L'invention concerne plus particulièrement un dispositif de lecture du type comportant un étage de puissance et une antenne de lecture permettant de générer un champ électromagnétique d'excitation d'au moins un transpondeur situé dans le champ de l'antenne, ce transpondeur comportant une antenne de réception et des moyens de commutation associés lui permettant de modifier l'état de l'antenne de réception et de transmettre ainsi des informations au dispositif de lecture, par modification du couplage entre l'antenne de lecture et l'antenne de réception.

Chaque transpondeur reçoit l'énergie électrique nécessaire à son fonctionnement de l'antenne de lecture.

Il est difficile d'extraire du signal de l'antenne de lecture un signal utile représentatif de l'information provenant du transpondeur, du fait que les modifications de couplage induites par les changements de l'état de l'antenne de réception sont extrmement faibles et proches des bruits thermiques et de grenaille dans le cas d'un tag de petite taille situé à grande distance de l'antenne.

Ces difficultés sont accrues par le fait que la réglementation oblige à ne pas dépasser une puissance d'émission donnée dans la bande de fréquence utilisée et à ne pas générer d'harmoniques dans d'autres bandes de fréquence.

On connaît par la demande GB 2 333 665 un dispositif de lecture visant à réduire l'amplitude de la porteuse pour faciliter la détection.

Ce dispositif comporte des filtres passe-haut et passe-bas pour générer deux signaux, dont un de référence. Ce dispositif ne permet pas d'annuler les bruits dus aux composants électroniques de l'étage de puissance.

L'invention a pour objet un nouveau dispositif de lecture capable de respecter la réglementation tout en présentant une sensibilité suffisante pour lire les informations transmises par un transpondeur placé dans le champ de l'antenne de lecture.

Le dispositif de lecture selon l'invention se caractérise par le fait qu'il

comporte des moyens de détection agencés pour réduire dans le signal de l'antenne le bruit ou les fluctuations dus aux composants électroniques de l'étage de puissance et générer un signal utile à partir de l'évolution du signal de l'antenne de lecture par rapport à un signal de référence, ce signal de référence étant représentatif du signal de l'antenne de lecture lorsque l'antenne de réception du transpondeur est dans un état prédéterminé, le signal utile étant représentatif des changements d'état de l'antenne de réception.

Grâce à l'invention, il est possible de par l'utilisation d'un signal de référence de détecter des variations du couplage de l'ordre de 10-6 entre l'antenne de lecture et l'antenne de réception.

Dans une première mise en oeuvre de l'invention, le dispositif de lecture comporte des moyens de commutation agencés pour alimenter l'antenne de lecture en mode pulsé et les moyens de détection comportent des moyens de traitement agencés pour effectuer une démodulation d'amortissement du signal de l'antenne de lecture après chaque pulse.

L'invention tire alors parti du fait que les oscillations de l'antenne après chaque pulse s'amortissent avec une manière qui dépend du couplage entre l'antenne de lecture et l'antenne de réception.

Toute modification de ce couplage entraîne une modification de l'amortissement qui est détectée par le dispositif de lecture pour extraire l'information transmise par le transpondeur.

Cette information est relativement facile à extraire en raison du fait qu'après chaque pulse l'antenne de lecture oscille librement, de sorte que son signal n'est pas pollué par le bruit des composants électroniques de l'étage de puissance ayant servi à exciter l'antenne.

Avantageusement, les moyens de traitement précités comportent un détecteur crte pour conserver l'amplitude de crte du signal de l'antenne de lecture pendant une pseudo-période prédéterminée, par exemple la troisième pseudo-période, cette pseudo- période sélectionnée pour la mesure étant de préférence celle qui est la plus favorable d'un point de vue signal/bruit, soit celle où l'amplitude de crte est voisine de 1/e de l'amplitude initiale.

Dans une réalisation particulière des moyens de traitement, ceux-ci comportent des moyens d'écrtage pour écrter le signal de l'antenne de lecture pendant une durée

prédéterminée précédant la pseudo-période sélectionnée pour la mesure.

Dans une autre mise en oeuvre de l'invention, l'antenne de lecture est excitée par un signal à faible taux d'harmoniques, de préférence issu d'un amplificateur à commutation de classe E et le dispositif de lecture comporte des moyens de traitement agencés pour effectuer une démodulation d'impédance.

Dans une réalisation particulière, le dispositif de lecture comporte un coupleur directionnel agencé de telle sorte qu'une modification du couplage entre l'antenne de lecture et l'antenne de réception donne naissance à un signal utile représentatif du désaccord de l'antenne de lecture induit par les changements d'état de l'antenne de réception.

Toujours dans une réalisation particulière, le signal de référence est obtenu au moyen d'un bras de compensation dont l'impédance est égale, à un facteur près connu, à celle de l'antenne de lecture lorsque l'antenne de réception est dans un état prédéterminé.

Avantageusement, le dispositif de lecture comporte un tore à trois enroulements, dont un premier enroulement relié en série avec le bras de compensation, un deuxième enroulement relié en série avec l'antenne de lecture et monté en opposition de phase avec le premier enroulement, de telle sorte que le flux dans le tore soit nul quand l'impédance de l'antenne est égale, à un facteur connu près, à celle du bras de compensation, et un troisième enroulement permettant de détecter une variation de flux dans le tore.

Dans une réalisation particulière, le bras de compensation comporte des composants variables commandés de manière à annuler le flux dans le tore dû aux variations lentes de l'impédance de l'antenne de lecture.

Dans une autre réalisation particulière, le bras de compensation comporte des composants de valeurs fixes, et le tore comporte un quatrième enroulement alimenté en courant de manière à annuler le flux dans le tore dû aux variations lentes de l'antenne de lecture.

Le fait d'exciter l'antenne de lecture avec un signal présentant un faible taux d'harmoniques a pour avantage de permettre l'alimentation de l'antenne de lecture avec un courant relativement important sans craindre de polluer le spectre des fréquences radio.

De manière générale, l'antenne de lecture est avantageusement scindée en au moins deux enroulements reliés en série par un condensateur d'accord disposé à l'intérieur

d'un blindage.

Ce blindage peut tre ouvert à l'une au moins de ses extrémités axiales, afin de permettre le passage dans l'antenne de lecture des articles munis des transpondeurs.

Le blindage est avantageusement fendu pour ne pas dissiper de courants induits.

Le fait de scinder l'antenne de lecture en au moins deux enroulements permet de positionner les bornes de ces enroulements, qui sont soumises à des surtensions, à l'intérieur du blindage, ce qui rend l'antenne plus sûre et permet également d'en réduire la sensibilité aux parasites, aux effets des potentiels statiques, encore appelés effets de main, et à l'humidité, et d'augmenter le facteur de qualité résultant.

En outre, certains composants de l'antenne de lecture sont alors soumis à des tensions plus faibles et vieillissent mieux.

Dans une réalisation particulière, l'antenne de lecture comporte un premier ensemble d'enroulements disposé à l'intérieur du champ produit par un deuxième ensemble d'enroulements, ces enroulements étant reliés entre eux de manière à constituer une antenne quadripolaire, à l'extérieur de laquelle le champ magnétique lointain décroît en 1/d5.

Grâce à cette décroissance rapide du champ magnétique lointain, on peut disposer dans une mme enceinte plusieurs dispositifs de lecture sans que cela pose des problèmes d'interférence entre les antennes de lecture.

Dans une réalisation particulière, la fréquence sur laquelle l'antenne de lecture est accordée est comprise entre 100 et 150 kHz, notamment 119-135 kHz, ce qui permet de conférer à l'antenne une portée relativement importante.

Dans une réalisation particulière, la fréquence avec laquelle l'antenne de réception est commutée est au moins 16 fois plus faible que la fréquence sur laquelle l'antenne de lecture est accordée.

Lorsque l'antenne de lecture est agencée pour recevoir un container contenant une pluralité d'articles munis chacun d'un transpondeur, on utilise de préférence le dispositif de lecture à démodulation d'impédance dont l'antenne de lecture est alimentée par un signal à faible taux d'harmoniques, issu de préférence d'un amplificateur à commutation de classe E.

La puissance d'émission de l'antenne de lecture peut tre dans ce cas

relativement importante, de sorte que cette dernière peut couvrir un important volume de détection.

Dans une autre réalisation particulière, on cherche plutôt à avoir une antenne de lecture présentant un faible encombrement et un faible coût.

Dans ce cas, on utilise de préférence le dispositif de lecture à démodulation d'amortissement.

Dans tous les cas, le dispositif de lecture comporte avantageusement un transpondeur étalon assujetti à l'antenne de lecture, ce transpondeur étalon étant actif lors de phases de test du dispositif de lecture et pouvant tre placé dans un mode silencieux lorsque lesdites phases de test sont terminées.

Lorsque les transpondeurs utilisés sont du type à lecture et écriture, le dispositif de lecture comporte avantageusement des moyens de commutation permettant de moduler l'alimentation de l'antenne de lecture, de manière à transmettre des informations aux transpondeurs placés dans le champ de l'antenne.

De préférence, dans le cas d'une modulation en tout ou rien, le dispositif de lecture comporte un circuit d'amortissement des oscillations de l'antenne de lecture, comprenant des moyens de commutation pour relier un enroulement placé dans le champ de l'antenne de lecture ou un élément réactif de l'antenne à une charge dissipative, lorsqu'il est nécessaire d'amortir rapidement les oscillations de l'antenne.

L'invention a encore pour objet un ensemble de dispositifs tels que définis plus haut.

Dans ce cas, on synchronise avantageusement les horloges des dispositifs.

De plus, on les commande de préférence de telle sorte qu'aucun d'eux ne fonctionne en mode d'écriture quand un autre fonctionne en mode de lecture.

D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront à la lecture de la description détaillée qui va suivre, d'exemples de mise en oeuvre non limitatifs, et à l'examen du dessin annexé sur lequel : -la figure 1 est un schéma d'un dispositif de lecture conforme à un premier exemple de mise en oeuvre de l'invention, -la figure 2 représente une variante du dispositif de la figure 1, -la figure 3 est un schéma de l'antenne, -la figure 4 est un schéma d'une variante de l'antenne,

-la figure 5 représente de manière schématique une antenne quadripolaire, -la figure 6 est un schéma avec coupleur directionnel, -la figure 7 représente l'évolution du signal de l'antenne de lecture suite à une impulsion, -la figure 8 représente le signal de l'antenne lorsque celle-ci est excitée en mode pulsé, -la figure 9 est un schéma d'un dispositif de lecture conforme à un deuxième exemple de mise en oeuvre de l'invention, et -la figure 10 représente un dispositif d'amortissement des oscillations de l'antenne de lecture.

Le dispositif de lecture 100 représenté sur la figure 1 est destiné à recevoir des informations provenant d'un transpondeur 10 d'un type bien connu en soi, comportant une antenne de réception 11 et des moyens de commutation 12 permettant de faire passer l'antenne de réception d'un premier état dans lequel elle absorbe une énergie relativement faible à un deuxième état dans lequel elle absorbe une énergie plus grande.

La suite des changements d'état de l'antenne de réception 11 est déterminée par des moyens de commande 13 internes au transpondeur en fonction de l'information à transmettre.

Le transpondeur 10 est de petite taille, et peut tre encapsulé dans une pastille en matière plastique ayant un diamètre de l'ordre du cm.

On pourra utilement se reporter à la demande de brevet européen EP 847 023 et à la demande de brevet FR 2 772 164 qui se réfèrent à l'emploi de tels transpondeurs.

Le transpondeur 10 transmet des informations avec un code particulier, par exemple un code Manchester connu en soi.

Le dispositif de lecture 100 comporte un générateur 101 de signal de fréquence égale à 134,2 kHz dans l'exemple décrit, relié à un étage de puissance 102 fonctionnant en classe E.

On peut également travailler à 125 kHz.

Les amplificateurs à commutation de classe E sont décrits notamment dans la revue électronique applications n° 17, page 25 et suivantes.

Le signal issu de l'étage de puissance 102 présente un faible taux d'harmoniques.

Le signal amplifié est envoyé à une antenne de lecture 110 accordée sur la fréquence du générateur 101 et comprenant en série un condensateur d'accord 114, une inductance 115 et une résistance 116.

La fréquence avec laquelle l'antenne de réception du transpondeur 10 change d'état est par exemple inférieure à 16 fois, 32 fois ou 64 fois la fréquence sur laquelle l'antenne de lecture est accordée.

Le signal amplifié issu de l'étage de puissance 102 est envoyé à un bras de compensation 120.

Ce bras de compensation est constitué dans l'exemple décrit par l'association en série d'un condensateur 121, d'une inductance fixe 122, d'une inductance variable 123, d'une résistance fixe 124 et d'une résistance variable 125.

L'impédance du bras de compensation 120 est égale à un multiple de celle de l'antenne de lecture 110 en l'absence de transmission d'informations par le transpondeur 10.

Le bras de compensation 120 est accordé sur la mme fréquence que l'antenne de lecture 110 et présente sensiblement le mme facteur de qualité Q.

L'antenne de lecture 110 est reliée à l'étage de puissance 102 par l'intermédiaire d'un enroulement 131 bobiné sur un tore 130.

Le bras de compensation 120 est relié à l'étage de puissance 102 par l'intermédiaire d'un enroulement 132 bobiné sur le mme tore 130 que l'enroulement 131, mais en opposition de phase, de telle sorte que le flux dans le tore 130 soit nul lorsque l'impédance du bras de compensation est égale, à un facteur k près compris par exemple entre 2 et 10, à celle de l'antenne de lecture 110.

Dans l'exemple de réalisation décrit, on fait en sorte que le courant dans le bras de compensation 120 soit, lorsque le flux dans le tore 130 est nul, égal à un sous-multiple du courant dans l'antenne de lecture 110, de manière à limiter les pertes de puissance par dissipation dans le bras de compensation 120.

La résistance 124 est ainsi choisie de manière à ce que le courant dans le bras de compensation 120 soit k fois plus faible que celui dans l'antenne de lecture 110 lorsque le flux dans le tore 130 est nul. k est égal au rapport du nombre de spires de l'enroulement 132 sur le nombre de spires de l'enroulement 131, de manière à obtenir un flux nul dans le tore 130 lorsque le

courant dans l'antenne de lecture 110 est égal à k fois celui dans le bras de compensation 120.

Un troisième enroulement 133 est bobiné sur le tore 130 pour délivrer un courant représentatif du flux dans celui-ci.

Lorsque le couplage entre l'antenne de lecture 110 et l'antenne de réception 11 du transpondeur 10 est modifié par la fermeture des moyens de commutation 12, l'impédance de l'antenne de lecture 110 change et un flux non nul apparaît dans le tore 130, ce qui est détecté par l'enroulement 133.

Le tore 130 effectue la soustraction magnétique entre le courant dans l'antenne de lecture 110 et celui dans le bras de compensation 120, après multiplication d'un facteur k.

Cette soustraction permet de supprimer le bruit des composants électroniques du générateur 101 et de l'étage de puissance 102 dans le signal S (t) de l'antenne de lecture.

Le bras de compensation 120 sert ainsi à générer un signal de référence qui permet d'éliminer du signal de l'antenne S (t) le bruit dû aux composants électroniques servant à générer la porteuse.

L'enroulement 133 est relié à un amplificateur 140 lui-mme connecté à des moyens de traitement 150, lesquels comprennent un multiplicateur 151 pour effectuer une démodulation synchrone du signal délivré par l'amplificateur 140 et un multiplicateur 152 pour effectuer une démodulation synchrone du signal délivré par l'amplificateur 140 après déphasage de s/2 de la porteuse.

Le signal 170 démodulé en 151 est représentatif de l'information transmise par le transpondeur et peut tre dirigé vers un microprocesseur ou tout autre moyen de traitement du signal capable de décoder cette information.

Le signal 170 est intégré en 153 pour constituer un signal d'erreur 154 qui est utilisé pour commander la résistance variable 125.

Le signal démodulé en 152 est intégré en 155 pour constituer un signal d'erreur en quadrature 156 qui est utilisé pour commander l'inductance variable 123.

Dans une variante non illustrée, le bras de compensation ne comporte qu'une résistance asservie à une valeur k fois plus grande que l'impédance réelle de l'antenne de lecture à la fréquence d'accord.

Toutefois, dans cette variante, le bras de compensation ne peut servir de

référence exacte qu'à la fréquence de résonance et non sur toute la bande passante déterminée par le facteur de qualité Q et les filtres des étages de détection, de sorte que le bruit de l'amplificateur 102 n'est pas éliminé en totalité.

Le bras de compensation 120 comporte dans l'exemple illustré l'inductance variable 123 en plus de la résistance variable 125, de façon à tre davantage représentatif de l'antenne de lecture.

La résistance 125 du bras de compensation est modifiée de manière à annuler le signal d'erreur 154 et la valeur de l'inductance variable 123 est modifiée de manière à annuler le signal d'erreur en quadrature 156.

On corrige ainsi les variations lentes de l'impédance de l'antenne de lecture 110, dues par exemple à la température ou à la nature des objets placés dans le champ de l'antenne.

Cet asservissement permet de maintenir le flux nul dans le tore 130.

La résistance variable 125 est avantageusement une résistance LDR dont la valeur varie en fonction de l'éclairement, cette résistance étant commandée par une source de lumière telle qu'une LED par exemple, recevant le signal d'erreur 154.

L'inductance variable 123 est avantageusement constituée par le secondaire d'un transformateur dont le primaire est chargé par une résistance LDR, commandée par une source de lumière telle qu'une LED par exemple, recevant le signal d'erreur en quadrature 156.

Dans l'exemple considéré, le transformateur utilisé comporte au primaire 14 spires et au secondaire 16 spires, ces spires étant bobinées sur un tore de 1 900 PH d'inductance par spire carré.

Ce transformateur permet d'obtenir, pour une variation de 300 à 2 000 Q de la résistance de la LDR au primaire, une variation de l'inductance de 100 à 400 uH au secondaire, avec une résistance résiduelle de 300 à 400 Q.

L'inductance variable et la résistance variable peuvent encore tre constituées respectivement par un réseau d'inductances et un réseau de résistances, commutées en série et/ou en parallèle au moyen de relais, de manière à obtenir la valeur recherchée.

On peut encore utiliser un condensateur variable en remplacement du condensateur 121, l'inductance variable 123 pouvant alors tre remplacée par une inductance de valeur fixe.

Le condensateur variable précité peut tre constitué par exemple par un réseau de condensateurs de valeurs fixes, commutés en série et/ou en parallèle de manière à obtenir la valeur souhaitée.

On peut encore utiliser des composants motorisés.

Dans ce cas les intégrateurs 153 et 155 ne sont pas utilisés.

Dans une variante représentée sur la figure 2, on dispose un quatrième enroulement 134 sur le tore 130.

Un bras de compensation 120'remplace le bras 120 précédemment décrit, l'inductance variable 123 et la résistance variable 125 étant remplacées par des composants de valeurs fixes.

Le courant dans l'enroulement 134 est commandé par un amplificateur 164, qui reçoit en entrée un signal délivré par un sommateur 163.

Ce sommateur est alimenté par des signaux 165 et 166.

Le signal 165 est délivré par un multiplicateur 161 qui multiplie le signal d'erreur 154 par le signal d'horloge 167.

Le signal 166 est obtenu par un multiplicateur 162 qui multiplie le signal d'erreur en quadrature 156 par le signal d'horloge, déphasé de Tc/2.

Le signal 165 correspond au signal d'horloge avec une amplitude proportionnelle du signal d'erreur 154.

Le signal 166 correspond au signal d'horloge en quadrature avec une amplitude proportionnelle au signal d'erreur en quadrature 156.

L'avantage de la réalisation de la figure 2 est de ne pas faire intervenir de composants mécaniques ou opto-électroniques dans le bras de compensation 120'.

Le courant dans l'enroulement 134 annule le flux dans le tore 130 dû aux variations lentes de l'impédance de l'antenne de lecture 110.

De préférence, comme représenté sur la figure 3, l'antenne de lecture 110 est scindée en deux enroulements 115a et 115b reliés en série par le condensateur d'accord 114.

Les bornes des enroulements soumises aux surtensions coïncident avec celles du condensateur d'accord 114.

Un blindage électrique 117 est placé autour des enroulements 115a et 115b, ce blindage étant ouvert à ses extrémités axiales de manière à permettre le passage des articles

portant les transpondeurs.

Les bornes du condensateur d'accord 114 sont aisément positionnées à l'intérieur du blindage 117, et se trouvent ainsi efficacement protégées par ce dernier.

Il en résulte une moindre sensibilité de l'antenne de lecture 110 aux effets de potentiels statiques et à l'humidité ainsi qu'un meilleur vieillissement de ses composants.

Bien entendu, l'antenne de lecture peut tre scindée en plus de deux enroulements.

A titre d'exemple, on a représenté sur la figure 4 une antenne 110'comportant trois enroulements reliés en série par deux condensateurs d'accord 114a et 114b.

En vue de diminuer le champ magnétique lointain à l'extérieur de l'antenne, on peut utiliser un premier ensemble d'enroulements et un deuxième ensemble d'enroulements reliés entre eux de manière connue en soi pour constituer une antenne quadripolaire dont le champ magnétique lointain décroît en 1/dus.

On a représenté, à titre d'exemple et de manière très schématique, une telle antenne 110"sur la figure 5.

L'antenne comporte deux enroulements 115c et 115d reliés en série, placés dans le champ de deux autres enroulements 115a et 115b reliés en série.

Les objets portant les transpondeurs sont placés dans le champ des enroulements 115c et 115d.

On peut diminuer, grâce à l'antenne quadripolaire, l'influence que peut avoir une-antenne de lecture sur une antenne de lecture voisine, dans le cas où plusieurs dispositifs de lecture sont utilisés dans une mme enceinte.

On notera que le courant envoyé dans l'antenne de lecture 110 est à faible taux d'harmoniques de sorte que l'antenne de lecture 110 peut émettre avec une forte puissance tout en respectant la réglementation.

Pour mettre en évidence une variation de couplage entre l'antenne de lecture et l'antenne de réception, on peut encore utiliser un dispositif de démodulation d'impédance utilisant un coupleur directionnel 300 recevant en entrée 301 le signal destiné à alimenter l'antenne de lecture.

L'antenne de lecture est reliée à la sortie 302.

La sortie 303 est représentative de la puissance réfléchie, non absorbée par l'antenne de lecture.

Lorsque l'antenne de lecture est parfaitement accordée et que les moyens de commutation du transpondeur placé dans le champ de l'antenne sont ouverts, la puissance transmise est totale et le courant sur la sortie 303 du coupleur directionnel 300 est nul.

Par contre, lorsque l'antenne du transpondeur change d'état, l'antenne de lecture cesse d'tre parfaitement accordée et le courant sur la sortie 303 n'est plus nul.

Le signal issu de la sortie 303 peut aisément tre démodulé de manière synchrone par des moyens de traitement 310 afin de délivrer un signal représentatif de l'information transmise par le transpondeur.

On va maintenant décrire, en référence aux figures 7 à 9, un dispositif de lecture 200, conforme à un deuxième exemple de mise en oeuvre de l'invention.

Ce dispositif de lecture 200 comporte une horloge 210, de conception classique, réalisée par exemple au moyen d'un compteur binaire avec oscillateur 213 du type 74HC4060, qui délivre un signal d'horloge 211 à 268,4 kHz dans l'ensemble décrit.

Le signal d'horloge 211 est envoyé à un compteur décimal 212 du type 74HC4017.

La sortie Q4 de ce compteur décimal fournit un signal impulsionnel RST DETECT dont la fonction sera décrite plus loin.

La sortie Q7 délivre un signal impulsionnel à un étage de puissance 220 relié à l'antenne de lecture 230, laquelle est ici schématisée par un circuit RLC parallèle.

La sortie Q8 est envoyée sur l'entrée RST de remise à zéro.

La sortie CO délivre un signal DETECT CRETE de niveau haut lorsque le compteur 212 balaie les sorties QO à Q4 et de niveau bas lorsque le compteur 212 balaie les sorties Q5 à Q8.

On a représenté sur la figure 7 les oscillations libres du signal S (t) de l'antenne de lecture en réponse à une impulsion.

On remarquera que l'amplitude de crte de chaque pseudo-période décroît.

Lorsque l'antenne de lecture 230 est excitée en mode pulsé par l'étage de puissance 220, on obtient le signal S (t) représenté sur la figure 8.

Le dispositif de lecture 200 est agencé pour délivrer un signal représentatif de l'évolution dans le temps de l'amplitude de crte d'une pseudo-période prédéterminée, par exemple la troisième dans l'exemple décrit.

Des moyens d'écrtage 240 sont prévus pour écrter le signal S (t) de l'antenne

de lecture lorsque la sortie DETECT CRETE du compteur 212 est à l'état haut.

Un détecteur crte 250 permet de garder aux bornes d'un condensateur 251 une tension représentative de l'amplitude de crte de la pseudo-période sélectionnée pour les mesures, c'est-à-dire celle qui suit la fin de l'écrtage du signal S (t), soit la troisième dans l'exemple décrit.

Le potentiel du condensateur 251 est abaissé à un potentiel prédéterminé juste avant la mesure de l'amplitude de crte de la pseudo-période sélectionnée, grâce à des moyens d'initialisation 260 commandés par le signal RST DETECT.

La tension aux bornes du condensateur 251 se retrouve en sortie de l'amplificateur opérationnel 252 et attaque un ensemble de filtres passe-bande 270 agencés pour éliminer les perturbations haute fréquence.

A la sortie des filtres passe-bande 270, le signal est mis sous forme logique par un comparateur 280 à effet de seuil, utilisant un amplificateur opérationnel 281.

Le signal logique est ensuite décodé au moyen d'un double compteur binaire du type 74HC393 et d'une porte NAND, les compteurs binaires étant attaqués par le signal d'horloge à 67,1 kHz délivré par la sortie Q6 du compteur binaire 213.

Dans le dispositif de lecture 200, le signal de l'antenne de lecture S (t) n'est pas pollué au moment de la mesure par le bruit des composants électroniques de l'étage de puissance 220, car le transistor de ce dernier est bloqué au moment où s'effectue la mesure et tout se passe comme si l'antenne de lecture 230 était isolée.

L'amplitude de crte de la pseudo-période sur laquelle s'effectue la mesure est mesurée par rapport à un signal de référence qui est ici constant et choisi égal à +VCC, c'est-à-dire à la tension d'alimentation.

Les dispositifs de lecture 100 ou 200 qui viennent d'tre décrits sont avantageusement utilisés pour écrire des informations dans les mémoires des transpondeurs par modulation en tout ou rien de l'alimentation de l'antenne de lecture.

Dans le cas du dispositif de lecture 100, cette modulation s'obtient par exemple en commutant le signal envoyé à l'étage de puissance 102.

Dans le cas du dispositif de lecture 200, l'interruption de l'émission de l'antenne de lecture s'obtient grâce à des moyens de commutation 290 comportant deux transistors 292 et 293.

L'envoi d'un signal haut sur la base 291 du transistor 293 a pour conséquence

de rendre le transistor 292 passant et d'envoyer la sortie QO du compteur 212 sur l'entrée RST de remise à zéro.

Durant l'interruption de l'émission, le courant prélevé sur l'alimentation générale du dispositif de lecture diminue.

Pour éviter que les fluctuations de la tension +VCC ne perturbent le fonctionnement du dispositif de lecture 200, le transistor 293 devient passant lors de la coupure du champ de l'antenne de lecture et débite dans une résistance 294 dont la valeur est choisie de manière à ce que la consommation du dispositif de lecture 200 soit sensiblement la mme lorsque l'antenne de lecture émet et lorsque l'émission est interrompue.

Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation qui viennent d'tre décrits.

Par exemple, pour éviter des oscillations libres de l'antenne de lecture lorsqu'il est nécessaire d'interrompre le champ de celle-ci pour écrire dans la mémoire des transpondeurs, on utilise de préférence un dispositif assurant l'amortissement rapide des oscillations de l'antenne de lecture.

On a représenté sur la figure 10 un dispositif d'amortissement 190 comportant un enroulement 191 couplé avec l'enroulement 115 a de l'antenne de lecture 110, des moyens de redressement du courant 192, des moyens de dissipation 193 et des moyens de commutation 194 contrôlés par un circuit de commande 195.

Ce circuit de commande 195 est agencé pour fermer les moyens de commutation 194 immédiatement après que le courant envoyé à l'antenne de lecture 110 ait été interrompu.

De préférence, on assujettit à l'antenne de lecture 110 ou 230 un transpondeur étalon permettant de tester le bon fonctionnement du dispositif de lecture, ce transpondeur pouvant tre placé dans un mode silencieux à la fin des phases de test en lui envoyant une information particulière.

Par ailleurs, on peut notamment réaliser le dispositif de lecture de manière à fonctionner à des fréquences plus élevées que 150 kHz, par exemple quelques MHz.

Le bras de compensation 120 peut tre remplacé par une antenne comparable à l'antenne de lecture 110, mais dont la zone de lecture est différente.

La puissance électrique dissipée dans l'antenne par effet Joule est par exemple comprise entre 1 et 100w, suivant l'importance du volume de détection