Elektrofahrzeuge

Die Erfindung betrifft ein transformatorloses On-Board-Ladegerät für Elektrofahrzeuge und Verfahren zur Ansteuerung einer DC/DC-Stufe in einem transformatorlosen On-Board-Ladegerät für Elektrofahrzeuge. Hintergrund

Die Antriebsbatterien elektrifizierter PKWs, insb. vollelektrischer Batteriefahrzeuge (EVs) müssen mit hohen Leistungen aus dem allg. verfügbaren Wechselspannungsnetz (AC) geladen werden, um die Ladezeiten zu verkürzen und die Akzeptanz der EVs weiter zu erhöhen.

Hohe Leistungen (z.B. 10 kW und mehr, insbesondere 11 kW, 22 kW, ...) werden vor allem durch dreiphasig (im EU-Raum) oder ein-/zweiphasig (im Nordamerikanischen Raum, auch: „Split-Phase") arbeitende, im EV eingebaute On-Board -Lader (OBL) erreicht. Die Eingangsstufe eines solchen OBL bildet ein netzfreundlicher Pulsgleichrichter (PFC: Power Factor Corrector), wohingegen ein DC/DC-Konverter als Ausgangsstufe die Anbindung zur Antriebsbatterie bewerkstelligt.

Seit kurzer Zeit gibt es Tendenzen, den OBL ohne einen potentialtrennenden Leistungstransformator auszuführen, da dies grundsätzlich zu Kosten-, Gewichts- und weiterhin im Betrieb auch zu elektrischen Verlusteinsparungen führt. Noch deutlicher werden diese Einsparungen bei rückspeisefähigen, bidirektionalen OBL, die z.B. für die sog. Vehicle-To-Grid- (V2G-) Funktionalität benötigt werden.

Die Weglassung des Transformators birgt aber auch einige technische Herausforderungen, die derzeit kaum alltagstauglich gelöst sind.

Durch Wahl geeigneter PFC-Grundschaltungen lassen sich zwar hochfrequent-pulsierende Batteriepotentiale trotz Transformatorverzicht vermeiden, aber je nach PFC-Schaltung und vor allem Form des AC-Versorgungsnetzes (typisch: das US-Split-Phase Netz), liegt ein niederfrequent pulsierendes Batteriepotential vor, welches zu störenden und unerlaubten Ableitströmen führt.

Diese niederfrequenten Ableitströme (50-150 Hz) können und müssen i.d.R. aktiv kompensiert werden. Hierzu wird gegenwärtig konventionell an dedizierten, zusätzlichen Kompensationsschaltungen gearbeitet (hauptsächlich in industrieller Forschung & Entwicklung), die dem OBL vorgeschaltet werden.

Die Anmelderin hat bereits in der Vergangenheit auf diesem Feld geforscht. Dabei wurden z.B. Anordnungen entwickelt (Deutsche Patentanmeldung 102020214265.3 bzw. Internationale Patentanmeldung PCT/EP2021/081496, Deutsche Patentanmeldung DE102019129754.0, bzw. Internationale Patentanmeldung PCT/DE2020/100377), die sich auf neue transformatorlose PFC- Topologien bezogen, welche sich durch gleichtaktarme oder gleichtaktfreie Ausgangsspannungen auszeichneten.

Insbesondere gegenüber der deutschen Patentanmeldung 102020214265.3 bzw. der internationalen Patentanmeldung PCT/EP2021/081496 sei angemerkt, dass dort zwar ein für den Notbetrieb konzipierter Einphasen-Ladebetrieb am europäischen Versorgungsnetz ermöglicht wird, bei dem die Zwischenkreiskapazitäten klein gewählt werden können. Allerdings wird nur in diesem einphasigen Betrieb am europäischen Netz - d.h. der Neutralleiter liegt dann am kapazitiven Zwischenkreis- Mittelpunkt an - eine erste Zwischenkreisteilspannung während einer vollen positiven Netzhalbperiode und eine zweite Zwischenkreisteilspannung während einer vollen negativen Netzhalbperiode ausschließlich zu der Batterie durchgeschaltet, wobei somit, jeweils mit fester Netzfrequenz alternierend, eine DC/DC-Stufe hochfrequent getaktet und die andere DC/DC-Stufe ausgeschaltet wird.

Gleichtaktfrei, d.h. insbesondere auch ohne niederfrequente Ableitströme, sind diese Topologien jedoch nur, wenn sie z.B. nicht mit dem Ziel einer ähnlicher Leistungsausbeute am einphasigen Split- Phase Netz Nordamerikas angeschlossen werden. Wird dies allerdings getan, so verbleibt ein niederfrequent pulsierender (im US-Split-Phase Netz: 60 Hz-) Potential-Anteil an beiden Batterieanschlüssen, der dann einen entsprechenden Ableitstrom treibt.

Kurzdarstellung der Erfindung

Im Rahmen der Erfindung wird jedoch nun eine neue zu einer derartigen oder einer anderen PFC- Topologie nachfolgende DC/DC-Stufe und deren Betriebsweise beschrieben werden.

Kurzdarstellung der Figuren

Im Folgenden wird die Erfindung anhand einer Zeichnung und Ausführungsbeispielen näher erläutert. Die Abbildungen sind schematische Darstellungen und nicht maßstabsgetreu. Die Abbildungen schränken die Erfindung in keiner Weise ein. Es zeigen:

Fig. 1A-1C eine Übersichtsdarstellung zur Motivierung der Erfindung, Fig.2 eine Anordnung mit einer Ausführungsform der Erfindung bei einer Anschaltung an ein Drei-Phasen Netz, Fig.3 eine ähnliche Anordnung mit einer Ausführungsform der Erfindung bei einer Anschaltung an ein Split-Phasen Netz,

Fig.4 eine mittels SIMPLORER erstellte Simulation in Bezug auf Figur 3,

Fig.5 eine weitere Anordnung mit einer Ausführungsform der Erfindung bei einer Anschaltung an ein Split-Phasen Netz,

Fig. 6A-D Kurven zur Schaltung der Figur 5 mit symmetrischer Belastung der DC/DC-Stufen, Fig. 7A-D Kurven zur Schaltung der Figur 5 mit erfindungsgemäß wechselnder Belastung der DC/DC-Stufen,

Fig. 8 einen weiteren Aspekt gemäß Ausführungsformen der Erfindung, Fig. 9 eine Darstellung beispielhafter Spannungs-Niveaus bei Betrieb am US-Split-Phase Netz in Ausführungsformen der Erfindung,

Fig. 10 unterschiedliche beispielhafte Ausgestaltungen von Schaltelementen zur Verwendung im Rahmen der Erfindung, und

Fig. 11 eine schematische Prinzipdarstellung der Regelung in Ausführungsformen der Erfindung.

Ausführliche Darstellung der Erfindung

Nachfolgend wird die Erfindung, unter Bezugnahme auf die Abbildungen, eingehender dargestellt. Dabei ist anzumerken, dass unterschiedliche Aspekte beschrieben werden, die jeweils einzeln oder in Kombination zum Einsatz kommen können. D.h. jeglicher Aspekt kann mit unterschiedlichen Ausführungsformen der Erfindung verwendet werden, soweit nicht explizit als reine Alternative dargestellt. Weiterhin wird nachfolgend der Einfachheit halber in aller Regel immer nur auf eine Entität Bezug genommen. Soweit nicht explizit vermerkt, kann die Erfindung aber auch jeweils mehrere der betroffenen Entitäten aufweisen. Insofern ist die Verwendung der Wörter "ein", "eine" und "eines" nur als Flinweis darauf zu verstehen, dass in einer einfachen Ausführungsform zumindest eine Entität verwendet wird. Soweit nachfolgend Verfahren beschrieben werden, sind die einzelnen Schritte eines Verfahrens in beliebiger Reihenfolge anordbar und/oder kombinierbar, soweit sich durch den Zusammenhang nicht explizit etwas Abweichendes ergibt. Weiterhin sind die Verfahren - soweit nicht ausdrücklich anderweitig gekennzeichnet - untereinander kombinierbar.

Soweit in dieser Anmeldung Normen, Spezifikationen oder dergleichen benannt werden, werden zumindest immer die am Anmeldetag anwendbaren Normen, Spezifikationen oder dergleichen in Bezug genommen. D.h. wird eine Norm / Spezifikation etc. aktualisiert oder durch einen Nachfolger ersetzt, so ist die Erfindung auch hierauf anwendbar.

In Figur 1A ist eine typische Ladesituation für ein (Elektro-)Fahrzeug mit einer wiederaufladbaren Batterie BAT gezeigt. Typischerweise kann die Batterie BAT entweder von einer Gleichstromquelle, wie einer Ladestation LS aufgeladen werden, oder aber, die Batterie BAT kann mittels eines On-Board- Ladegeräts (OBL) aus einem NETZ Wechselspannung AC beziehen und diese in Gleichspannung DC umwandeln. Dabei sind unterschiedliche Netzkonfigurationen denkbar bzw. bekannt. Im europäischen Raum dominiert gegenwärtig eine dreiphasige Versorgung mit um 120° phasenversetzten Phasen L1, L2, L3, wie in Figur 1B gezeigt. Auf dem nordamerikanischen Kontinent dominiert gegenwärtig in den Wohngebieten die sogenannte US-Split-Phase Versorgung, bei der zwei gegenläufige Phasen (jeweils 180° phasenversetzt) zur Verfügung gestellt werden.

Prinzipiell wäre es vorteilhaft Einrichtungen bereitzustellen, die es ermöglich mit geringem Aufwand, bei geringen Kosten - sowohl für die Herstellung, als auch beim Betrieb - und bei geringem Gewicht ein Laden der Batterie BAT aus unterschiedlichen Netztopologien zu ermöglichen, insbesondere aus dem europäischen Dreiphasen- und dem US-Split-Phase- Netz.

Im Rahmen der Erfindung kann auch vorgesehen sein, dass die Einrichtungen der Erfindung dazu verwendet werden, elektrische Energie aus der Batterie BAT wieder an ein Wechselspannungsnetz bzw. einen Wechselspannungsverbraucher abzugeben (Vehicle-To-Grid, bzw. Vehicle-To-Load). Ansatz der vorliegenden Erfindung ist die Kompensation der vorangehend beschriebenen, unerwünschten Ableitstörströme mit den ohnehin vorhandenen DC/DC-Stufen des OBL. Diese können durch geeignete Ansteuerung (bei nahezu unveränderter Dimensionierung) das sonst pulsierende Batteriepotential stabilisieren und mehr oder weniger konstant halten, sodass praktisch keine oder deutlich geringere Ableitströme durch (parasitäre) Batteriekapazitäten, oder explizite Filterkapazitäten des Hochvolt-Bordnetzes gegen Fahrzeugmasse getrieben werden.

Eine solche Anordnung ist in Figur 2 gezeigt. In dieser ist ein transformatorloser OBL dargestellt. Dieser weist zum einen eine beispielhafte PFC-Schaltung- andere Schaltungen können diese ersetzen einen Zwischenkreis ZK, eine die Erfindung betreffende DC/DC-Stufen-Anordnung sowie - angedeutet durch die Ellipse - eine beispielhafte (parasitäre) Ableitkapazität bzw. deren Ableitstrom auf. Diese beispielhafte Kapazität repräsentiert z.B. die durch die großflächig ausgedehnte Antriebsbatterie gegebene, relativ hohe parasitäre elektrische Kapazität der Batterieanschlüsse in Bezug auf die Fahrzeugmasse. Diese kann erhebliche Werte im μF-Bereich annehmen (unsymmetrisch dargestellt - offensichtlich kann eine gleichartige (parasitäre) Ableitkapazität auch gegen das positive Potential V _Batt,p der Batterie vorhanden sein).

Bei dieser Anordnung wird eine B6-PFC-Stufe mit symmetrischer DC/DC-Doppelstufe gegen den Mittelpunkt des kapazitiven Spannungsteilers des Zwischenkreises N' verwendet. Mittels dieser Anordnung ist das negative Batteriepotential V _{Batt ,n} (wie auch das positive V _Batt,p ) und damit der Ableitstrom i _CM durch CCM über die DC/DC-Stufe einstellbar. Gleiches gilt auch, wenn das Potential V _M des mit N' verbundenen Mittelpunkts M des Zwischenkreises ZK niederfrequent (typ. 50...150 Hz) schwingt, z.B. weil N' im Interesse einer hohen Leistungsausbeute beim Betrieb am US Split-Phase Netz an den mit 60 Hz oszillierenden negativen Leiter LI- gelegt wird: Auch in diesem, sonst kritischen, Fall können die Batteriepotentiale V _Batt,p und V _{Batt ,n} erfindungsgemäß mit der symmetrischen DC/DC- Doppelstufe (nahezu) konstant gehalten („kompensiert") werden. Dadurch wird der störende Ableitstrom i _CM durch die parasitäre Kapazität CCM idealerweise verhindert (da i _CM = C _CM dV _{Batt ,n} / dt), bzw. real signifikant reduziert. Eine (nahezu) vollständige Kompensation lässt sich auch bei höheren Potentialamplituden von N' umso besser verwirklichen, je höher die Batteriespannungen sind, was dem aktuellen Trend zu 800 V- Batterien entgegenkommt. Eine exemplarische Anschaltung an ein Split-Phase Netz zeigt Figur 3 - L1+ liegt an den ersten drei Anschlussklemmen ( a,b,c ) des OBL und LI- liegt an der vierten Netzanschlussklemme (n). Bei konventioneller DC/DC-Stufe und/oder ebensolcher Betriebsweise würde in dieser Konfiguration ein hoher Ableitstrom entstehen. Figur 4 dokumentiert jedoch den erfindungsgemäßen Betrieb zur Anordnung nach Figur 3: Mit einer Netzspannung von +/- 120V _RM s bei 60 Flz resultiert für das Potential am Punkt M die Amplitude = √2120 V = 170V, dennoch stellen sich bei einer angenommenen Batteriespannung von U _Batt = 470V für die Potentiale an den Batterieklemmen von BAT mit V _Battp = 235V, bzw. V _BatN = -235V symmetrische und konstante Werte ein. Bei einer DC/DC-Ausgangskapazität von C _3/4 = 1 μF ergibt sich dabei ein moderater Umladestrom von circa î _L4/L5 = 1A und erfindungsgemäß eine gegensinnig zum Mittenpotential V _M pulsierende DC/DC-Ausgangsspannung von u _c3 = 58...410V

(symmetrieentsprechend gilt für U _c4 = -410...-58V). D.h., in einem solchen Betriebsfall - wie in Figur 4 gezeigt - schwingt das Mittenpotential V _M mit der Frequenz und Amplitude des Split-Phase-Leiters Ll- (z.B. 60 Flz), jedoch werden die der Ableitkapazität zugänglichen Batterieklemmenpotentiale V _Battp und V _BattN durch die erfindungsgemäße Ausgangsspannungsregelung der DC/DC-Stufen quasi konstant gehalten (d V _Batt,p / dt = 0, dV _Batt,N / dt = 0). Flierdurch wird faktisch kein (bzw. nur noch ein sehr geringer) Ableitstrom dV _Batt,N / dt hervorgerufen.

In Figur 5 wird eine Variante des Vienna-Rectifier PFCs (vgl. PCT/DE2020/100377, im Folgenden kurz ViennaM genannt) an einem US-Split-Phase Netz betrachtet, welches wieder mit 120V _RM s bei 60 Flz angenommen wird. Figuren 6A-D und 7A-D sind in Bezug auf diese Schaltung zu sehen. Die Anschaltung an das Netz ist analog zu Figur 3, d.h. LI- kann als invertiertes oder um 180° phasenverschobenes Spannungssignal zu L1+ verstanden werden. Für die Figuren 6A-D ergibt sich bei einem zeitlichen Spannungsverlauf von √2120V sin ( ωt) der Ableitstrom I _CM.RMS = 120V · 2p · 60 Hz · 1μF = 45mA. Dies ist darin begründet, dass konventionell p _DCDC.1 = p _DCDC.2 gesteuert wird, woraus für U _Batt = 400V (angenommen) u _{DCDC ,out ,1} = u _{DCDC ,out ,2} = 200V = konst. folgt. Die konstanten Ausgangsspannungen der DC/DC-Stufen führen zu einer 60 Flz-Schwankung des Batterieklemmenpotentials V _BattN (V _Battp ebenso), da das Mittenpotential V _M ebenso schwankt. Somit wird der oben berechnete Ableitstrom mit Netzfrequenz (d.h. hier 60 Flz) verursacht (vgl. Figur 6C).

Werden jedoch -wie erfindungsgemäß vorgeschlagen - die Baterieklemmenpotentiale V _Batt und V _BatN auf einen konstanten Sollwert ± U _Batt /2 geregelt, so ergeben sich zeitveränderliche DC/DC- Ausgangsspannungen U _{DCDC ,out ,1} = U _Batt - u _DCDC,out,2> wie auch über eine Netzperiode variierende Leistungen der DC/DC-Teilstufen p _DCDC.1 und p _DCDC,2 . Dies führt vorteilhaft zu einem sehr geringem Ableitstrom von / _CM,RMS < 0,65mA

Die entsprechenden Leistungskurven, Spannungen und Ableitströme sind den Figuren 7A-D zu entnehmen. Zwar sind die Leistungen der DC/DC-Teilstufen nicht mehr konstant, wohl aber die Summenleistung über beide Teilstufen. Da die Belastung zeitlich (periodisch mit circa 50-150 Flz) variiert, ergibt sich keine thermisch relevante Überlastung der DC/DC-Teilstufen.

Unter der Annahme, dass die Batteriespannung U _Batt = 400V und die OBL-Ladeleistung 11kW sei, ergibt sich FbcDC,i, ₂ ⁼ 5.5kW + 4,8kW · sin( ωt). Es sei angemerkt, dass der periodische Anteil (hier 4,8kW) abhängig ist von der Batteriespannung U _Batt .

Unter der Bedingung, dass: V _M < U _Batt /2 ist der Ableitstrom vollständig kompensierbar.

Zudem kann die Spannungsschwankung (Rippel) an den Zwischenkreiskondensatoren des OBL deutlich reduziert werden - siehe den Vergleich Figur 7A zu 6A. Dadurch sinkt die Spannungsänderung an den Kondensatoren und auch die Strombelastung der Zwischenkreiskondensatoren I _{C RMS} reduziert sich. Dies führt dazu, dass sich der Kapazitätsbedarf im Zwischenkreis für den erfindungsgemäßen Betrieb an einem Split-Phase Netz verringert, wodurch Kosten und Bauraum gespart werden können. ln der beispielhaften Berechnung bezogen auf die zuvor genannten Werte kann eine Reduktion von 36% bezogen auf ΔU _ZK1/2 , d.h. 36% geringerer Kapazitätsbedarf am US-Split-Phase Netz, erzielt werden und auch die Strombelastung I _C,RMS kann um 32% reduziert werden.

Bei einer Verpolung von Leiter (L ₁ oder L ₂ oder L ₃ ) und Neutralleiter (N) im europäischen 400/230V- Netz und der dann (unbeabsichtigt) realisierten Verbindung vom Leiter mit dem Mittelpunktpotential kann der resultierende Ableitstrom zwar nur für U _Batt > 650V = vollständig kompensiert werden, jedoch ist dies bei einer zu erwartenden Erhöhung der Batterienennspannung auf 800V weitgehend erfüllt.

In diesem Zusammenhang ist zudem darauf hinzuweisen, dass auch eine nicht-vollständige, sondern teilweise Kompensation der niederfrequent schwingenden Batterieklemmenpotentiale eine lohnenswerte Maßnahme scheint. Gemäß /CM = CCM dV _{Batt ,n} /dt werden die störenden Ableitströme für eine gegebene Kapazität CCM durch die zeitliche Änderungsrate (Steilheit dV _{Batt ,n} /dt, bzw. dV _Bat,p /dt) der Batteriepotentiale bestimmt. Diese Änderungsrate ist für die typischen Sinus-förmigen, netzfrequenten Zeitverläufe der betrachteten Potentiale gerade im Nulldurchgang am größten. D.h., auch wenn bei sehr kleiner Batteriespannung V _Batt die Potentiale V _Batt,p bzw. nur um den Nulldurchgang des Mittelpunktpotentials V _M herum kompensiert und konstant gehalten werden können, so ist der Effekt hinsichtlich der Verringerung des Ableitstroms genau an dieser Stelle am größten. Somit werden die verbleibenden Rest-Ableitströme auf jeden Fall einen nennenswert geringeren Effektivwert aufweisen. Diese Restströme können dann noch ggf. mit konventionellen, zusätzlichen Kompensationsstufen weiter verringert werden. Die Dynamik- und Leistungsanforderungen an letztgenannte sind damit reduziert.

Vorteil der erfindungsgemäßen Anordnung und Methode ist neben der Nutzung der inhärenten DC/DC-Stufen vor allem die Tatsache, dass das Mess- und Regelkonzept deutlich einfacher und robuster erscheint als das der komplexen und fehleranfälligen zusätzlichen Kompensationsschaltungen, wie sie konventionell entwickelt werden, zumal diese noch die genannten Ableitströme von sicherheitsrelevanten Fehlerströmen (diese dürfen nicht kompensiert werden) unterscheiden müssen. Der Wirkungsgrad der vorgeschlagenen Methode scheint auch keineswegs geringer als der der oben genannten konventionellen Kompensationsschaltungen. Ein weiterer Vorteil der Methode ist, dass je nach Netzform die geänderte Ansteuerung der DC/DC- Stufen auch zur Einsparung von Zwischenkreiskapazität, d.h. typisch von voluminösen Elektrolytkondensatoren, führen kann.

Die vorliegende Erfindung ermöglicht eine inhärente Kompensation niederfrequenter Ableitströme ohne zusätzlichen Kompensationsaufwand.

Damit wird auch der Betrieb eines transformatorlosen OBL am US-Split-Phase Netz ermöglicht. Weiterhin erlaubt die Erfindung auch den internationalen Einsatz von OBL an verschiedensten AC- Netzen.

Dier Erfindung basiert auf einer einfachen, robusten Regelung der inhärenten DC/DC-Stufen und kann durch Verringerung der Ableitströme auch das EMV-Verhalten eines transformatorlosen OBL deutlich verbessern. Zudem erlaubt die Erfindung die Einsparung von Kapazität im Zwischenkreis.

Die hier vorgestellte Erfindung kann dabei z.B. auch die mit den PFC-Topologien der deutschen Patentanmeldung DE 102020214265.3, verbleibende, niederfrequente Gleichtaktspannung an den Batterieklemmen (z.B. circa 150 Hz) kompensieren.

Vor allem kann die Erfindung auch die niederfrequente Gleichtaktspannung an den Batterieklemmen (z.B. circa 60 Hz), die sich beim Betrieb von anderen dreiphasigen PFC-Stufen (z.B. Six-Switch- Vollbrücke (B6) mit Zwischenkreismittelpunktanbindung oder Vienna-Rectifier mit Zwischenkreismittelpunktanbindung (ViennaM, siehe beispielsweise Internationale Patentveröffentlichung WO 2020 / 233 741 Al) am US-amerikanischen Split-Phase Netz ergibt, (d.h. dann wenn Leiter L1- an die n-Klemme des OBL gelegt wird), kompensieren.

Diese inhärente „Straight-Forward" Kompensation über die DC/DC-Stufen der Vorrichtung 1 kann durch eine relativ einfache und robuste Regelung derselben geschehen.

Konventionell wird dagegen an aktiven, dedizierten Kompensationsstufen gearbeitet, die niederfrequente Ableitströme erst messen, ggf. einen Fehlerstromanteil davon trennen müssen, um dann den regulären Ableitstromanteil durch gegensinnige Stromeinprägung (oder gegensinnige Gleichtaktspannungseinprägung) zu kompensieren versuchen (mit der dann möglichen Dynamik).

Die Erfindung betrifft insbesondere ein transformatorloses On-Board-Ladegerät für Elektrofahrzeuge zum ableitstromarmen Laden einer Antriebsbatterie BAT aufweisend eine erste DC/DC-Stufe und eine zweite DC/DC-Stufe, wobei die beiden DC/DC-Stufen auf der Zwischenkreisseite als Doppelstufe in Reihe geschaltet sind, d.h. beide Teilstufen, jeweils bestehend aus mind. 2 Schaltelementen (Transistor und Diode, bzw. Transistor und Transistor), mind. einer Drosselspule und mind. einem Ausgangskondensator, sind symmetrisch zum kapazitiven Mittelpunkt des Zwischenkreises angeordnet. Auf diese Weise ist je eine DC/DC-Stufe mit einem Teilzwischenkreis verbunden. Batterieseitig sind die beiden DC/DC-Stufe ebenfalls in Reihe geschaltet und mit dem gleichen kapazitiven Mittelpunkt der Zwischenkreisseite verbunden. Beide DC/DC-Stufen sind dazu eingerichtet im Betrieb durch zeitgleiches Schalten eine zeitvariable Ausgangsspannung zu generieren, wobei die (variable) Frequenz zwischen der Netzfrequenz und dem 3-fachen der Netzfrequenz beträgt. D.h. die Frequenz der zu generierenden Ausgangsspannung beträgt typischerweise zwischen der Netzfrequenz und der dreifachen Netzfrequenz. Die Batterie weist im Allg. nur zwei Anschlüsse auf und ist mit den beiden äußeren Anschlüssen der Ausgangskondensatoren der beiden DC/DC-Stufen verbunden.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung sind beide der mind. 2 Schaltelemente der einzelnen DC/DC-Stufe als Transistoren ausgeführt. In diesem Fall kann jede DC/DC-Stufe Ströme in beide Richtungen (bidirektional) vom und zum Zwischenkreis führen, siehe beispielsweise Figur 2. ln einer vorteilhaften Ausgestaltung ist das äußere der mind. 2 Schaltelemente der einzelnen DC/DC- Stufe als Transistor und das innere der mind. 2 Schaltelemente als Diode ausgeführt. In diesem Fall kann jede DC/DC-Stufe nur Ströme vom Zwischenkreis zur Batterieseite führen (unidirektional), siehe beispielsweise Figur 3 und Figur 5.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung sind die Transistorschaltelemente als GaN- (Gallium-Nitrid-) basierte Transistoren ausgeführt, siehe auch Figur 10.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung sind die Transistorschaltelemente als SiC- (Silizium-Carbid-) basierte MOS Feldeffekt-Transistoren (MOSFET) ausgeführt, siehe auch Figur 10.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung sind die Transistorschaltelemente als Si- (Silizium-) basierte MOS Feldeffekt-Transistoren (MOSFET) oder als SiC- (Siliziumkarbid-) basierte MOS Feldeffekt-Transistoren (MOSFET) oder als GaN- (Galliumnitrid-) basierte Flohe-Elektronen-Mobilitäts-Transistoren (FIEMT) oder als Si- (Silizium-) basierte Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (IGBT) ausgeführt, siehe auch Figur 10.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung generieren beide DC/DC-Stufen eine zeitvariable Ausgangsspannung, deren Frequenz typisch zwischen der Netzfrequenz und der dreifachen Netzfrequenz liegt, z.B. in der Größenordnung der Netzfrequenz (typisch 50 - 150 Flz).

In einer vorteilhaften Ausgestaltung stellt mindestens eine der beiden DC/DC-Stufen die Phasenlage ihrer zeitvariablen Ausgangsspannung so ein, dass sie sich in Gegenphase zum niederfrequent schwingenden Mittelpunktpotential (V _M ) befindet, wobei die (variable) Frequenz der zeitvariablen Ausgangsspannung zwischen der Netzfrequenz und dem 3-fachen der Netzfrequenz beträgt, z.B. in der Größenordnung der Netzfrequenz (typisch 50 - 150 Hz). D.h. eine der beiden DC/DC-Stufen stellt die Phasenlage ihrer zeitvariablen Ausgangsspannung so ein, dass sie sich in Gegenphase zum niederfrequent (typisch Netzfrequenz bis zur dreifachen Netzfrequenz) schwingenden Mittelpunktpotential (V _M ) befindet. ln einer vorteilhaften Ausgestaltung stellt mindestens eine der beiden DC/DC-Stufen die Amplitude ihrer zeitvariablen Ausgangsspannung so ein, dass sie der Amplitude des niederfrequent schwingenden Mittelpunktpotentials (V _M ) entspricht, und somit für ein konstantes Batterieklemmenpotential (V _Batt,p und/oder V _Batt,n ) sorgt, wobei die (variable) Frequenz der zeitvariablen Ausgangsspannung zwischen der Netzfrequenz und dem 3-fachen der Netzfrequenz beträgt (typisch 50 - 150 Hz). D.h., eine der beiden DC/DC-Stufen stellt die Amplitude ihrer zeitvariablen Ausgangsspannung so ein, dass sie der Amplitude des niederfrequent (typisch Netzfrequenz bis zur dreifachen Netzfrequenz) schwingenden Mittelpunktpotentials (V _M ) entspricht, und somit für ein konstantes Batterieklemmenpotential (V _Batt,p und/oder V _Batt,n ) sorgt.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung sorgt eine Regeleinrichtung für die passende, zeitvariable Ausgangsspannung mindestens einer der DC/DC-Stufen und gewährleistet damit inhärent mindestens ein konstantes Batterieklemmenpotential (V _Batt,p und/oder V _Batt,n )·

In einer vorteilhaften Ausgestaltung ist eine Regeleinrichtung in Kaskadenstruktur aufgebaut und regelt im überlagerten Regelkreis das Batterieklemmenpotential V _Batt,P und/oder V _Batt,n auf einen konstanten Sollwert. Im unterlagerten Regelkreis wird der zeitvariable Drosselstrom der jeweiligen DC/DC-Stufe geregelt.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung dienen für die Spannungsmessung des jeweiligen Batterieklemmenpotentials des überlagerten Regelkreises der Neutralleiter, bzw. die Schutzerde (PE), welche im Ladestecker bzw. in der fahrzeugseitigen Ladedose als Signalkontakte zur Verfügung stehen, als Bezugspotential.

Es sei angemerkt, dass in Figuren zwar eine Tiefsetzfunktion gezeigt ist. Gleichwohl ist die Erfindung nicht hierauf beschränkt. Vielmehr kann durch eine Anordnung von Schaltelementen nachfolgend zu den Drosseln auch eine Flochsetzfunktion bereitgestellt werden. Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung - siehe Figur 8 - kann zwischen der Drosselspule und dem Ausgangskondensator der DC/DC-Stufen jeweils eine weitere Schalteinrichtung S _A1 , S _B1 , bzw. S _A2 , S _B2 jeweils zum kapazitiven Mittelpunkt des Zwischenkreises und zum äußeren Anschluss des jeweiligen Ausgangskondensators vorgesehen sein. Dabei können S _B1 , S _B2 als Dioden ausgeführt sein, falls ein unidirektionaler Stromfluss (vom Zwischenkreis zur Batterie) für den Ladebetrieb ausreichend ist. Soll das Ladegerät beispielsweise rückspeisefähig (Vehicle-to-Grid-, Vehicle-to-Load Anwendungen) ausgeführt sein, ist ein bidirektionaler Stromfluss erforderlich und S _B1 , S _B2 sind als Transistoren auszuführen (so dargestellt in Figur 8).

Mittels der aufgezeigten zusätzlichen Schalteinrichtungen S _A1 , S _B1 , bzw. S _A2 , S _B2 werden die bisherigen DC/DC-Stufen um eine Hochsetzfunktion ergänzt, sodass die gesamte DC/DC-Stufe nun eine tiefhochsetzende Funktion (Buck-Boost) hat, während die Ausführungsformen ohne diese zusätzlichen Schalteinrichtungen S _A1 , S _B1 , bzw. S _A , S auf der rechten Seite der Drosselspulen im Wesentlichen nur eine tiefsetzende Funktion bereitstellen.

Die Hochsetzfunktion ist besonders vorteilhaft, wenn die Batteriespannungen hohe Werte annehmen, z.B. um U _Batt = 800V. Die Zwischenkreisspannung U _ZK1/2 ist als Eingangsspannung der DC/DC-Stufen praktisch nach oben begrenzt, z.B. auf U _ZK1 + U _ZK2 = 450V + 450V = 900V. Herausfordernd ist nun der Betrieb am US-amerikanischen Split-Phase Netz, (d.h. dann, wenn US-Leiter LI- an die n-Klemme des OBL gelegt wird). Dann entspricht das Mittenpotential V _M des OBL dem Potential des Leiters LI- und schwingt mit Netzfrequenz und der Amplitude V _M,ampl = v2· 120V = 170V des Netzleiters.

Um das Batteriepotential V _Batt,P auf hohem Niveau konstant halten zu können (z.B. auf +400V), müsste nach Figur 9 dann die erste DC/DC-Stufe im ungünstigsten Fall (im Netzscheitel) eine Ausgangsspannung von generieren, wobei aber nur eine Eingangsspannung von U _ZK1 450V an der DC/DC-Stufe bereitsteht. Für die zweite DC/DC-Stufe gilt Analoges. Durch die hochsetzende Funktion der weiteren Schalteinrichtungen S _A1 , S _B1 , bzw. S _A2 , S _B2 kann die gegenüber der Eingangsspannung erhöhte Ausgangsspannung je DC/DC-Stufe nun aber bereitgestellt werden. Mit der Hochsetzfunktion kann für das positive Batteriepotential nun gelten: V _Batt,p > U _ZK1 -V _M,ampl . Analog gilt dies ebenso für das negative Batteriepotential: V _Batt,n < - U _ZK2 + V _M,ampl . Da sich die Batteriespannung allgemein zu U _Batt = V _Batt,p - V _Batt,n ergibt, können die obigen Beziehungen auch durch die Batteriespannung ausgedrückt werden: U _Batt , > 2 ( U _ZK1 -V _M,ampl ). Ohne die Hochsetzfunktion wäre die vollständige Kompensation der niederfrequenten common mode Spannungen (und Ströme, siehe unten) also nur für Batteriespannungen bis 2 (l/zki- V _M,amPi ) möglich.

Typische Netzfrequenzen betragen z.B. 162/3 Hz, 50 Hz, 60 Hz als auch im Bereich 200 Hz - 400 Hz.

In der Figur 11 ist ein beispielhafter Regelkreis gemäß Ausführungsformen der Erfindung dargestellt. Erfindungsgemäß werden dabei zwei unabhängige, jeweils kaskadierte Regelungskreise mit überlagerter Batteriepotential- und unterlagerter Drosselspulenstromregelung für die mindestens zwei DC/DC-Stufen bereitgestellt.

Die Regelgröße der überlagerten Potentialregler ist dabei das jeweilige Klemmenpotential der Antriebsbatterie V _Batt,P (positives Potential, z.B. +200V), bzw. V _Batt,n (negatives Potential, z.B. -200V), das jeweils gegen das Neutral-Pontential N (OV) des Versorgungsnetzes gemessen wird.

Es sei angemerkt, dass auch in der fahrzeugseitigen Ladedose für den US-Split-Phase Betrieb das Neutral-Potential N als Signalkontakt zur Verfügung stehen kann, welches von hochohmigen Spannungsmesskreisen als Referenzgröße zur Batterieklemmenpotentialmessung genutzt werden kann. (Ein Leistungsanschluss für das Neutral-Potential N steht dort jedoch nicht zur Verfügung.) Der Sollwert für die Potentialregler ist jeweils der halbierte Sollwert der Batteriespannung U _Batt (vgl. auch

Fig.8).

Die Regelgröße der unterlagerten Stromregler ist der jeweilige Drosselstrom (i _L4 bzw. i _L5 ) der DC/DC- Stufen, der vorzeichenrichtig einzustellen ist und jeweils aus einer netzfrequenten Wechselkomponente zum Umladen der Ausgangskondensatoren (C ₃ bzw. C ₄ , vgl. Fig.8), sowie einer weitgehend konstanten Batterieladestromkomponente besteht. Der Sollwert der Batterieladestromkomponente (i _{L4,BattCharge} * bzw. i _{L5,BattCharge} *) kann wahlweise (z.B. zur Dynamikerhöhung) auch durch eine Vorsteuermaßnahme am Eingang der Stromregler separat aufaddiert werden. Die unterlagerten Stromregler geben, ggf. nach geeigneter Begrenzungsmaßnahme, jeweils die Tastverhältnisse für die Transistoren der DC/DC-Stufen aus. Diese Tastverhältnisse werden beispielsweise durch Pulsbreitenmodulation (PWM) unter Berücksichtigung der spezifizierten Schaltfrequenz in die Schaltsignale für die jeweiligen Transistoren umgesetzt.

Abschließend sei angemerkt, dass die (weiteren) Schaltelemente gemäß der Erfindung unterschiedlich ausgestaltet sein können. Beispielhafte Ausführungsformen können der Figur 10 entnommen werden, ohne jedoch auf diese limitiert zu sein. Beispielhafte dargestellte Ausführungsformen sind z.B. ein (Silizium-) MOSFET oder ein (SiC-) MOSFET oder ein (GaN-) FIEMT oder ein (Silizium-) IGBT mit (SiC-) Diode. Es sei angemerkt, dass bei den ersten 3 Beispielen eine Diode jeweils intrinsisch mit dem Transistor verbunden ist.

Die Erfindung unterscheidet sich in allen Ausführungsformen vom Stand der Technik insbesondere durch ihre symmetrische DC/DC-Stufe in Bezug auf den Bezugspunkt M, die in einer Art und Weise gesteuert wird, dass die jeweiligen Batteriepotentiale V _Batt,P und V _Bat,n (im Wesentlichen) konstant gehalten werden. D.h. es resultiert kein nennenswerter netzfrequenter common-mode Strom i _cm = C _CM dV _Batt,n /dt (siehe Figur 7c). Mit anderen Worten, niederfrequente common-mode Ströme bzw. Spannungen werden durch die DC/DC-Stufe bereits kompensiert, sodass auf weitere spezifische Kompensationseinrichtungen verzichtet werden kann.

Die Erfindung unterscheidet sich insbesondere auch dadurch vom Stand der Technik, dass für die Bereitstellung der Ladefunktion keine elektrische Verbindung zwischen dem Mittelpunkt der Batterien und dem Mittelpotential der DC/DC-Stufe benötigt wird.