In drahtlosen Basisbandanwendungen wie z. B. UMTS, WLAN, sowie digitales Fernsehen und Bluetooth werden digitale Daten mit einem Digital-Analog-Wandler (DAC) in analoge Signale gewan- delt. Anschließend werden die analogen Signale auf die Trä- gerfrequenz hochgemischt, nachgefiltert und mit dem Leis- tungsverstärker über die Antenne an die Luftschnittstelle ab- gegeben. Bei den genannten Basisbandanwendungen werden Breit- band-Modulationsverfahren wie OFDM, DSSS oder andere breit- bandige Modulationsverfahren eingesetzt. Diese Modula- tionsverfahren nutzen die Kanalbandbreite besser aus und er- reichen damit höhere Datenraten. An die Linearität, den Pha- sen-und Dämpfungsverlauf des DAC-Ausgangs werden durch die Breitband-Modulationsverfahren hohe Anforderungen gestellt.

In der Fig. 1 ist ein 9-Bit-Stromquellen-DAC mit 512 Einzel- stromquellen dargestellt. Jede Stromquelle besitzt einen Schalter, der ein binäres Signal aus einem Decoder bekommt.

Dieses Signal bestimmt, ob eine Stromquelle an den Knoten Vout, p oder an den Knoten Vout, n geschaltet wird. Wenn das digitale Wort um ein LSB (Least Significant Bit) geändert wird, wird eine Stromquelle von Vout, p nach Vout, n geschal- tet. Je nach Bitzahl ist der DAC vollsegmentiert oder teil- segmentiert. Wenn am DAC das digitale Wort (000000000) an- liegt, sind 512 Stromquellen an Vout, n geschaltet und keine Stromquelle an Vout, p. Bei Vollaussteuerung liegt das digita- le Wort (111111111) an, alle Stromquellen sind an Vout, p ge-

schaltet und keine an Vout, n. Wie aus der Fig. 1 zu ersehen ist, werden die Ausgangsströme an den Widerständen in eine differenzielle Ausgangsspannung Voutdiff = Vout, p-Vout, n gewandelt.

Es sind im Stand der Technik verschiedene Schaltungsanordnun- gen bekannt, mit denen die zwei DAC-Ausgangsströme in eine differenzielle Ausgangsspannung gewandelt werden können. Die einfachste Möglichkeit besteht darin, die Ausgangsströme des DAC direkt an den in der Fig. 1 gezeigten zwei Widerständen in zwei Ausgangsspannungen zu konvertieren. Diese Lösung weist eine hohe Linearität auf und erzeugt keine zusätzlichen Oberwellen. Der Phasen-und Dämpfungsverlauf wird nur durch den Pol, der sich'an den Widerständen mit den Lastkapazitäten ergibt, beeinflusst. Eine andere bekannte Schaltungsanordnung verstärkt die Differenzspannung an den DAC-Ausgangswider- ständen mit einer invertierenden Differenzverstärkerschal- tung. Es hat sich gezeigt, dass mit diesen bekannten Schal- tungsanordnungen ein wesentliches Ziel, nämlich die Aufrecht- erhaltung des Phasen-und Dämpfungsverlaufs nicht zufrieden- stellend gewährleistet ist. Hierfür ist es erforderlich, dass der Wandler ein großes Verstärkungsbandbreiteprodukt aufweist und beim Konvertieren des DAC-Ausgangsstroms in die Ausgangs- spannung keine zusätzlichen Pole und Nullstellen in die Strom-Spannungs-Transferfunktion eingeführt werden. Die be- kannten Schaltungsanordnungen weisen diese Eigenschaften nicht in ausreichendem Maße auf.

Es ist demgemäß Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vor- richtung anzugeben, mit der ein Eingangsstrom in eine Aus- gangsspannung mit geringem Leistungsverbrauch, einem großen Verstärkungsbandbreiteprodukt und ohne Einführung zusätzli- cher Pole und Nullstellen in die Strom-Spannungs-Transfer- funktion gewandelt werden kann. Die Vorrichtung soll sich insbesondere dafür eignen, die zwei Ausgangsströme eines Di- gital-Analog-Stromquellenwandlers in zwei Ausgangsspannungen zu konvertieren.

Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung besteht in einem Transimpe- danzverstärker, welchem der Ausgangsstrom eines Digital- Analog-Wandlers (DAC) als Eingangsstrom zugeführt werden kann und welcher als Antwort darauf eine Ausgangsspannung bereit- stellt. Der Transimpedanzverstärker kann so ausgebildet wer- den, das ihm zwei Eingangsströme zugeführt werden können, welche die zwei Ausgangsströme eines DAC sind, und er als Antwort darauf zwei Ausgangsspannungen bereitstellt.

Der erfindungsgemäße Transimpedanzverstärker weist eine erste Stufe zur Erzeugung eines ersten Spannungssignals aus dem zu- geführten Eingangsstrom auf. Weiterhin weist der erfindungs- gemäße Transimpedanzverstärker eine zweite Stufe zur Erzeu- gung eines zweiten Spannungssignals aus dem ersten Spannungs- signal auf. Zwischen dem Ausgang der ersten Stufe und dem Ausgang der zweiten Stufe ist ein Kondensator zur Frequenz- kompensation gekoppelt. Zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Transimpedanzverstärkers ist ein Rückkoppelwiderstand ge- schaltet.

Wie weiter unten noch näher zu erläutern sein wird, geht der erfindungsgemäße Transimpedanzverstärker aus einem im Stand der Technik bekannten Miller-Operationsverstärker hervor. In einem derartigen Operationsverstärker wird durch Verbinden eines Miller-Kondensators zwischen dem Ausgang einer ersten Verstärkungsstufe und dem Ausgang einer zweiten Verstärkungs- stufe eine durch parasitäre Kapazitäten (Miller-Effekt) ver- ursachte Verschlechterung des Frequenzgangs kompensiert (Frequenzkompensation). Bei der voll differenziellen Ausfüh- rungsform des erfindungsgemäßen Transimpedanzverstärkers wird ein derartiger Miller-Operationsverstärker derart modifi- ziert, indem das Differenzpaar der Eingangstransistoren ent-

fernt und die DAC-Ausgangsströme an derselben Stelle einge- speist werden, an der das Differenzpaar die Ströme einge- speist hat. Durch das direkte Einspeisen der DAC-Ausgangs- ströme wird das Ausgangssignal nicht mehr verzerrt, da die bei dem Miller-Operationsverstärker infolge der Stromquelle vorhandene Stromlimitierung des Differenzpaares überwunden ist. Aus diesem Grund weist die erfindungsgemäße Transimpe- danzverstärker-Schaltung auch keine inhärente Begrenzung der Anstiegsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung (Slew Rate) auf, durch die das Ausgangssignal verzerrt wird.

Eine bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Trans- impedanzverstärkers ist voll differenziell aufgebaut und weist zwei einander symmetrisch aufgebaute Verstärkerschal- tungen auf, denen zwei Eingangsströme zuführbar sind und die eine erste und eine zweite Ausgangsspannung erzeugen. Einem derartigen Transimpedanzverstärker können die zwei Ausgangs- ströme eines Stromquellen-Digital-Analog-Wandlers zugeführt werden.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Transimpedanzverstärkers weist die erste Stufe einen ersten Transistor auf, wobei dem Eingangsanschluss des ersten Tran- sistors der Eingangsstrom zugeführt wird, und das Potential des Ausgangsanschlusses des ersten Transistors das erste Spannungssignal bildet.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Transimpedanzverstärkers weist die zweite Stufe einen zweiten Transistor auf, wobei das erste Spannungssignal dem Steueran- schluss des zweiten Transistors zugeführt wird, und das Po- tential eines Ausgangsanschlusses des zweiten Transistors das zweite Spannungssignal bildet. Die Ausgangsspannung wird aus dem zweiten Spannungssignal gebildet oder aus ihr abgeleitet.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist zwischen einem ers- ten Knotenpunkt, an welchem der Eingangsstrom in die erste

Stufe eingekoppelt wird, und einem ersten Bezugspotential ei- ne erste Stromquelle angeordnet, welche insbesondere durch einen Transistor gebildet wird.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist zwischen einem zwei- ten Knotenpunkt, an welchem der Kondensator mit dem Ausgang der ersten Stufe verbunden ist, und einem zweiten Bezugspo- tential eine zweite Stromquelle angeordnet, welche insbeson- dere durch zwei hintereinander geschaltete Transistoren ge- bildet wird.

Bevorzugtermaßen weist die erste Stromquelle eine relativ niedrige Ausgangsimpedanz und die zweite Stromquelle eine re- lativ hohe Ausgangsimpedanz auf.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann zu dem Miller- Kondensator noch ein zusätzlicher Widerstand in Reihe ge- schaltet sein. Darüber hinaus kann noch ein weiterer Miller- Kondensator zwischen einem zwischen den Stromquellen- Transistoren befindlichen Knotenpunkt und dem Ausgang des Transimpedanzverstärkers geschaltet sein.

Die Erfindung bezieht sich ebenso auf eine Vorrichtung zur Erzeugung eines analogen Spannungssignals aus einem digitalen Eingangssignal, wobei die Vorrichtung einen erfindungsgemäßen Transimpedanzverstärker und einen Stromquellen-Digital- Analog-Wandler aufweist, dessen Ausgangsstrom dem Transimpe- danzverstärker zugeführt wird.

Diese Vorrichtung ist bevorzugtermaßen so aufgebaut, dass der Digital-Analog-Wandler zwei Ausgangsströme erzeugt und der Transimpedanzverstärker, wie vorstehend bereits ausgeführt, als voll differenzielle Schaltung ausgeführt ist, welcher an zwei Eingängen die zwei Ausgangsströme des DAC zugeführt wer- den und welche als Antwort darauf zwei Ausgangsspannungen er- zeugt.

Im Folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnungen im De- tail erläutert. Es zeigen : Fig. 1 ein 9-Bit-Stromquellen-DAC gemäß dem Stand der Tech- nik ; Fig. 2 einen Miller-Operationsverstärker gemäß dem Stand der Technik ; Fig. 3 eine erste Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Transimpedanzverstärkers ; Fig. 4 eine Hälfte der in Fig. 3 gezeigten Schaltung ohne Rückkopplungswiderstand ; Fig. 5 ein Bodediagramm für eine Ausführungsform eines erfin- dungsgemäßen Transimpedanzverstärkers ; Fig. 6 eine zweite Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Transimpedanzverstärkers ; Fig. 7 eine dritte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Transimpedanzverstärkers.

In der Fig. 2 ist ein konventioneller Miller-Operationsver- stärker nach dem Stand der Technik dargestellt. Dem Opera- tionsverstärker werden zwei Eingangsspannungen VINP und VINN zugeführt und in zwei Ausgangsspannungen VOUTN und VOUTP ge- wandelt. Die beiden Eingangsspannungen VINP und VINN werden jeweils an die Steuerelektrode (Gate) von Transistoren einer Differenzverstärker-Eingangsstufe angelegt. Den Transistoren wird der Strom aus einer Stromquelle Io zugeführt. Die weite- re Beschreibung erfolgt anhand der Fig. 3.

In der Fig. 3 ist eine erste Ausführungsform eines erfin- dungsgemäßen Transimpedanzverstärkers dargestellt. Eine we-

sentliche Änderung gegenüber dem Operationsverstärker der Fig. 2 besteht darin, dass das Differenzpaar der Eingangsver- stärkerstufe entfernt wird und Eingangsströme an der selben Stelle eingespeist werden, an der das Differenzpaar die Strö- me Ip und In eingespeist hat. Als Eingangsströme INP und IN dienen im dargestellten Fall die zwei Ausgangsströme eines Stromquellen-DAC, wie eingangs anhand der Fig. 1 erläutert worden ist. Die Schaltung ist symmetrisch aufgebaut, so dass die Eingangsströme INP und IN zwei identisch aufgebauten Ver- stärkerschaltungen zugeführt werden. Infolge der direkten Einspeisung der DAC-Ausgangsströme wird bei dem erfindungsge- mäßen Transimpedanzverstärker das Ausgangssignal nicht mehr verzerrt, da die Stromlimitierung des Differenzpaares durch die Stromquelle Io eliminiert worden ist. Daher besitzt der erfindungsgemäße Transimpedanzverstärker keine inhärente Li- mitierung der Anstiegsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung (Slew Rate), durch die das Ausgangssignal verzerrt wird.

Die Eingangsströme werden jeweils einem Eingangsanschluss ei- nes ersten Transistors N2 zugeführt, welcher in seiner Be- schaltung als Kaskode-Transistor wirkt. Das Potential am Aus- gangsanschluss des ersten Transistors N2 wird an die Steuer- elektrode eines zweiten Transistors N3 angelegt, der zwischen die zwei Versorgungsspannungen VSS und VDD geschaltet ist.

Das sich an dem Elektrodenanschluss des zweiten Transistors N3 auf der Seite der Versorgungsspannung VDD einstellende Po- tential bildet die Ausgangsspannung des Transimpedanzverstär- kers.

Bei dem erfindungsgemäßen Transimpedanzverstärker der Fig. 3 wie auch bei dem Miller-Operationsverstärker der Fig. 2 ist zwischen dem Ausgang der ersten Stufe, also am Ausgang des ersten Transistors N2, und dem Ausgang der zweiten Stufe, im vorliegendem Fall also dem Ausgang des Transimpedanzverstär- kers, aus Gründen der Frequenzkompensation eine sogenannte Miller-Kapazität Cm geschaltet.

Eine weitere wesentliche Modifikation gegenüber dem Miller- Operationsverstärker der Fig. 2 besteht darin, dass zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Transimpedanzverstärkers ein Rückkoppelwiderstand Rf geschaltet ist. In beiden symmetri- schen Zweigen der in der Fig. 3 gezeigten Ausführungsform ist somit jeweils eine Verbindungsleitung zwischen den Ausgangs- anschlüssen und den die Eingangsströme INP und IN führenden Eingangsanschlüssen mit jeweils einem Rückkoppelwiderstand Rf gelegt.

Der Transimpedanzverstärker der Fig. 3 weist keine Gleich- taktregelung auf. Der Ausgangsgleichtaktpegel wird durch die Spannung an dem Kaskodetransistor N2 und durch den statischen Ausgleichsstrom, der durch den Rückkoppelwiderstand Rf fließt, eingestellt. Die Spannung an dem Rückkoppelwiderstand Rf ist nur dann konstant, wenn alle Ströme, die die Arbeits- punkte an den Transistoren in dem Transimpedanzverstärker einstellen, und die DAC-Ausgangsströme proportional zur Band- Gap-Spannung und reziprok zum Rückkoppelwiderstand sind. Die Transistoren P1 und P2 bilden eine Stromquelle relativ hoher Ausgangsimpedanz. Der Transistor N1 ist eine Stromquelle mit verminderter Ausgangsimpedanz. Durch den Kaskodetransistor N2 ist garantiert, dass der Summationspunkt exakt 200 mV über dem Versorgungspotential VSS liegt. Der oben erwähnte Aus- gleichsstrom durch den Rückkoppelwiderstand Rf wird mit der Stromquelle P1/P2 und der durch den Transistor N1 gebildeten Stromquelle eingestellt. Sind die Ströme zwischen P1/P2 und N1 ungleich, dann fließt AI durch den Rückkoppelwiderstand Rf. Mit diesem Effekt kann der Gleichtaktpegel eingestellt werden.

Anhand der Fig. 4 sollen die Eigenheiten der neuen Miller- Frequenzkompensation für den erfindungsgemäßen Transimpedanz- verstärker näher erläutert werden. Die dargestellte Schaltung ist eine der zwei Hälften der in Fig. 3 gezeigten symmetri- schen Transimpedanzverstärker-Schaltung ohne Rückkopplungswi- derstand. Der Miller-Kondensator Cm ist in dieser Darstellung

durch den Kondensator C3 gegeben. Zusätzlich berücksichtigt ist eine am Ausgang des Transimpedanzverstärkers angeschlos- sene Last, die durch einen Lastkondensator CL und einen dazu parallel geschalteten Lastwiderstand RL repräsentiert ist.

Wenn man eine Kleinsignalanalyse mit der Y-Matrixmethode der in Fig. 4 gezeigten Schaltung durchführt, so kommt man auf die stabilitätsbestimmende Schleifenverstärkung A*ß ist eine Gleichung mit zwei Nullstellen und vier Polen. <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <P> Y21Y21 gmN2gmN3(1 + s / z1) (1 - s / z2)<BR> Aß = =<BR> <BR> <BR> <BR> Y11Y22 gdsN2gL(1 + s / p1) (1 + s / p2) (1 + s / p3) (1 + s/ p4) Die Gleichungen für die zwei Nullstellen : gdsN2 z1 = C3 gmN3 z2 = C3 Die Gleichungen für die vier Pole : p1 = gdsN2 RfgmN2C3 gLgdsN2 P2 = gmN2C3 <BR> <BR> gmN2<BR> P4 =<BR> <BR> <BR> c1 GBW =- RfC3

Tabelle 1 Bauteile Parameter 1 Parameter 2 NMOS-transistor N1 gdsN1 = 1. 35mS NMOS-transistor N2 gdsN2 = 450µS gmN2 = 18. 3mS NMOS-transistor N3 gdsN3 = 2. 5mS gmN3 = 65mS PMOS-transistor P1 gdspi = 180µS PMOS-transistor P2 gdsP2 = 150µS gmP2 = 13mS PMOS-transistor P3 gdsP3 = 165AS Kapazität C1 C1 = 2pF Kapazität C2 C2 = 400fF Kapazität C3 C3 = 10pF Kapazität CL CL = 20pF Widerstand Rf Rf = 600Q Widerstand RL RL = 1k#

Aus den in Tabelle 1 aufgeführten Kleinsignalparametern erge- ben sich die in Tabelle 2 veranschaulichten Pole und Null- stellen.

Tabelle 2 Nullstellen 450. 5 65mS 10 g-45Mrad/s a = p = 6. SGrad/s 10pF 10pF Pole 450yS 450yS 5. 16mS pi = = 4. lMrad/s p2 =-25Mrad/s 600-18. 3mS-10pF 18. 3mS 10pF 65mus 18. 3mS p3-65ms = 3. 35Grad/s P4 = = 9. 15Grad/s 2 OpF 2pF Verstärkungsbandbreiteprodukt GBW = = 166Mrad/s 600Q 2pF

In der Fig. 5 ist das Bodediagramm für die in der Tabelle 1 und 2 beschriebene Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Transimpedanzverstärkers dargestellt. Wie in dem Diagramm zu sehen ist, hat der Verstärker eine Phasenreserve von 67°.

Wird die Nullstelle Z2 mit einem Widerstand in Reihe zu dem Miller-Kondensator kompensiert, erreicht man eine Phasenre- serve von 70°.

Eine zweite Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Trans- impedanzverstärkers ist in der Fig. 6 dargestellt. Bei dieser Schaltung wird nicht nur ein zusätzlicher Widerstand Rm in Reihe zu dem Miller-Kondensator Cml geschaltet, sondern auch ein zusätzlicher Miller-Kondensator Cm2 zwischen dem Ausgang des Transimpedanzverstärkers und einem zwischen den Strom- quellen-Transistoren P1 und P2 befindlichen Knotenpunkt ge- schaltet.

Die Frequenzkompensation des erfindungsgemäßen Transimpedanz- verstärkers ist der Frequenzkompensation eines zweistufigen Millerverstärkers ähnlich. Die Nullstelle z2 und der dominan- te Pol P2 und der nicht-dominante Pol p3 sind äquivalent zu den Polen und Nullstellen in dem Millerverstärker. Der Tran- simpedanzverstärker hat im Frequenzbereich vor dem Verstär- kungsbandbreiteprodukt GBW noch den Pol pi und die Nullstelle zi. Der Pol pi liegt um den Faktor Rf-gmn2 vor der Nullstelle zl. Es muss sichergestellt sein, dass die Frequenz der Null- stelle zl 4-5 mal niedriger ist als das Verstärkungsbandbrei- teprodukt GBW. Dies wird erreicht, indem man gdsN2 4-5 mal kleiner als 1/Rf wählt. Das Verstärkungsbandbreiteprodukt GBW ist durch den Miller-Kondensator C3 und durch den Rückkoppel- widerstand Rf bestimmt. Die Schaltung hat noch einen zweiten nicht-dominanten Pol p4, der um den Faktor 2 höher als p3 liegen sollte.

Eine dritte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Trans- impedanzverstärkers ist in der Fig. 7 dargestellt. Bei dieser Schaltung wird zusätzlich zu der in der Fig. 6 gezeigten Aus- führungsform noch ein weiterer Kondensator Cf zu dem Rückkop- pelwiderstand Rf parallel geschaltet. Es kann in ebensolcher Weise bei den in Fig. 3 und Fig. 4 gezeigten Ausführungsformen vorgesehen sein, dass zu den Rückkoppelwiderständen Rf je- weils ein weiterer Kondensator Cf parallel geschaltet wird.