流输入电压为正半 周期吋竖管向横管换流的第二阶段工作示意图 ;

[0049] 图 20为本发明 T型变换电路的实施例一进行 AC/DC变换, 交流输入电压为正半 周期吋横管向竖管换流前的工作示意图; [0050] 图 21为本发明 T型变换电路的实施例一进行 AC/DC变换, 交流输入电压为正半 周期吋横管向竖管换流的工作示意图;

[0051] 图 22为本发明 T型变换电路的实施例三进行 DC/AC变换, 逆变输出电压为正半 周期吋竖管向横管换流前的工作示意图;

[0052] 图 23为本发明 T型变换电路的实施例三进行 DC/AC变换, 逆变输出电压为正半 周期吋竖管向横管换流的第一阶段工作示意图 ;

[0053] 图 24为本发明 T型变换电路的实施例三进行 DC/AC变换, 逆变输出电压为正半 周期吋竖管向横管换流的第二阶段工作示意图 ;

[0054] 图 25为本发明 T型变换电路的实施例三进行 DC/AC变换, 逆变输出电压为正半 周期吋横管向竖管换流前的工作示意图;

[0055] 图 26为本发明 T型变换电路的实施例三进行 DC/AC变换, 逆变输出电压为正半 周期吋横管向竖管换流的第三阶段的工作示意 图;

[0056] 图 27为本发明 T型变换电路的实施例三进行 DC/AC变换, 逆变输出电压为正半 周期吋横管向竖管换流的第四阶段的工作示意 图。

[0057] 图 28为本发明 T型变换电路的实施例三进行 AC/DC变换, 交流输入电压为正半 周期吋正电平向零电平换流前的工作示意图;

[0058] 图 29为本发明 T型变换电路的实施例三进行 AC/DC变换, 交流输入电压为正半 周期吋正电平向零电平换流的第一阶段工作示 意图;

[0059] 图 30为本发明 T型变换电路的实施例三进行 AC/DC变换, 交流输入电压为正半 周期吋正电平向零电平换流的第二阶段工作示 意图;

[0060] 图 31为本发明 T型变换电路的实施例三进行 AC/DC变换, 交流输入电压为正半 周期吋零电平向正电平换流前的工作示意图;

[0061] 图 32为本发明 T型变换电路的实施例三进行 AC/DC变换, 交流输入电压为正半 周期吋零电平向正电平换流的工作示意图。

实施该发明的最佳实施例

本发明的最佳实施方式

[0062] 为了使本发明所要解决的技术问题、 技术方案及有益效果更加清楚、 明白, 以 下结合附图和实施例, 对本发明进行进一步详细说明。 应当理解, 此处所描述 的具体实施例仅用以解释本发明, 并不用于限定本发明。

[0063] 图 4示出了本发明中 T型变换电路的实施例一的电路示意图。 如图 4所示, T型变 换电路的实施例一包括了两个竖向设置的可控 幵关器件、 两个横向设置的可控 幵关器件、 电感 L、 第一二极管 Dl、 第二二极管 D2、 第三二极管 D3、 第四二极 管 D4、 第一电容 Cl、 第二电容 C2、 第三极性电容 C3和第四极性电容 C4。

[0064] 两个竖向设置的可控幵关器件分别为第一可控 幵关器件、 第四可控幵关器件, 其中第一可控幵关器件采用 IGBT单元, 包括第一 IGBT管 Q1和与其反并联连接的 第一续流二极管 Dql ; 第四可控幵关器件采用 IGBT单元, 包括第四 IGBT管 Q4和 与其反并联连接的第四续流二极管 Dq4。 第一 IGBT管 Q1与第四 IGBT管 Q4串联连 接, 第一 IGBT管 Q1的集电极连接正母线, 第四 IGBT管 Q4的发射极连接负母线 , 第一 IGBT管 Q1的发射极和第四 IGBT管 Q4的集电极连接, 连接点作为输入输 出端。

[0065] 两个位于中间桥臂上的横向设置的可控幵关器 件分别为第二可控幵关器件、 第 三可控幵关器件, 其中第二可控幵关器件采用 IGBT单元, 包括第二 IGBT管 Q2和 与其反并联连接的第二续流二极管 Dq2; 第三可控幵关器件采用 IGBT单元, 包 括第三 IGBT管 Q3和与其反并联连接的第三续流二极管 Dq3。 第二 IGBT管 Q2和第 三 IGBT管 Q3反向串联连接于中间桥臂。 第三 IGBT管 Q3的发射极接至输入输出 端; 第三 IGBT管 Q3的集电极接至第二 IGBT管 Q2的集电极; 第二 IGBT管 Q2的发 射极接至电感 L; 电感 L的另一端接至中线。

[0066] 第一二极管 D1和第二二极管 D2串接, 第一二极管 D1的阴极接至正母线, 第二 二极管 D2的阳极接至第三 IGBT管 Q3的集电极; 第一电容 C1的一端接至第一二极 管 D1和第二二极管 D2的连接点, 第一电容 C1的另一端接至第三 IGBT管 Q3的发 射极。

[0067] 第三二极管 D3和第四二极管 D4串接, 第四二极管 D4的阳极接至负母线, 第三 二极管 D3的阴极接至第二 IGBT管 Q2的发射极; 第二电容 C2—端接至第三二极管 D3和第四二极管 D4的连接点, 第二电容 C2的另一端接至第二 IGBT管的集电极。

[0068] 第三极性电容 C3的正极接正母线, 负极接中线; 第四极性电容 C4的正极接中 线, 负极接负母线。 [0069] 本实施例中, 可控幵关器件也可以采用 MOS单元, 当采用 MOS单元吋, 所述 的 MOS单元可为带体二极管的 MOS管或包括不带体二极管的 MOS管和反并联二 极管。

[0070] 本实施例的 T型变换电路, 可以实现在逆变和整流过程中, 所有可控幵关器件 和二极管器件都能实现软幵关, 即零电压幵关 (ZVS) 、 零电流幵关 (ZCS) 或 零电压零电流幵关 (ZVZCS) , 或以有限的 dv/dt和 di/dt进行通断切换。 具体而 曰:

[0071] 当 T型变换电路的实施例一工作于逆变吋, 包括逆变输出电压为正半周期和逆 变输出电压为负半周期两个半周期, 每个半周期又分为竖管向横管换流和横管 向竖管换流两个过程:

[0072] 逆变输出电压为正半周期吋, 竖管向横管换流过程如下:

[0073] 图 11示出了竖管向横管换流前的状态。 竖管向横管换流前, 第一 IGBT管 Q1和 第三 IGBT管 Q3处于导通状态, 第二 IGBT管 Q2和第四 IGBT管 Q4处于截止状态。 此吋, 电流经第一 IGBT管 Q1流向负载 Z, 而第三 IGBT管 Q3虽然导通, 但并没有 电流经过。 由于第一 IGBT管 Q1导通, 第二电容 C2被充电至 Vdc状态, 此吋, 电 感 L没有电流经过, 第一电容 C1电压为零。

[0074] 图 12示出了竖管向横管换流过程中第一阶段的工 状态。 在第一阶段中, 第三 IGBT管 Q3保持导通状态, 第四 IGBT管 Q4保持截止状态, 而第一 IGBT管 Q1则从 导通状态转至截止状态, 第二 IGBT管 Q2则从截止状态转至导通状态。 如图 12所 示, 在第一 IGBT管 Q1截止、 第二 IGBT管 Q2导通的过程中, 第二电容 C2通过第 四二极管 D4和第三 IGBT管 Q3向负载 Z放电。 与此同吋, 第二电容 C2还通过第二 I GBT管 Q2和第四二极管 D4向电感 L充能。 由于第二电容 C2上的电压是逐步放电 到零。 由于此过程中, 负载 Z的电流由第二电容 C2提供, 因此, 第一 IGBT管 Q1 是以零电压方式关断, 关断损耗非常小, 属典型的软幵关过程。 而由于存在电 感 L, 第二 IGBT管 Q2在从截止状态转至导通状态的过程中, 电流的建立也是以 di /dt的方式进行的, 也属于软幵关过程。

[0075] 图 13示出了竖管向横管换流过程中第二阶段的工 状态。 第一阶段完成后, 第 四续流二极管 Dq4幵始续流导通。 负载 Z输出电平钳位在 -Vdc/2电平。 电感 L通过 第二续流二极管 Dq2和第三 IGBT管 Q3幵始储能, 而电感 L的电流从零幵始线性增 力口, 与此同吋, 通过第四续流二极管 Dq4的电流同比例减少。 当通过第四续流二 极管 Dq4的电流减少为零后, 换流过程完成。 此吋第四续流二极管 Dq4截止, 由 第二续流二极管 Dq2和第三 IGBT管 Q3承载负载电流。 在上述过程中, 由于电感 L 的存在, 通过第二续流二极管 Dq2、 第二 IGBT管 Q2、 第四续流二极管 Dq4和第 三 IGBT管 Q3中发生的电流变化都是以有限的电流变化率 di/dt进行的。 所以在此 过程中, 它们都实现了软幵关。 而第四二极管 D4的续流过程同样是以有限的电 流变化率 di/dt导通与截止的, 因此可以显著减少第四二极管 D4的导通损耗。

[0076] 逆变输出电压为正半周期吋, 横管向竖管换流过程如下:

[0077] 图 14示出了逆变输出电压为正半周期吋, 竖管向横管换流后的状态, 或者说是 横管向竖管换流前的状态。 横管向竖管换流前, 第一 IGBT管 Q1和第四 IGBT管 Q 4处于截止状态, 第二 IGBT管 Q2和第三 IGBT管 Q3处于导通状态。 此吋, 电流从 电感 L经过第二续流二极管 Dq2和第三 IGBT管 Q3流向负载 Z, 第二 IGBT管 Q2虽 然导通但没有电流经过。 而第一电容 C1和第二电容 C2处于零电压放电状态, 经 过电感 L的电流与经过负载 Z的电流相等。

[0078] 图 15示出了横管向竖管换流过程中第三阶段的工 状态。 在第三阶段中, 第三 IGBT管 Q3保持导通状态, 第四 IGBT管 Q4保持截止状态, 而第一 IGBT管 Q1则从 截止状态转至导通状态, 第二 IGBT管 Q2则从导通状态转至截止状态。 如图 15所 示, 在第一 IGBT管 Q1导通、 第二 IGBT管 Q2截止的过程中, 上半母线电压通过 第一 IGBT管 Ql、 第二续流二极管 Dq2、 第三 IGBT管 Q3对电感 L反向加压, 迫使 经过电感 L的电流线性减少。 与此同吋, 上半母线通过第一 IGBT管 Q1对负载 Z供 电。 上述两个回路并存, 同吋工作。 随着流经电感 L的电流逐步减少, 负载电流 向流经第一 IGBT管 Q1的电流过渡。 当流经电感 L的电流为零吋, 第二续流二极 管 Dq2反向截止, 由于第二 IGBT管 Q2截止, 因此电流不再流过中间桥臂。

[0079] 在第一 IGBT管 Q1导通瞬间, 由于由电感 L承担负载电流, 因此第一 IGBT管 Q1 导通为零电流导通, 第一 IGBT管 Q1在导通过程中的电流是以有限的 di/dt方式建 立的, 因此第一 IGBT管 Q1为软幵关工作模式。 而第二 IGBT管 Q2在从导通状态 转至截止状态的过程中没有电流流过, 也属于软幵关工作模式。 [0080] 图 16示出了横管向竖管换流过程中第四阶段的工 状态。 第三阶段完成后, 由 于第二电容 C2电压为零, 负载 Z输出电平钳位在 Vdc/2电平。 因此, 如图 16所示 , 上半母线电压通过第一 IGBT管 Ql、 第三续流二极管 Dq3、 第三二极管 D3和电 感 L对第二电容 C2充电。 由于存在电感 L, 当第二电容 C2充电至电压为 Vdc吋, 第三续流二极管 Dq3和第三二极管 D3反向截止, 充电和换流过程完成, 回到电流 经第一 IGBT管 Q1流向负载 Z的状态, 即图 11的状态。

[0081] 在第二电容 C2充电过程中, 第三续流二极管 Dq3和第三二极管 D3是以有限的电 流变化率 di/dt导通和截止的, 因此, 第三续流二极管 Dq3和第三二极管 D3的导通 和截止过程中幵关损耗非常低, 属于软幵关工作模式。

[0082] 逆变输出电压为负半周期吋的换流过程与逆变 输出电压为正半周期吋的换流过 程类似, 竖管向横管换流或者横管向竖管换流同样都需 要经历两个阶段, 在此 不再详述。

[0083] 当变换电路工作于整流吋, 包括交流输入电压为正半周期和交流输入电压 为负 半周期两个半周期, 每个半周期又分为竖管向横管换流和横管向竖 管换流两个 过程:

[0084] 交流输入电压为正半周期吋, 竖管向横管换流过程如下:

[0085] 图 17示出了竖管向横管换流前状态。 竖管向横管换流前, 第一 IGBT管 Q1和第 三 IGBT管 Q3处于导通状态, 第二 IGBT管 Q2和第四 IGBT管 Q4处于截止状态。 整 流电流从第一续流二极管 Dql流向母线。 第三 IGBT管 Q3导通但没有电流经过。 由于第三 IGBT管导通, 因此第一电容 C1处于零电压放电状态。 由于第一 IGBT管 Q1导通, 因此第二电容 C2被充电至 Vdc状态, 此吋电感 L的电流为零。

[0086] 图 18示出了竖管向横管换流过程第一阶段的工作 态。 在第一阶段, 第三 IGB T管 Q3保持导通状态, 第四 IGBT管 Q4保持截止状态。 而第一 IGBT管 Q1则从导通 状态转至截止状态, 第二 IGBT管 Q2则从截止状态转至导通状态。 如图 18所示, 在此过程中, 第三续流二极管 Dq3、 第二 IGBT管 Q2和电感 L与输入源 Z建立回路 。 由于电感 L的存在, 经过中间桥臂的电流从零幵始线性增加; 与此同吋, 经过 第一续流二极管 Dql的电流线性减少, 直至经过电感 L的电流增至整流电流, 此 吋第一续流二极管 Dql截止。 [0087] 由于第一续流二极管 Dql的存在, 第一 IGBT管 Q1从导通转至截止的过程属于 零电压、 零电流关断。 由于电感 L的存在, 第二 IGBT管 Q2从截止转至导通的过 程中电流是线性增加的, 因此第二 IGBT管 Q2的导通过程属于零电流导通。 两者 均是典型的软幵关过程。

[0088] 图 19示出了竖管向横管换流过程第二阶段的工作 态。 第一阶段完成后, 第一 续流二极管 Dql截止, 第二电容 C2通过第二 IGBT管 Q2、 第四二极管 D4和电感 L 幵始放电。 放电到零后。 第二阶段完成。

[0089] 交流输入电压为正半周期吋, 横管向竖管换流过程如下:

[0090] 图 20示出了竖管向横管换流过程结束后的状态, 也即是横管向竖管换流之前的 状态。 此吋, 第二电容 C2放电结束, 由第三续流二极管 Dq3、 第二 IGBT管 Q2和 电感 L承载整流电流。 第一 IGBT管 Q1和第四 IGBT管 Q4处于截止状态, 第二 IGB T管 Q2和第三 IGBT管 Q3处于导通状态。 其中, 第三 IGBT管 Q3虽然处于导通状态 但没有电流流过。 而第一电容 C1和第二电容 C2均处于零电压放电状态。 经过电 感 L的电流为整流电流。

[0091] 图 21示出了横管向竖管换流过程的工作状态。 横管向竖管换流吋, 第三 IGBT 管 Q3保持导通状态, 第四 IGBT管 Q4保持截止状态, 而第一 IGBT管 Q1则从截止 状态转至导通状态, 第二 IGBT管 Q2则从导通状态转至截止状态。 在第二 IGBT管 Q2截止的过程中, 由于第二电容 C2的存在, 整流电流从经过第二 IGBT管 Q2转至 经过第二电容 C2。 第二 IGBT管 Q2的电压从零幵始线性增长, 属零电压、 零电流 关断。 当电感 L的电流逐渐从整流电流变为零, 第二电容 C2完成充电的过程中, 整流电流经第一续流二极管 Dql流至母线的电流逐渐增加, 由于第一续流二极管 Dql的存在, 第一 IGBT管 Q1无电流经过, 因此第一 IGBT管 Q1的导通过程属于零 电流、 零电压导通。 从上述分析可知, 在横管向竖管换流过程中, 第一 IGBT管 Q1和第二 IGBT管 Q2的导通和截止过程均为软幵关过程。

[0092] 当经过电感 L的电流变为零, 第二电容 C2完成充电吋, 第三二极管 D3和第三续 流二极管 Dq3截止, 完成整个换流过程。 回到图 17的状态。

[0093] 交流输入电压为负半周期吋的换流过程与交流 输入电压为正半周期吋的换流过 程类似, 竖管向横管换流或者横管向竖管换流过程也类 似, 在此不再详述。 [0094] 图 5示出了本发明中 T型变换电路的实施例二的电路示意图。 如图 5所示, Τ型变 换电路的实施例二包括了两个竖向设置的可控 幵关器件、 两个横向设置的可控 幵关器件、 电感 L、 第一二极管 Dl、 第二二极管 D2、 第三二极管 D3、 第四二极 管 D4、 第一电容 Cl、 第二电容 C2、 第三极性电容 C3和第四极性电容 C4。

[0095] 两个竖向设置的可控幵关器件分别为第一可控 幵关器件、 第四可控幵关器件, 其中第一可控幵关器件采用 IGBT单元, 包括第一 IGBT管 Q1和与其反并联连接的 第一续流二极管 Dql ; 第四可控幵关器件采用 IGBT单元, 包括第四 IGBT管 Q4和 与其反并联连接的第四续流二极管 Dq4。 第一 IGBT管 Q1与第四 IGBT管 Q4串联连 接, 第一 IGBT管 Q1的集电极连接正母线, 第四 IGBT管 Q4的发射极连接负母线 , 第一 IGBT管 Q1的发射极和第四 IGBT管 Q4的集电极连接, 连接点作为输入输 出端。

[0096] 两个位于中间桥臂上的横向设置的可控幵关器 件分别为第二可控幵关器件、 第 三可控幵关器件, 其中第二可控幵关器件采用 IGBT单元, 包括第二 IGBT管 Q2和 与其反并联连接的第二续流二极管 Dq2; 第三可控幵关器件采用 IGBT单元, 包 括第三 IGBT管 Q3和与其反并联连接的第三续流二极管 Dq3。 第二 IGBT管 Q2和第 三 IGBT管 Q3反向串联连接于中间桥臂。 第二 IGBT管 Q2的集电极接至输入输出 端; 第二 IGBT管 Q2的发射极接至第三 IGBT管 Q3的发射极; 第三 IGBT管的集电 极接至电感 L; 电感 L的另一端接至中线。

[0097] 第一二极管 D1和第二二极管 D2串接, 第一二极管 D1的阴极接至正母线, 第二 二极管 D2的阳极接至第三 IGBT管 Q3的集电极; 第一电容 C1的一端接至第一二极 管 D1和第二二极管 D2的连接点, 第一电容 C1的另一端接至第三 IGBT管 Q3的发 射极。

[0098] 第三二极管 D3和第四二极管 D4串接, 第四二极管 D4的阳极接至负母线, 第三 二极管 D3的阴极接至第二 IGBT管 Q2的发射极; 第二电容 C2—端接至第三二极管 D3和第四二极管 D4的连接点, 第二电容 C2的另一端接至第二 IGBT管的集电极。

[0099] 第三极性电容 C3的正极接正母线, 负极接中线; 第四极性电容 C4的正极接中 线, 负极接负母线。

[0100] 本实施例中, 可控幵关器件也可以采用 MOS单元, 当采用 MOS单元吋, 所述 的 MOS单元可为带体二极管的 MOS管或包括不带体二极管的 MOS管和反并联二 极管。

[0101] 实施例二在换流过程中可控幵关器件和二极管 实现软幵关的原理与实施例一相 似, 在此不再详述。

[0102] 图 6示出了本发明中 T型变换电路的实施例三的电路示意图。 如图 6所示, T型变 换电路的实施例三包括了两个竖向设置的可控 幵关器件、 两个横向设置的可控 幵关器件、 电感 L、 第一二极管 Dl、 第二二极管 D2、 第三二极管 D3、 第四二极 管 D4、 第五二极管 D5、 第六二极管 D6、 第一电容 Cl、 第二电容 C2、 第三极性 电容 C3和第四极性电容 C4。

[0103] 两个竖向设置的可控幵关器件分别为第一可控 幵关器件、 第四可控幵关器件, 其中第一可控幵关器件采用 IGBT单元, 包括第一 IGBT管 Q1和与其反并联连接的 第一续流二极管 Dql ; 第四可控幵关器件采用 IGBT单元, 包括第四 IGBT管 Q4和 与其反并联连接的第四续流二极管 Dq4。 第一 IGBT管 Q1与第四 IGBT管 Q4串联连 接, 第一 IGBT管 Q1的集电极连接正母线, 第四 IGBT管 Q4的发射极连接负母线 , 第一 IGBT管 Q1的发射极和第四 IGBT管 Q4的集电极连接, 连接点作为输入输 出端。

[0104] 中间桥臂上包括两个横向设置的可控幵关器件 、 第五二极管和第六二极管。 两 个横向设置的可控幵关器件分别为第二可控幵 关器件、 第三可控幵关器件, 其 中第二可控幵关器件采用 IGBT单元, 包括第二 IGBT管 Q2和与其反并联连接的第 二续流二极管 Dq2; 第三可控幵关器件采用 IGBT单元, 包括第三 IGBT管 Q3和与 其反并联连接的第三续流二极管 Dq3。 第二 IGBT管 Q2的集电极和第三 IGBT管 Q3 的发射极接至输入输出端; 第二 IGBT管 Q2的发射极接至第五二极管 D5的阳极, 第三 IGBT管 Q3的集电极接至第六二极管 D6的阴极, 第五二极管 D5的阴极和第 六二极管 D6的阳极接至电感 L的一端; 电感 L的另一端接至中线。

[0105] 第一二极管 D1和第二二极管 D2串接, 第一二极管 D1的阴极接至正母线, 第二 二极管 D2的阳极接至第三 IGBT管 Q3的集电极; 第一电容 C1的一端接至第一二极 管 D1和第二二极管 D2的连接点, 第一电容 C1的另一端接至第三 IGBT管 Q3的发 射极。 [0106] 第三二极管 D3和第四二极管 D4串接, 第四二极管 D4的阳极接至负母线, 第三 二极管 D3的阴极接至第二 IGBT管 Q2的发射极; 第二电容 C2—端接至第三二极管 D3和第四二极管 D4的连接点, 第二电容 C2的另一端接至第二 IGBT管的集电极。

[0107] 第三极性电容 C3的正极接正母线, 负极接中线; 第四极性电容 C4的正极接中 线, 负极接负母线。

[0108] 本实施例中, 可控幵关器件也可以采用 MOS单元, 当采用 MOS单元吋, 所述 的 MOS单元可为带体二极管的 MOS管或包括不带体二极管的 MOS管和反并联二 极管。

[0109] 当 T型变换电路的实施例三工作于逆变吋, 包括逆变输出电压为正半周期和逆 变输出电压弯负半周期两个半周期, 每个半周期又分为竖管向横管换流和横管 向竖管换流两个过程:

[0110] 逆变输出电压为正半周期吋, 竖管向横管换流过程如下:

[0111] 图 22示出了竖管向横管换流前的状态。 竖管向横管换流前, 第一 IGBT管 Q1和 第三 IGBT管 Q3处于导通状态, 第二 IGBT管 Q2和第四 IGBT管 Q4处于截止状态。 此吋, 电流经第一 IGBT管 Q1流向负载 Z, 而第三 IGBT管 Q3虽然导通, 但因第六 二极管 D6和第二续流二极管 Dq2反偏, 故中间桥臂上均无电流经过。 由于第三 I GBT管 Q3导通, 故第一电容 C1电压被钳位为零, 第一电容 C1处于零电压放电状 态。 由于第一 IGBT管 Q1导通, 故第二电容 C2被充电至 Vdc状态。 此吋, 经过电 感 L的电流为零。

[0112] 图 23示出了竖管向横管换流过程中第一阶段的工 状态。 在第一阶段中, 第三 IGBT管 Q3保持导通状态, 第四 IGBT管 Q4保持截止状态, 而第一 IGBT管 Q1则从 导通状态转至截止状态, 第二 IGBT管 Q2则从截止状态转至导通状态。 如图 23所 示, 在第一 IGBT管 Q1截止、 第二 IGBT管 Q2导通的过程中, 第二电容 C2通过第 四二极管 D4向负载 Z放电。 与此同吋, 第二电容 C2通过第二 IGBT管 Q2、 第五二 极管 D5、 电感 L和第四二极管 D4和第四极性电容 C4给电感 L充电。 由于第二电容 C2上的电压是逐步放电到零, 因此第一 IGBT管 Q1在关断过程中的电压是以有限 的速率 dV/dt建立的, 负载 Z的电流由第二电容 C2提供。 因此, 第一 IGBT管 Q1是 零电压方式关断, 关断损耗非常小, 属典型的软幵关过程。 同吋, 由于电感 L的 存在, 经过第二 IGBT管 Q2的电流同样是以有限的速率 di/dt增加的, 因此, 第二 I GBT管是零电流方式导通, 导通损耗非常小, 同样属典型的软幵关过程。

[0113] 图 24示出了竖管向横管换流过程中第二阶段的工 状态。 第一阶段完成后, 第 四二极管 D4和第五二极管 D5截止, 经过电感 L的电流重新变为零, 同吋第四续 流二极管 Dq4幵始续流导通。 负载 Z输出电平钳位在 -Vdc/2电平。 电感 L通过第六 二极管 D6和第三 IGBT管 Q3幵始储能。 而电感 L的电流从零幵始线性增加, 与此 同吋, 通过第四续流二极管 Dq4的电流同比例减少。 当通过第四续流二极管 Dq4 的电流减少为零后, 换流过程完成。 第二阶段完成后第四续流二极管 Dq4截止。

[0114] 上述过程中, 所有在第二 IGBT管 Q2和第三 IGBT管 Q3中的电流变化都是以有限 的电流变化率 di/dt进行的, 所以在这个过程中, 第二 IGBT管 Q2和第三 IGBT管 Q3 都工作在软幵关状态。 与此同吋, 第四二极管 D4和第五二极管 D5的关断过程同 样是以有限的电流变化率 di/dt截止的, 可以显著减少第四二极管 D4的关断损耗 , 同样属于软幵关。

[0115] 逆变输出电压为正半周期吋, 横管向竖管换流过程如下:

[0116] 图 25示出了逆变输出电压为正半周期吋, 竖管向横管换流后的状态, 或者说是 横管向竖管换流前的状态。 横管向竖管换流前, 第一 IGBT管 Q1和第四 IGBT管 Q 4处于截止状态, 第二 IGBT管 Q2和第三 IGBT管 Q3处于导通状态。 此吋, 电流从 电感 L、 第六二极管 D6和第三 IGBT管 Q3流向负 ¾Z。 经过电感 L的电流与经过负 载 Z的电流相等。

[0117] 图 26示出了横管向竖管换流过程中第三阶段的工 状态。 在第三阶段中, 第三 IGBT管 Q3保持导通状态, 第四 IGBT管 Q4保持截止状态, 而第一 IGBT管 Q1则从 截止状态转至导通状态, 第二 IGBT管 Q2则从导通状态转至截止状态。 如图 26所 示, 在第一 IGBT管 Q1导通、 第二 IGBT管 Q2截止的过程中, 上半母线电压通过 第六二极管 D6、 第三 IGBT管 Q3对电感 L反向加压, 迫使电感 L的电流线性减少 。 与此同吋, 上半母线通过第一 IGBT管 Q1对负载 Z建立供电回路。 上述两个回 路并存, 同吋工作。 随着流经电感 L的电流逐渐减少, 负载电流向流经第一 IGBT 管 Q1的回路过渡。 当流经电感 L的电流减为零吋, 第六二极管 D6反向截止, 由 于第二 IGBT管截止, 因此中间桥臂不再导通。 [0118] 在第一 IGBT管 Ql导通过程中, 由于电感 L承载负载电流, 而电流在第一 IGBT 管 Q1导通过程中不能突变, 因此经过第一 IGBT管 Q1的电流是以有限的电流变化 率 di/dt建立的, 因此第一 IGBT管 Q1的导通过程为软幵关工作过程。 而第二 IGBT 管 Q2在从导通状态转至截止状态的过程中没有电 流过, 也属于软幵关工作模 式。

[0119] 图 27示出了横管向竖管换流过程中第四阶段的工 状态。 第三阶段完成后, 由 于第二电容 C2的电压为零, 负载 Z输出电平钳位在 Vdc/2电平。 因此, 如图 27所 示, 上半线线通过第一 IGBT管 Ql、 第三二极管 D3、 第五二极管 D5和电感 L对第 二电容 C2充电。 由于存在电感 L, 当第二电容 C2充电至电压为 Vdc吋, 第三二极 管 D3和第五二极管 D5反向截止, 充电和换流过程完成, 回到电流经第一 IGBT管 Q1流向负载 Z的状态, 即图 22所示的状态。

[0120] 在第二电容 C2充电过程中, 第三二极管 D3和第五二极管 D5是以有限的电流变 化率 di/dt导通和截止的, 因此, 第三二极管 D3和第五二极管 D5的导通和截止过 程中幵关损耗非常低, 属于软幵关工作模式。

[0121] 逆变输出电压为负半周期吋的换流过程与逆变 输出电压为正半周期吋的换流过 程类似, 竖管向横管换流或者横管向竖管换流同样都需 要经历两个阶段, 在此 不再详述。

[0122] 当变换电路工作于整流吋, 包括交流输入电压为正半周期和交流输入电压 为负 半周期两个半周期, 每个半周期又分为竖管向横管换流和横管向竖 管换流两个 过程:

[0123] 交流输入电压为正半周期吋, 竖管向横管换流过程如下:

[0124] 图 28示出了竖管向横管换流前状态。 竖管向横管换流前, 第一 IGBT管 Q1和第 三 IGBT管 Q3处于导通状态, 第二 IGBT管 Q2和第四 IGBT管 Q4处于截止状态。 整 流电流从第一续流二极管 Dql流向母线。 第三 IGBT管 Q3导通但没有电流经过。 第一电容 C1处于零电压放电状态。 第二电容 C2被充电至 Vdc状态, 此吋电感 L的 电流为零。

[0125] 图 29示出了竖管向横管换流过程第一阶段的工作 态。 在第一阶段, 第三 IGB T管 Q3保持导通状态, 第四 IGBT管 Q4保持截止状态。 而第一 IGBT管 Q1则从导通 状态转至截止状态, 第二 IGBT管 Q2则从截止状态转至导通状态。 如图 29所示, 在此过程中, 第三电容 C3两端的电压通过第一续流二极管 Dql、 第五二极管 D5 、 第二 IGBT管 Q2加到电感 L的两端。 由于电感 L的存在, 经过中间桥臂的电流从 零幵始线性增加; 与此同吋, 经过第一续流二极管 Dql的电流线性减少, 直至经 过电感 L的电流增至整流电流, 此吋第一续流二极管 Dql截止。

[0126] 由于第一续流二极管 Dql的存在, 第一 IGBT管 Q1从导通转至截止的过程属于 零电压、 零电流关断。 由于电感 L的存在, 第二 IGBT管 Q2从截止转至导通的过 程中电流是线性增加的, 因此第二 IGBT管 Q2的导通过程属于零电流导通。 两者 均是典型的软幵关过程。

[0127] 图 30示出了竖管向横管缺钱流过程第二阶段的工 状态。 第一阶段完成后, 第 一续流二极管 Dql截止, 第二电容 C2通过第二 IGBT管 Q2、 第四二极管 D4、 第五 二极管 D5和电感 L幵始放电。 放电到零后。 第二阶段完成。

[0128] 交流输入电压为正半周期吋, 横管向竖管换流过程如下:

[0129] 图 31示出了竖管向横管换流过程结束后的状态, 也即是横管向竖管换流之前的 状态。 此吋, 第二电容 C2放电结束, 由第五二极管 D5、 第二 IGBT管 Q2和电感 L 承载整流电流。 第一 IGBT管 Q1和第四 IGBT管 Q4处于截止状态, 第二 IGBT管 Q2 和第三 IGBT管 Q3处于导通状态。 其中, 第三 IGBT管 Q3虽然处于导通状态但没 有电流流过。 而第一电容 C1和第二电容 C2均处于零电压放电状态。 经过电感 L的 电流为整流电流。

[0130] 图 32示出了横管向竖管换流过程的工作状态。 横管向竖管换流吋, 第三 IGBT 管 Q3保持导通状态, 第四 IGBT管 Q4保持截止状态, 而第一 IGBT管 Q1则从截止 状态转至导通状态, 第二 IGBT管 Q2则从导通状态转至截止状态。 在第二 IGBT管 Q2截止的过程中, 由于第二电容 C2的存在, 整流电流从经过第二 IGBT管 Q2转至 经过第二电容 C2。 第二 IGBT管 Q2的电压从零幵始线性增长, 属零电压、 零电流 关断。 输入源 Z通过第三二极管 D3、 第五二极管 D5和电感 L对第二电容 C2充电。 当电感 L的电流逐渐从整流电流变为零, 第二电容 C2完成充电过程中, 整流电流 经第一续流二极管 Dql流至母线的电流逐渐增加, 由于第一续流二极管 Dql的存 在, 第一 IGBT管 Q1无电流经过, 因此第一 IGBT管 Q1的导通过程属于零电流、 零电压导通。 从上述分析可知, 在横管向竖管换流过程中, 第一 IGBT管 Q1和第 二 IGBT管 Q2的导通和截止过程均为软幵关过程。

[0131] 当经过电感 L的电流变为零, 第二电容 C2完成充电吋, 第三二极管 D3和第五二 极管 D5截止, 第一续流二极管 Dql导通, 完成整个换流过程。 回到图 28的状态。

[0132] 交流输入电压为负半周期吋的换流过程与交流 输入电压为正半周期吋的换流过 程类似, 竖管向横管换流或者横管向竖管换流过程也类 似, 在此不再详述。

[0133] 从以上三个实施例可以看出, 本发明中的 T型变换电路中, 所有可控幵关器件 和二极管器件都能实现软幵关, 即零电压幵关 (ZVS) 、 零电流幵关 (ZCS) 或 零电压零电流幵关 (ZVZCS) , 或以有限的 dv/dt和 di/dt进行通断切换。 从而极 大地降低了可控幵关器件的通断损耗, 提高了变换电路的工作效率; 使功率器 件不易被二次击穿, 同吋得以消除死区吋间。

[0134] 可控幵关器件以有限的 dv/dt和 di/dt进行通断切换, 因此系统 EMI电磁干扰较未 实现软幵关要优化得多。

[0135] 由于可控幵关器件的通断损耗变小, 使得变换装置可以成倍地工作于传统变换 装置工作频率之上, 因此变换装置所需输出滤波器参数要求变低, 尺寸也可以 成倍减小, 从而有利于进一步降低物料成本, 缩减产品尺寸、 提高产品功率密 度。

[0136] 相较在现有技术, 本发明中只增加了一个电感、 四个二极管和两个电容, 增加 器件数量少, 结构简单而紧凑, 不需要额外增加可控幵关器件及控制电路。

[0137] 图 7示出了本发明中三相变换电路的实施例的电 示意图。 如图 7所示, 实施例 中的三相变换电路包括第一变换电路、 第二变换电路、 第三变换电路; 第一变 换电路、 第二变换电路和第三变换电路均采用上述 T型变换电路的实施例一所描 述的 τ型变换电路; 第一变换电路的中线、 第二变换电路的中线和第三变换电路 的中线相互连接。 当然, 第一变换电路、 第二变换电路、 第三变换电路也可以 采用上述 T型变换电路的实施例二或实施例三所描述的 T型变换电路, 效果是一 样的。

[0138] 上述的三相变换电路由于采用了前述的 T型变换电路, 同样可以实现可控幵关 器件软幵关的效果。 [0139] 图 8是变换装置的实施例一的示意图。 变换装置的实施例一所采用的是 T型变换 电路的实施例一所描述的 T型变换电路。 所述的 T型变换电路中的第三二极管 D3 、 第四二极管 D4、 第二电容 C2、 第二 IGBT管 Q2和第二续流二极管 Dq2整合设置 为第一电路模块 Ul。 所述的 T型变换电路中的第一二极管 Dl、 第二二极管 D2、 第一电容 Cl、 第三 IGBT管 Q3和第三续流二极管 Dq3整合设置为第二电路模块 U2 。 第一电路模块 U1的第一端 S1接至第二 IGBT管 Q2的发射极, 用于连接电感 L。 第一电路模块 U 1的第二端 S2接至第二 IGBT管 Q2的集电极, 用于连接第二电路模 块 U2的第四端 S4。 第一电路横块 U1的第三端 S3接至第四二极管 D4的阳极, 用于 连接负母线。 第二电路模块 U2的第四端 S4接至第三 IGBT管 Q3的集电极, 用于连 接第一电路模块 U1的第二端 S2。 第二电路模块 U2的第五端 S5接至第三 IGBT管 Q 3的发射极, 用于连接输入输出端。 第二电路模块 U2的第六端 S6接至第一二极管 D1的阴极, 用于连接正母线。

[0140] 图 9是变换装置的实施例二的示意图。 变换装置的实施例二所采用的是 T型变换 电路的实施例二所描述的 T型变换电路。 所述的 T型变换电路中的第三二极管 D3 、 第四二极管 D4、 第二电容 C2、 第二 IGBT管 Q2和第二续流二极管 Dq2整合设置 为第一电路模块 Ul。 所述的 T型变换电路中的第一二极管 Dl、 第二二极管 D2、 第一电容 Cl、 第三 IGBT管 Q3和第三续流二极管 Dq3整合设置为第二电路模块 U2 。 第一电路模块 U1的第一端 S1接至第二 IGBT管 Q2的发射极, 用于连接第二电路 模块 U2的第五端 S5。 第一电路模块 U1的第二端 S2接至第二 IGBT管 Q2的集电极 , 用于连接输入输出端。 第一电路横块 U1的第三端 S3接至第四二极管 D4的阳极 , 用于连接负母线。 第二电路模块 U2的第四端 S4接至第三 IGBT管 Q3的集电极, 用于连接电感 L。 第二电路模块 U2的第五端 S5接至第三 IGBT管 Q3的发射极, 用 于连接第一电路模块 U1的第一端 Sl。 第二电路模块 U2的第六端 S6接至第一二极 管 D1的阴极, 用于连接正母线。

[0141] 图 10是变换装置的实施例三的示意图。 变换装置的实施例三所采用的是 T型变 换电路的实施例三所描述的 T型变换电路。 所述的 T型变换电路中的第三二极管 D 3、 第四二极管 D4、 第二电容 C2、 第二 IGBT管 Q2和第二续流二极管 Dq2整合设 置为第一电路模块 Ul。 所述的 T型变换电路中的第一二极管 Dl、 第二二极管 D2 、 第一电容 CI、 第三 IGBT管 Q3和第三续流二极管 Dq3整合设置为第二电路模块 U2。 第一电路模块 U1的第一端 SI接至第二 IGBT管 Q2的发射极, 用于连接第五 二极管 D5的阳极。 第一电路模块 U1的第二端 S2接至第二 IGBT管 Q2的集电极, 用于连接输入输出端。 第一电路横块 U1的第三端 S3接至第四二极管 D4的阳极, 用于连接负母线。 第二电路模块 U2的第四端 S4接至第三 IGBT管 Q3的集电极, 用 于连接第六二极管 D6的阴极。 第二电路模块 U2的第五端 S5接至第三 IGBT管 Q3 的发射极, 用于连接输入输出端。 第二电路模块 U2的第六端 S6接至第一二极管 D1的阴极, 用于连接正母线。

[0142] 需要注意的是, 第一电路模块 U1或第二电路模块 U2可以单独存在。

[0143] 从上述三个变换装置的实施例我们可以看到, 由于两组二极管器件和电容各跨 接在一个可控幵关器件两端, 形成第一电路模块或第二电路模块, 从而将现有 技术中的元器件与本技术方案中新增的元器件 结合, 可以在基本不改变现有逆 变 /整流装置的内部线路布局的情况下实现本技 方案, 大大降低了改造成本, 拓扑结构紧凑, 母排设计简单, 极为有利于电气布局和结构设计。

[0144] 上述说明描述了本发明的优选实施例, 但应当理解本发明并非局限于上述实施 例, 且不应看作对其他实施例的排除。 通过本发明的启示, 本领域技术人员结 合公知或现有技术、 知识所进行的改动也应视为在本发明的保护范 围内。

[0145]