Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Abstimmung von RC-Filtern nach der Gattung des Hauptanspruchs.

Aktive Filter werden überwiegend im Niederfreguenzbereich eingesetzt ( 50 kHz), weil man für den aktiven Teil üblicherweise Operations¬ verstärker einsetzt, deren Verhalten man als "ideal" annehmen muß, um Übereinstimmung zwischen theoretischen und praktischen Ergeb¬ nissen zu erhalten. Ideal heißt in diesem Zusammenhang insbesondere:

(1) Die Eingangsimpedanz des Verstärkers muß sehr groß sein gegenüber allen am Eingang liegenden sonstigen Impedanzwerten.

(2) Das Ubertragungsmaß der geschlossenen Verstärkerschleife muß "phasenrein" sein, d. h., die Phasendrehung zwischen dem nichtinvertierenden Eingang (+) des Verstärkers und seinem Ausgang beträgt 0° und die Phasendrehung zwischen dem inver¬ tierenden Eingang (-) des Verstärkers und seinem Ausgang be¬ trägt 180 °. Die offene Verstärkung ist unendlich groß.

(3) Die Ausgangsimpedanz des Verstärkers muß sehr klein sein gegenüber allen am Ausgang liegenden sonstigen Impedanzwerten.

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Insbesondere die Forderung (2) beschränkt die Verwendung käuflicher Operationsverstärker auf den Niederfregύenzbereich, weil das Ver¬ stärkungs-Bandbreite-Produkt (Transitfreguenz) solcher Verstärker meist _= 1 MHz ist. Auch spezielle, breitbandige Versionen (bis 50 MHz) erweitern den Arbeitsfreguenzbereich aktiver Filter nur auf einige hundert kHz. Für darüber hinausgehende Arbeitsfreguenzen wird die "Phasenreinheit" schon durch Leitungslängen von Verbindungen zu diskreten, externen Ko penenten beeinflußt, so daß der Entwurf zu¬ nehmend aufwendiger wird.

Aktive Filter für hochfreguente Anwendungen (bis ca. 150 MHz) lassen sich nur noch in integrierten Schaltungen verwirklichen (kürzestmög- liche Verbindungen, exakt reproduzierbares Layout) . Die benötigten Verstärkungs-Bandbreite-Produkte werden von modernen Halbleiter¬ prozessen erreicht (f > 10 GHz für npn-Transistoren) . Der wesent¬ liche Grund für die dennoch geringe Anwendung aktiver Filter im Hochfreguenzbereich ist die mangelhafte Absolutgenauigkeit der passiven integrierten Bauelemente. Für das Produkt RC, das zum Bei¬ spiel die Mittenfreguenz eines Bandpasses festlegt, muß man mit integrierten R und C einen Toleranzbereich von i 25 % im Temperatur¬ bereich - 30° C bis + 100° C ansetzen. Ein solcher Bandpaß ist selten brauchbar.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Abstimmung von RC-Filtern mit den kennzeichenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den Vorteil, daß es durch die Verwendung von Referenz- freguenz und Referenzfilter gelingt, hohe Abstimmungsgenauigkeiten für die Eckfreguenzen von RC-Filtern ohne Beschränkung auf aktive Filter zu erreichen, auch wenn die Absolutgenauigkeit der freguenz- bestimmenden Komponenten (Widerstände, Kondensatoren) vergleichs¬ weise schlecht ist. Gleichzeitig wird der Einfluß der Temperaturab¬ hängigkeit der freguenzbestimmenden Komponenten beseitigt.

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Die Vorgehensweise wird für den kompliziertesten Fall eines Bandpa߬ filters hoher Selektivität anhand der Zeichnung erläutert. Sie läßt sich dann ohne Mühe auf andere Filterarten (Hochpaß, Tiefpaß, All¬ paß) übertragen.

Figur la zeigt ein bekanntes, aktives Bandpaßfilter für nieder- freguente Anwendungen, wie es zum Beispiel in dem Lehrbuch von Ulrich Tietze und Christoph Schenk, 3. Auflage, Springer-Verlag 1976, Seite 343 ff. beschrieben ist.

Figur lb zeigt das gleiche Filter für hochfreguente Anwendung in integrierten Schaltungen. Dabei ist auch gezeigt, wie man die mangelhafte Absolutgenauigkeit der freguenzbestimmenden Komponenten (R und C) - wenigstens im Prinzip - ausgleichen kann. Die Konden¬ satoren C in Figur la sind in Figur lb ersetzt durch die Reihen¬ schaltung von je zwei Varaktor-Kapazitäten C . Am Verbindungspunkt der je zwei Varaktoren C wird über Koppelwiderstände R eine Regelspannung U zugeführt. Die Regelspannung U ist eine

R R

Gleichspannung oder gegenüber den SignalSpannungen sehr nieder¬ frequent. Weiterhin müssen die Koppelwiderstände R sehr groß sein gegen die freguenz(mit-)bestimmenden Widerstände R, damit die Mittenfreguenz des Bandfilters und die Güte Q nicht durch R beinflußt werden. Bekannterweise lassen sich die Kapazitätswerte von Varaktoren durch die an ihnen liegende Gleichspannung (hier: Regel¬ spannung U ) in weiten Grenzen ändern; Verhältnisse bis 1:3 sind praktisch erreichbar. In diesem Verhältnis läßt sich also auch die Mittenfreguenz des Bandfilters nach Figur lb verändern, so daß eine Ablage von 25 % vom Sollwert ohne weiteres ausgleichbar ist. Das Problem der Abstimmung auf eine gewünschte Sollfreguenz ist damit also reduziert auf die Frage: Wie gewinnt man eine zur genauen Ab¬ stimmung auf Sollfreguenz geeignete Regelspannung U ?

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Die Antwort wird hier bewußt für den Fall gegeben, daß die .An¬ forderungen an die Selektionsschärfe des Filters sehr hoch sind. Für einfachere Fälle kann man dann der Aufgabe entsprechend vereinfachen.

Die Lösung ist in Figur 2 dargestellt.

Ein Oszillator 1 stellt die Referenzfreguenz f zur Verfügung. Dies kann bei hoher Selektionsschärfe zum Beispiel ein durch eine PLL-Schaltung guarzgenau geführter on-chip-Oszillator sein. Zur Vereinfachung sei angenommen, daß f genau die Sollfreguenz ist, auf die das Bandpaßfilter abgestimmt werden soll. Später wird ein¬ zusehen sein, daß es auch andere Lösungen gibt.

Aus der AusgangsSpannung des Oszillators 1 mit der Freguenz f werden durch einen Phasendreher 2 zwei AusgangsSpannungen der gleichen Freguenz f , aber mit orthogonaler Phase ( o(, 90°) hergestellt. Dies kann in einer integrierten Schaltung zum Beispiel durch eine Anordnung nach Figur 4 erreicht werden. Die Orthogona¬ litat zwischen den Spannungen ü und U ist in dem Maße exakt, wie R' = und C* = C gilt.

Abweichungen J_~0,3 */β sind in integrierten Schaltungen erreichbar. Für noch höhere Ansprüche kann man die Orthogonalitat der Spannungen U und U durch Regelschaltungen der direkt nachfolgend be¬ schriebenen Art verbessern. Es sei also im folgenden vorausgesetzt, daß die Orthogonalitätsbeziehung zwischen den Spannungen U und U exakt gilt, also

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^U 2 ^{= U} 20 ^C ° ^{S (} ° ^{t +} ^ ^{" 9} ° ⁰⁾

ü. o ⁰⁰⁵ ( ω t + c. )

mit C = 2 L • f

Führt man nun die Spannung U über einen Referenz-Bandpaß 3 auf einen Eingang eines Multiplizieres 4 und die Spannung U direkt auf den anderen Eingang des Multiplizieres 4, dann wird sich die AusgangsSpannung U des Multiplizierers wird folgt darstellen: u _ψ = K( _Ϋ ) ■ u _iD cs (ut+^-fio'-t-r). u _JC cos utt - ) ^■

= K( _γ ) «A -{[' ^W ( ^r - 9l>')+C*.(2 ^r _J t ⁺² «- ^S0,+ r ^t )]

Nach Filterung der Spannung U über ein unkritisches Tiefpaßfilter 5 verbleibt:

U- _* KC _f) -U _Zo - _3o -ϊ cos ( - 3o')- _SD ^) sin(V)

Im Faktor K (7 ) ist Normierung des Multiplizieres und die Ampli- tudenbewertung der Spannung U durch den Referenz-Bandpaß 3 ent¬ halten. Der Phasenwinkel ^ wird durch den Referenz-Bandpaß 3 hin¬ zugefügt, solange dieser Referenz-Bandpaß 3 nicht genau auf die Frequenz f abgestimmt ist.

Die Spannung U_ ist also ein Maß für die Ablage (Fehler) der Mittenfrequenz des Referenz-Bandpasses 3 von seiner Sollfrequenz f . Integriert man diese Fehlerbeiträge U durch einen Inte¬ grator 6 und führt man weiterhin die AusgangsSpannung des Inte¬ grators 6 dem Referenz-Bandpaß 3 als Regelspannung U im Polari- tätssinne der Fehlerverringerung zu, dann werden die Fehlerbeiträge

U_ in dem geschlossenen Regelkreis gerade so lange aufintegriert, 5

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bis das Referenz-Bandfilter 3 exakt auf die Freguenz f abgestimmt ist, das heißt es ist dann j = 0, U_ = 0, die Integration stoppt und die Regelspannung U bleibt genau in der Größe stehen, wie sie

R zur exakten Abstimmung des Referenz-Bandpasses 3 notwendig ist.

Im weiteren vertraut man nun auf die exzellenten "Tracking"-Be¬ dingungen zwischen Bauelementen und Baugruppen, die auf ein und derselben integrierten Schaltung angeordnet sind. Wenn zwei Wider¬ stände oder zwei Kondensatoren in exakt gleicher Geometrie auf einem Chip nicht mehr als 0,3 β voneinander abweichen, dann wird das Produkt RC entsprechend den Fehlerfortpflanzungsregeln einen Tracking-Fehler — 0,5 % haben.

Benutzt man also (wie in Figur 2 ) zur Filterung des Signales U. einen oder mehrere Bandpässe 7, 8, 9, die mit dem Referenz-Bandpaß 3 exakt baugleich ausgeführt sind, und führt man jedem dieser Band¬ pässe 7, 8, 9 die für den Referenz-Bandpaß 3 gewonnene Regelspannung U zu (in Figur 2 muß dazu R = R = 0 angenommen werden), dann ist jeder dieser Bandpässe 7, 8, 9 auf die Frequenz f mit einem Fehler_ 0,5 % abgestimmt.

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Für übliche Selektionsaufgaben genügt es aber meistens, eine gute "Fernabselektion" zu erstellen. Dabei hilft die übliche Methode der "versetzten Einzelkreise", d. h., die Mittenfrequenzen der Einzel¬ kreise werden geringfügig gegeneinander verstimmt. Dabei wird der Durchlaßbereich breiter ohne Verlust an Fernabselektion (man fängt die Sollfrequenz im breiteren Durchlaßbereich wieder ein) .

Nach der Methode der Erfindung kann man dies in einfachster Weise dadurch erreichen, daß man die RegelSpannungen U für die Einzel-

R bandpässe 7, 8, 9 geringfügig unterschiedlich bemißt: R , E.^έü; R , R ₅ <*<K ₀ (Figur 2).

Die Synthese der Selektionskurve ist im Beispiel der Figur 3 dar¬ gestellt.

Die Abstimmungsmethode ist sehr einfach auf andere Filterarten über¬ tragbar. Figur 5 zeigt die Gewinnung der Regelspannung für Hoch- und Tiefpässe:

Zwei gleiche, einpolige Pässe werden hintereinandergeschaltet und dienen insgesamt als Referenz-Paß. Bei richtiger Abstimmung (einge¬ regelter Zustand) dreht jeder der Pässe die Phase um 45°, die auf den Multiplizierer gegebenen Spannungen U und U werden durch

1 6 die gebildete Regelspannung U auf Orthogonalitat geregelt. Bei

R diesem einfachen Beispiel sind noch keine "aktiven" Filter im Referenz-Paß vorausgesetzt (sondern die Reihenschaltung zweier, gleicher einpoliger Pässe). Wesentlich für die Methode ist ledig¬ lich, daß die beiden dem Multiplizierer zugeführten Eingangs¬ spannungen bei Sollfrequenz die Orthogonalitätsbeziehung erreichen müssen. Für den Bandpaß, der die Phase bei Mittenfrequenz nicht dreht ( j = 0), war hierzu das vorherige Phasensplitting durch den Phasendreher 2 notwendig. Für die einseitig bandbegrenzenden Filter

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ist diese vorherige Phasendrehung nicht notwendig. Dem Fachmann ist es immer möglich, geeignete OrthogonalitatsbeZiehungen auch für die einseitig bandbegrenzenden, aktiven Filtertypen (Bessel-, Butter- worth-, usw.) zu finden. Es ist jedoch zu empfehlen, als Referenz¬ filter ein Filter höchstens zweiten Grades zu wählen; nur so bleibt die Lösung eindeutig.

Eine Lösung für einen Allpaß ist mit dem Phasendreher 2 bereits gegeben. Läßt man in Figur 2 den Referenzbandpaß 3 weg (U direkt auf den Multiplizierer-Eingang) und gibt die Regelspannung U auf die dann vorzusehenden Abstimmelemente des Phasendrehers 2, dann erhält man die komplette Regeleinrichtung für einen Allpaß. Im Signalpfad liegt dann der gleiche Phasendreher 2, dessen Ausgangs¬ spannungen U und U lediglich noch zu addieren sind.

Schließlich ist es in manchen Anwendungen nicht wünschenswert, wenn die Referenzfreguenz f genau mit der Abstimmfreguenz der Filter im Signalpfad übereinstimmt. Insbesondere gilt das bei Anwendung hochselektiver Bandpässe im Signalpfad. Durch unerwünschte Über¬ kopplung können Reste des Referenzträgers f genau in das Durch¬ laßband des Signalpfades gelangen. Auch dieses Problem löst man durch das exzellente Tracking-Verhalten integrierter Bauelemente: Angenommen, die Varaktor-Kapazitäten der Filter im Signalpfad haben genau zwei Drittel der Fläche jener Varaktor-Kapazitäten im Referenz-Filter (bei sonst gleicher Filterkonstruktion und wie vorher gleicher Regelspannung TJ für Signal- und Referenzfilter),

R dann liegt die Abstim freguenz der Signalfilter bei 1,5 f . Es gibt dann keine direkten Harmonischen von f oder Mischprodukte solcher Harmonischen, die in den Durchlaßbereich des Bandpaßfilters im Signalpfad fallen. Allerdings muß man bei dieser Vorgehensweise sehr hohe Anforderungen an die "Phasenreinheit" der Verstärker in den Filterschaltungen stellen, weil diese bei unterschiedlichen Arbeitsfreguenzen betrieben werden.

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