図1は、本発明による車両運行システムの 概略図を示す図である。図1に示す車両運行� �ステムは、複数の乗降場である停留所A乃至E を経由する経路にて、路面電車の車両100を運 行し、更には、充電システム200内の後述する 充電用直流電源装置から車両100内の後述する 直流電源に直流電流を供給して当該直流電源 を充電するものである。充電システム200は、 車両100内の直流電源の蓄電量が極度に減少す ることのないように、可能な限り距離間隔が 一定となるように配置されており、本実施形 態では、停留所A、B、C及びEに設置されてい� �。

 図2は、車両100及び充電システム200の外観 斜視図である。図2において、車両100には、� �触子88が設けられている。一方、充電システ ム200には、き電レール102が設けられている。 車両100が停留所に停車したときに、当該車両 100の接触子88が充電システム200のき電レール1 02に接触することにより、充電システム200内� ��充電用直流電源装置から車両100内の直流電� ��に直流電流を供給して当該直流電源を充電� ��ることが可能となる。

 図3は、車両100の構成を示す図である。図 3に示す車両100は、経路に敷設された鉄軌道90 を走行するものであり、直流定電流電源装置 1と、多相定電流インバータ2と、多相定電流� ��ータ3と、接触子88と、鉄軌道90上を回転す� �接触子としての鉄車輪89とにより構成される 。これらのうち、直流定電流電源装置1、多� �定電流インバータ2及び多相定電流モータ3に よりモータ駆動システムが構成され、鉄車輪 が駆動する。

 直流定電流電源装置1は、電圧制御装置と しての電圧制御装置82と、直流電源としての� ��ルトラキャパシタ84とにより構成され、ウ� �トラキャパシタ84の一方の端子は接触子88に� ��続され、他方の端子は鉄車輪89に接続され� �。この直流定電流電源装置1は、負荷である� ��相定電流モータ3側の起動力の正負、大小に 関係なく、一定方向に一定の大きさの直流定 電流を出力するように動作する。また、直流 定電流電源装置1は、負荷である多相定電流� �ータ3の制動時、すなわち、負荷起電力が負� ��場合には、負荷側からの回生電力を回収す� ��ように動作する。

 多相定電流インバータ2は、前段の直流定 電流電源装置1からの直流定電流を入力とし� �、後述する多相定電流モータ3の固定子巻線� ��流れる電流の向きを反転切換し、該固定子� ��線に矩形波交流電流を流す機能を有する。� ��の反転切換する機能を複数設けることによ� ��て、相数は任意に選択可能であり、多相定� ��流インバータ2は、多相の矩形波交流電流を 流すことができる。

 多相定電流モータ3は、前段の多相定電流 インバータ2からの多相矩形波交流電流を受� �ると、内部の回転子の磁極に回転力が生じ� �。これまでの半導体モータは、三相正弦波� �流で駆動する同期電動機、或いは誘導電動� �を原形にしているが、本発明における多相� �電流モータ3は、直流電動機が原形であり、� ��相矩形波交流電流で動作する点において全� ��新しいタイプのモータである。

 本発明による車両100内のモータ駆動シス� ��ムでは、矩形波磁束密度と矩形波交流の相� ��で生じる回転力が、正弦波磁束密度と正弦� ��電流による同期電動機形のモータに対して� ��同じ寸法で2倍の回転力が得られるとともに 、小型化が可能になる。また、従来方式のモ ータ駆動システムでは、電源側とモータ側と が並列接続の関係にあり、制動時に生じる起 電力を電源側に送り返すためには、起電力を 電源電圧以上に昇圧する必要があり、低速で 発生起電力が小さくなると電力回生による電 源の充電が困難になる。これに対し、本発明 による車両100では、電源側とモータ側とが直 列接続の関係にあり、モータ側の起電力の大 小は全く関係がなく、自然な形で電力回生が 行われる。従って、回生制動が停止時まで可 能であり、エネルギーの回収効率が高い。

 以下、本発明による車両100内の定電流方� ��のモータ駆動システムの構成について詳細� ��説明する。図4及び図5は、図2における多相� ��電流モータ3の構成を示す図である。図4は� �方向断面図、図5は軸垂直方向断面図である� ��図4及び図5における多相定電流モータ3は8極 4相の構成である。なお、極数は図4及び図5に て示される8極に限定されず、例えば、図6に� ��すように、2極、4極、6極等の偶数個であれ� ��よい。なお、図6では、便宜上外側の極性の みを示している。以下においても、適宜、外 側の極性のみを示すこととする。

 図4及び図5において、回転子鉄心6は、電� ��子鉄心13との間で磁路を構成するものであ� �、磁気抵抗が小さく、磁束が通過しやすい� �鋼材等で作られる。この回転子鉄心6は、円� ��形を有し、中央部が回転軸7に形成された円 盤状の支持体204に取り付けられる。回転軸7� �軸受8で支えられている。これにより、回転� ��7と回転子鉄心6とが一体となって自由に回� �することができるようになっている。

 磁石9は、多相定電流モータ3の小型化、� �量化、高効率化を達成するために希土類磁� �等の強力な磁石材を用いており、回転子鉄� �6の外周部に、図示しない接着剤で貼り付け� ��れる。これにより、回転軸7、回転子鉄心6� �び磁石9が一体化した回転子が構成される。� ��4及び図5では、磁石9は、N極を内周側、S極� �外周側とするNS対と、S極を内周側、N極を外� ��側とするNS対とがそれぞれ4組配置され、8極 で構成されている。ここで、磁石9は、リン� �状に一体化した構成でもよく、NS対毎に分離 している構成でもよい。磁石9と回転子鉄心6� ��の密着度は、磁気特性の観点からは0.1[mm]程 度であればよいが、接着剤による接着効果の 観点からは、より高い密着度が必要となる。 更に、磁石9の外周部には、補強材としての� �方向性の炭素繊維テープ202が巻き付けられ� �いる。なお、炭素繊維テープ202が巻き付け� �れていない構成でもよい。以下においては� �適宜、炭素繊維テープ202が巻き付けられて� �ない構成について説明する。

 電機子鉄心13は、リング状をなし、その� �周面が炭素繊維テープ202(炭素繊維テープ202� ��巻き付けられていない場合には磁石9)と僅� �な空隙14を介して相対するように配置されて 、後述するケース16に固定されている。この� ��機子鉄心13は、珪素鋼板を積層することに� �り形成される。また、電機子鉄心13の内周面 には、後述する電機子コイル17を挿入するた� ��の溝10が形成されている。この溝10は、1磁� �当りの相の数だけ形成される。図4及び図5で は、4相構成とすることに対応して、1磁極当� ��4つの溝、全体では8[極]×4[溝]=32の溝が形成� ��れている。隣接する2つの溝10の間は、歯92� �称される。

 次に、多相定電流モータ3について詳細を 説明する。磁石9の着磁は、未着磁の磁石9を� ��転子鉄心6に接着固定した後に着磁する方法 と、着磁済みの磁石9を回転子鉄心6に接着固� ��する方法とがある。後者の方法は、磁石9単 独の着磁となるため、技術的に容易であるが 、磁石9の強い吸着力のために、回転子鉄心6� ��定まった位置へ配置するために高度な技術� ��必要であり、治具等が必要となる場合があ� ��。

 円弧状の磁石9の着磁方向は、図7(a)に示� �ように、予め着磁された磁石材を円弧状に� �削加工する場合と、図7(b)に示すように、未� ��磁の磁石材を切削加工した後に着磁する場� ��とで異なる。図7(a)の磁石9と、図7(b)の磁石9 とは、図8に示すように、空隙14の磁束密度(� �隙磁束密度)が異なる。両者を比較すると、� ��形状に近い図7(b)の磁石9の空隙磁束密度の� �うが好ましいが、図7(a)の磁石9であっても、 実用的には問題はない。

 また、回転子鉄心6は、図4及び図5以外に� ��様々な構成によって回転軸7に取り付けられ る。図9は、回転子鉄心6の回転軸7への取り付 け状態の他の例を示す図である。図9(a)では� �回転子鉄心6は、端部が回転軸7に形成された 2枚の円盤状の支持体204に取り付けられてい� �。図9(b)では、回転子鉄心6は、円筒形の回転 軸7の外周部に直接取り付けられている。こ� �構成では、相対的に大きな回転軸7を有する� ��とになり、回転軸7の内方に機械機構を配置 したり、流体を通過させることが可能となる ため、特定の分野において優れた適用性があ る。また、図9(c)では、では、回転子鉄心6は� ��円柱形の回転軸7の外周部に直接取り付けら れ、一体化されている。この構成は、多相定 電流モータ3が小型である場合に優れた適用� �がある。但し、回転子鉄心6に硬度の高い鉄� ��を用いる場合には、磁気特性が多少劣る点� ��考慮する必要がある。

 次に、空隙磁束密度の設計について説明� ��る。空隙磁束密度の設計には、図10に例示� �るような磁気特性曲線が必要となる。この� �気特性曲線は、磁石9の材質によって異なる� ��め、当該材質に応じたものを用いる必要が� ��る。

 磁極形状に対して、空隙長が非常に小さ� ��場合、具体的には、図11において、磁石9の1 つのNS対の外周部の円弧長a>>空隙長gであ り、且つ、電機子鉄心13の紙面垂直方向の幅b >>空隙長gである場合、パーミアンス係数 は、磁石9の半径方向の厚さcと空隙長gを用い て近似的にc/gで表される。図10において、原� ��と図中上部のパーミアンス係数とを直線で� ��んだ場合(図中の一点鎖線)、当該直線と、� �該温度における残留磁束密度曲線(図中の実� ��)との交点が空隙磁束密度となる。図10にお� ��る一点鎖線は磁石9の半径方向の厚さが6[mm]� ��空隙長が2.5[mm]、すなわちパーミアンス係数 が2.4の場合を示し、この場合における60[℃]� �の空隙磁束密度は1.02[T]となる。

 次に、回転子鉄心6の磁気回路構成につい て説明する。図12は、多相定電流モータ3の軸 垂直方向断面における内部の磁束の流れを点 線で表した図である。磁束は、磁石9の1つのN S対のN極における1/2の面積の部分から出て、� ��も近い他のNS対のS極の1/2の面積の部分に戻� ��という磁路を構成する。回転子鉄心6は、こ の磁束を通過させるための最小限の断面積が 必要である。但し、必要以上に大きな断面積 を有すると、重量が不要に増加するため、適 切なものとする必要がある。

 ここで、空隙磁束密度をB、回転子鉄心6� �飽和磁束密度をBm、磁石9の1つのNS対の外周� �の円弧長をa、図12における紙面垂直方向の� �石9の幅をw、回転子鉄心6の半径方向の厚さ� �dとすると、B×(a/2)×w=Bm×d×wよりd=Bm/2Bmとなる 。回転子鉄心6の飽和磁束密度をBmは、純鉄に 近い軟鋼材では2[T]、純鉄よりも硬度の高い� �鋼材では1.8[T]程度である。なお、磁気回路� �に、ボルトや穴が存在する場合には、それ� �を考慮する必要がある。

 図13は、空隙中の磁束を示す図である。� �13に示すように、空隙中の磁束は、回転子表 面の磁石9のN極及びS極からの磁束によって略 均一な磁束密度が生じる。但し、図中の点線 で囲まれた領域では、隣接するNS対の端部が� ��いに接触しているため、その接触部分にお� ��て短絡的に強い磁界が生じ、磁気飽和によ� ��て磁力が失われている。図14は、このよう� �場合における空隙中の磁束密度分布を示す� �である。図14に示すように、隣接するNS対の� ��触部分付近の磁束密度分布は傾斜を有する� ��従って、磁束密度分布は、矩形状ではなく� ��形状となる。ここで、1つのNS対の1つの端部 付近において、空隙磁束密度分布に傾斜が生 じる周方向の長さをd´とすると、空隙長g=d´� ��して扱うことができる。空隙磁束密度分布� ��梯形状であることにより、トルク及び起電� ��は低減する。この低減率K1はK1=(a-d´)/mによ� �表される。

 次に、回転子の補強構造について説明す� ��。上述したように、磁石9は接着剤によって 回転子鉄心6に接着固定される。例えば、外� �100φの回転子では10000[rpm]程度の遠心力に耐� �得ると考えられる。しかし、接着剤は熱や� �り返し応力に対する耐性は必ずしも十分で� �ないため、補強をすることが適切である。� �強の手法としては、上述した一方向性の炭� �繊維テープ202を磁石9の外周部に巻き付ける� ��法の他に、炭素繊維モールドのリングを磁� ��9の外周部に巻き付ける方法が考えられる。 しかし、後者の方法では隙間処理の問題が生 じるため、前者の方法が好ましい。

 例えば、図15に外観斜視図、図16に磁石9の� �垂直方向断面図、図17に炭素繊維テープ202の 軸垂直方向断面図をそれぞれ示す回転子の場 合、形状が外径100φ、長さ120[mm]、回転速度が 10000[rpm]、磁石9の厚さが6[mm]、磁束密度が8[T/c m ³ ]、磁石9の平均半径が4.7[cm]、磁石9の平均周� �が2π×0.047×10000/60=49.2[m/s]、磁石9の質量が2π� �4.7[cm]×0.6[cm]×8=1.7[kg]とすると、磁石9に加わ� ��遠心力は1・7×(49.2) ² /0.047=87600[N]となる。更に、炭素繊維テープ202 に加わる力は、当該炭素繊維テープ202の内面 に磁石9の遠心力に対応する圧力P´が加わる� �考えると、P´=87600/(2π×0.05×0.12)=2.32×10 ⁶ [N/m ² ]となる。また、炭素繊維テープ202の内面の1/ 2の面積に加わる上下方向成分の力はP×2×0.05� �0.12=2.78×10 ⁴ [N]となり、この力が炭素繊維テープ202の断面 に加わるとすると、2.78×10 ⁴ /(2×0.0005×0.12)=2.32×10 ⁸ [N/m ² ]となる。

 炭素繊維テープ202の抗張力は、3000×10 ⁶ 乃至6000×10 ⁶ [N/m ² ]であり、応力の13乃至26倍の強度を有する。� ��って、炭素繊維テープ202は0.5乃至1[mm]の暑� �で、十分に補強可能であると考えられる。

 次に、多相定電流モータ3の相数及び極数 について説明する。本実施形態では、相数は 、1つの磁極に対応する、電機子鉄心13におけ る電機子コイル17を挿入するための溝10の数� �して定義され、商用電源における相数とは� �関係である。理論上は相数は任意であるが� �合理的な磁路設計の観点からは偶数である� �とが好ましい。

 図18乃至図23は、極数及び相数の異なる様 々な多相定電流モータ3の軸垂直方向断面図� �ある。これらの図において、A、B、C・・・� �A´、B´、C´・・・は、回転子の回転力が最� �の場合における、電機子鉄心13の溝10に挿入� ��れるA相、B相、C相・・・の各電機子コイル1 7に流れる電流の方向を示す。図18(a)は2極2相� ��図18(b)は2極4相、図19(a)は2極6相の場合を示� �、図19(b)は4極2相、図20(a)は4極4相、図20(b)は4 極6相の場合を示す。また、図21(a)は6極2相、� ��21(b)は6極4相、図22(a)は6極6相の場合を示し� �図22(b)は8極2相、図23(a)は8極4相、図23(b)は8極 6相の場合を示す。

 図24は、8極4相の多相定電流モータ3にお� �る電機子コイル17の構成の第1の例を示す図� �ある。図24では、4組のA相の電機子コイル17� �直列接続され、更に端部が端子Ain及びAoutに� ��続される。端子Ainからの電流は、図中のA及 びA´の向きに流れる。B相乃至D層の電機子コ� ��ル17についても同様である。

 図25は、8極4相の多相定電流モータ3にお� �る電機子コイル17の構成の第2の例を示す図� �ある。電機子コイル17の巻き回数が1回のみ� �十分な回転力を得られる場合には、図25に示 す構成とすることで、電機子コイル17の総延� ��を短くし、軽量化と電圧降下損の低減を図� ��ことができる。

 図26は、8極4相の多相定電流モータ3にお� �る電機子コイル17の構成の第3の例を示す図� �ある。図24に示す構成では、同相の電機子コ イル17は、1つおきに配置されるが、図26に示� ��構成では、この空いた部分に電機子コイル1 7の巻き数の半分を挿入することで、全体と� �ては図24に示す構成と同一の巻き回数とする 。隣接する2つの同相の電機子コイル17は、巻 き方向が逆であり、隣接側が同一の溝10に挿� ��される。図24に示す構成と図26に示す構成と は電気的作用は同一であるが、図26に示す構� ��では、図24に示す構成と比較して、異なる� �の電機子コイル17が重なる部分の空間は約1/2 とすることができ、小型化を図ることができ る。

 図27は、電機子鉄心13に生じる起電力を示 す図である。電機子鉄心13には、図27の紙面� �垂直な方向に起電力が生じ、当該起電力に� �る渦電流が鉄損の原因になる。一般には、� �の鉄損を低減するために電機子鉄心13には積 層鋼板が用いられる。しかし、この場合、空 隙磁束密度(図中の点線)が1[T]程度と高くなり 、更には回転子の回転速度が10000[rpm]程度に� �るため、電機子鉄心13に積層鋼板を用いても 、鉄損は無視することができないと考えられ る。そこで、本実施形態では、珪素含有率が 高くS12級の高品位で、暑さが0.35[mm]以内の薄� ��の珪素鋼板を用いて固定し鉄心13を構成す� �。但し、珪素含有率の高い電機子鉄心13は、 飽和磁束密度が1.8[T]程度と若干低いため、後 述する磁気回路の設計に留意を要する。

 図28は、8極4相の多相定電流モータ3にお� �る内部の磁束の流れを示す図である。図28で は、磁束が、N極を外周側とする磁石9の1/2の� ��分から出て、電機子鉄心13における2つの歯2 06を並列に通り、ヨーク208を経て最も近いS極 を外周側とする磁石9の1/2の部分に入るよう� �磁路が構成されている。磁路の内側に存在� �る歯206の数は極数には無関係であり、2相で� ��1つ、4相では2つ、6相では3つとなる。電機� �鉄心13におけるは92とヨーク208は、上述した� ��束を通す最小限の断面積が必要である。

 ここで、空隙磁束密度をB、電機子鉄心13� ��飽和磁束密度をBn、多相定電流モータ3の相� ��をz、磁石9の1つのNS対の外周部の円弧長をa� ��歯206の先端部の隙間長の1/2をa´、図28にお� �る紙面垂直方向の磁石9の幅をw、ヨーク208の 半径方向の幅(ヨーク厚)をh、歯206の最小幅(� �幅)をq、極数をP、回転子半径(磁石9の外径)� �Rとすると、ヨーク208及び歯206の部分の磁気� ��路について、B×a/2×w=Bn・h・w=Bn・Z/2・q・wが 成り立ち、h=B・a/(2Bn)、q=B・a/(zBn)となる。電� ��子鉄心13の飽和磁束密度Bnは、珪素鋼板の場 合は1.9[T]、珪素が乳率の高い鋼板では1.8[T]程 度である。なお、磁気回路中にボルト穴等の 空間が存在する場合には、その分だけ磁気回 路の断面積を減少させる必要がある。c、qを� ��えることにより、電機子鉄心13の磁気回路� �法が定まる。また、磁石9の1つのNS対の外周� ��の円弧長aはa=2πR/Pで表されるため、h=B・πR/ (Bn・P)、q=2πR・B/(Bn・P・z)、q・Pz=2πR・B/Bnと� �る。すなわち、ヨーク厚hは極数Pに反比例し て小さくなり、歯幅qの1周の合計q・P・zは極� ��P、相数zに依存しない。

 回転子の磁極がは92の開口部を移動する期� �は、磁束分布の切り替わりの過渡期間であ� �、この期間においては回転力と起電力が消� �する。このような消失がないと仮定した場� �の回転力、起電力に対する低減率K ₂ はK ₂ =(a-a´)/aとなる。2a´は歯206の先端部の隙間長� ��あるが、特性上は最小限とする必要がある� ��極数増加によって磁石9の1つのNS対の外周部 の円弧長aが小さくなると相対的に上述した� �減率K ₂ の低下につながるため、ヨーク厚hの低減と� �妥協点を見出す必要がある。

 図29は、8極4相の多相定電流モータ3におけ� �電機子コイル17のリアクタンスを説明する図 である。なお、図29ではA相の電機子コイル17� ��み示している。ここで、回転子半径をR[m]、 回転子の奥行き長(鎖交磁束長)をk[m]、極数を Pとすると電機子コイル17の実効面積S[m ² ]はS=2πR・k/Pとなる。更に、電機子コイル17の 巻き回数をN、空隙長をg[m]、コイル電流をI[A] とすると、A相の電機子コイル17を流れるコイ ル電流によって図29において点線で示す磁界� ��生じ、このときの空隙磁束密度をB[T]とする と、NI=B×2g×8×10 ⁵ となる。一方、電機子コイル17の逆起電力と� ��ァラデーの法則による起電力は等しいため� ��電機子コイル17のインダクタンスをL、コイ� ��電流の変動分をi、コイル電流による鎖交磁 束をφ[ウェーバ]、電機子コイル17に1[A]の電� �を流した場合の空隙磁束密度をB ₁ [T]とすると、L・di/dt=N・dφ/dtである。更に、1 秒間に1[A]まで立ち上がる電流を考えると、di /dt=1であるため、φ=BSを考慮すると、L=N・B ₁ ・Sとなる。そして、NI=B×2g×8×10 ⁵ を用いると、N×1=B ₁ ×2g×8×10 ⁵ 、よって、B ₁ =N/(2g×8×10 ⁵ )となる。このB ₁ を用いると、L=N・B ₁ ・S=N ² S/(2g×8×10 ⁵ )=N ² S/g×6.25×10 ^-7 [H]となる。1相分の電機子コイル17のリアクタ ンスは1周上のコイルの数(8極では4倍)を乗じ� ��得られる。例えば、R=0.081/2[m]、P=8、k=0.08[m]� ��N=4、g=0.0025[m]とすると、8極の場合(コイル数 4)には、L=4 ² /0.0025×2.54×10 ^-3 ×6.25×10 ^-7 ×4=40.8[μH]となる。

 図30は、8極4相の多相定電流モータ3におけ� �電機子コイル17においてコイル電流が切り換 わった直後の駆動力最大の瞬間における回転 子の磁極位置と、コイル電流分布を示す図で ある。図30における点線内のA相乃至D相の各� �イル電流は同一方向であり、紙面に垂直で� �方に向かう合成のアンペアターンであり、� �れらを取り囲むように左回りの磁界が生じ� �いる。電機子コイル17の他の部分についても 同様に磁界が生じている。アンペアターンI(A T)と、当該アンペアターンによる磁界の磁束� ��度Bとは、空隙長[m]をgとすると、I=B×2g×8×10 ⁵ が成立し、B=I/(1.6g×10 ⁵ )[T]となる。なお、この磁界によって回転子� �は誘導加熱と、当該熱による磁石9への減磁� ��用とが生じる。

 例えば、定電流モータ3の諸元が55[kW]、12000[ rpm]、8極4相、直流電圧400[V]、直流電流147[A]、 電機子コイル17の巻き回数4回、空隙長2.5[mm]� �場合、I(AT)=147[A]×4[回]×4[相]=2350[A]であり、B= 2350/(1.6×2.5×10 ^-3 ×100)=0.588[T]となる。更に、熱による磁石材の 減磁作用を検討すると、B=μ ₀ H=4π×10 ^-7 Hとなり、B=0.588[T]を代入すると、減磁力HはH=0 .588/(4π×10 ^-7 )=468[kA/m]となる。ここで、図31を参照すると� �原点とパーミアンス係数2.4とを結ぶ動作直� �と平行をなす、減磁力468[kA/m]から延びる一� �鎖線を引き、温度に対応する点線のいずれ� �の曲線部のうち、この一点鎖線と交差する� �のに対応する温度の範囲であれば、減磁作� �は生じない。この例では約70[℃]以下であれ� ��、減磁作用が生じることはない。

 図32は8極4相の多相定電流モータ3における� �機子コイル17の形状及び寸法を示す図、図33� ��図32のF-F´線断面図、図34は電機子コイル17� �外観斜視図である。図33におけるSで示す部� �は4相分の電機子コイル17が交差したと仮定� �て、これら4相分の電機子コイル17の正味断� �積に占有率0.6程度を考慮して占有する空間� �定める。図34は回転巻き数1つ分の電機子コ� �ル17であり、コイル長は2L1+4L2+2L3となる。こ� ��では、1相あたりの電機子コイル17の組数は4 であり、相数は4であるため、2L1+4L2+2L3に16を� ��ずれば、電機子コイル17の総延長が求まる� �電機子コイル17の総延長をj[cm]、電機子コイ� ��17の断面積をS[cm ² ]とすれば、電機子コイル17の全抵抗r[ω]はR=2. 1×10 ^-6 ×j/S[ω]となる。

 電機子コイル17を流れる電流(コイル電流)は 、上述したアンペアターンと、巻き回数、溝 10の数から算出される。そして、電機子コイ� ��17の導体電流密度を与えることによって電� �子コイル17の断面積(導体断面積)が算出され� ��。導体断面積は3乃至15[A/mm ² ]の範囲で与えられる。多相定電流モータ3の� ��状及び寸法が同一であっても、導体電流密� ��を大きくすることにより、コイル電流を大� ��くすることができ、トルク、出力を増大さ� ��ることができる。また、同一トルク、同一� ��力の場合は、導体電流密度を大きくするこ� ��によって、多相定電流モータ3の小型化及び 軽量化を測ることが可能となる。しかし、一 方では、電機子コイル17の抵抗損による発熱� ��が増大し、冷却の負担が大きくなり、更に� ��出力に対する相対的な抵抗損がぞうかし、� ��率が低下する。従って、バランスの取れた� ��成をする必要がある。

 電機子コイル17において発生する抵抗損ジ� �ール熱を大気中に放熱するためには冷却気� �が必要となる。しかし、電気自動車用の多� �定電流モータ3のように、負荷に短時間過負� ��が含まれる場合には、各課を一時的に熱容� ��体に蓄え、その後時間をかけて放熱するこ� ��が合理的である。ここで、熱容量体が電機� ��コイル17のみであるとし、当該電機子コイ� �17を構成する銅1[cm ³ ]当たりの抵抗損ジュール熱と熱容量による� �熱温度上昇を考える。

 銅の抵抗rは2.1×10 ^-6 [ω]であり、銅に流れる電流密度をI[A/mm ² ]、当該電流の流れる時間をt[秒]とすると銅� �発熱量は、I ² rt[J]となる。更に銅の比熱0.38、銅の密度8.93� �銅の断熱温度上昇をθ[℃]とすると、I ² rt=0.38×8.93×θが成立する。従って、60秒間に� �ける銅の断熱温度上昇θはθ=I ² ×2.1×10 ^-6 ×60/0.38×8.93となる。

 図35は、電流密度と断熱温度上昇との関係� �示す図である。例えば、電機子コイル17に12[ A/mm ² ]の電流を60秒間流した場合、温度上昇は56[℃ ]程度で済み、12[A/mm ² ]に対応するジュール熱全てを放熱させる必� �はなく、時間をかけて下げればよい。連続� �に加わる負荷電流は、電流密度が3乃至7[A/mm ² ]の範囲で放熱能力に応じて定めることがで� �る。なお、多相定電流モータ3が大型の場合� ��電機子コイル17の断面積は大きくなるが、� �の場合、巻き作業が容易となるように、細� �銅線を複数束ねることによって必要な断面� �を得ることが適切である。

 なお、別途、冷却機構を用いる場合、自然� ��冷、風冷、水冷、油冷等の方式が採用可能� ��あるが、多相定電流モータ3では風冷が適切 である。冷却機構として冷却フィンを用いる 場合、放熱量W[W]は、熱伝導率[W/(m ² ℃)]をu、フィンの冷却面の全面積[m ² ]をs´、フィンと冷却風の温度差[℃]をtとす� �と、W=u・s´・tとなる。なお熱伝導率は冷却� ��の速度が1乃至3[m/s]の場合には20乃至50程度� �ある。また、厳密には、発熱源である電機� �コイル17からフィンまでの熱伝導の温度差を 考慮する必要がある。

 次に、多相定電流モータ3の特性について 説明する。トルク、出力、起電力(供給電圧)� ��効率は数%の誤差を許容すれば容易に算出可 能である。具体的には、トルク[N・m]をτ、起 電力[V]をEa、空隙磁束密度をB[T]、入力電流を I[A]、電機子コイル17の巻き回数をN、相数をz� ��極数をP、回転子の幅をl[m]、回転子の半径� �R[m]、回転速度をn[rpm/60]、補正係数Kのうち、 磁束分布の補正係数をK1、磁極幅の補正係数� ��K2、後述する電流立ち上がりの補正係数をK3 、電機子コイル17の抵抗をr[ω]、供給電圧をV[ V]、出力電力をW[W]、効率をηとする。

 この場合、トルクτ=B・IN・z・P・l・K・R� �なる。ここで、INは1つの溝10に対応するアン ペアターン、z・Pは溝10の総数であり、多相� �電流モータ3の設計では、最初の段階で電機� ��コイル17全周のトルクアンペアターンであ� �INzPの設定が行われることになる。また、起� ��力Ea=B・2πnR・l・N・z・P・Kとなる。ここで� �2πnRは回転子の周速v[m/s]であり、溝10の総数� ��電機子コイル17の巻き回数Nを乗じた値を設� ��において1として扱うと、起電力Ea=B・v・l・ Kとなる。フレミングの右手の法則を表す。� �には、出力電力W=2πnτ=Ea・I、供給電圧V=Ea+Ir+ 半導体静的電圧効果、効率η=Ea/Vとなる。

 図36は、電機子コイル17の構成を示す。図 36の上段は該回転子鉄心6を特定位置に停止さ せ、磁極配列を特定位置に止めて直線状に展 開して示したものである。点線で表示した溝 10は、上述したように1磁極あたり4個あり、� �極の回転方向の順にa、b、c、dの符号が付け� ��れている。電機子コイル17は、4相のそれぞ� ��に対応するA相、B相コイル、C相コイル及びD 相コイルである。A相コイルは、1つの磁極側� ��溝aと隣の磁極側の溝aとの間で巻かれてお� �、一対の磁極に対してA相コイルの1つが対応 している。本実施形態では4対(8極)であるた� �、1周に4つのA相コイルが同じ方向に巻かれ� �これが全て直列あるいは並列に接続されて� �部に1対の入出力端として取り出される。B相 、C相、D相のコイルについてもA相コイルと同 様である。

 再び、図4及び図5に戻って説明する。遮� �板11及びフォトセンサ12は、回転子鉄心6と磁 石9からなる回転子の角度位置検知を行うも� �である。遮光板11は、回転子を構成する磁石 9の極性に合わせて外縁部がカットされてい� �。フォトセンサ12は、遮光板11のカット部分� ��は光が貫通してオン信号を検出することが� ��きるようになっており、これが後述する角� ��位置信号となる。なお、上述した角度位置� ��、フォトセンサ12の代わりに磁石9の極性に� ��わせて磁化した磁極板、あるいは、該回転� ��の磁極そのものとの組み合わせによる磁気� ��機構によっても検知可能であることは周知� ��ある。

 図37(a)は、図3における多相定電流インバ� ��タ2の4相構成を示す図である。図37(a)におい て、端子18-1(X)により、後述する直流定電流� �源装置1からの直流定電流が流入し、端子18-2 (Y)より流出する。半導体スイッチ19は、自己� ��ーンオフ能力を有するスイッチング素子で� ��る。電機子コイル17は、図3における多相定� ��流モータ3の電機子コイル17に対応し、A、B� �C、Dの4相で構成される。

 インバータユニットとしてのインバータ� ��ニット20乃至23は、A相乃至D相に対応するも� ��である。A相のインバータユニット20は、4つ の半導体スイッチ19(Ta、Ta、Ta´、Ta´)からな� �、1相分の電機子コイル17が接続されている� �半導体スイッチ19-1(Ta)は、入力端とA相電機� �コイル17の一端との間に接続され、半導体ス イッチ19-2(Ta)は、A相電機子コイル17の他端と� ��力端との間に接続される。一方、半導体ス� ��ッチ19-3(Ta´)は、入力端とA相電機子コイル17 の他端との間に接続され、半導体スイッチ19- 4(Ta´)は、A相電機子コイル17の一端と出力端� �の間に接続される。

 B相のインバータユニット21、C相のインバ ータユニット22及びD相のインバータユニット 23も同様の構成である。多相定電流インバー� ��2は、インバータユニットを相数分だけ直列 接続して構成される。本実施形態では4相構� �のため、多相定電流インバータ2は、4つのイ ンバータユニット20乃至23を直列接続して構� �される。

 インバータユニット20乃至23の動作を、A� �のインバータユニット20を例に説明する。A� �の単相ブリッジを構成する4つの半導体スイ� ��チ19(Ta、Ta、Ta´、Ta´)は、2つの半導体スイ� �チ19-1及び19-2(Ta)のオンと2つの半導体スイッ� ��19-3及び19-4(Ta´)のオンとを交互に行う。電� �子コイル17のA相電機子コイル17は、半導体ス イッチ19-1及び19-2(Ta)がオンの場合には、図37( a)におけるa→a´の方向に電流が流れ、2つの� �導体スイッチ19-3及び19-4(Ta´)がオンの場合に は、a´→aの方向に逆向きに電流が流れる。� �のため、端子Xから流入する直流定電流は、� ��幅が等しい矩形波交流電流となって、A相電 機子コイル17を流れる。

 この場合、インバータユニット20の出口� �の合流点(図37(a)のX´)における電流は、端子X から流入する電流と全く同じ直流定電流であ り、この直流定電流が後段のインバータユニ ット21の入力電流となる。インバータユニッ� ��21においても、インバータユニット20と同様 の動作が行われ、更に後段のインバータユニ ット22及び23においても、インバータユニッ� �20と同様の動作が行われる。

 図37(b)におけるインバータ制御装置24は、 上述した4相分のインバータユニット20乃至23� ��制御するためのものである。図37(b)におい� �、角度位置信号25(Sa、Sb、Sc、Sd)は、上述し� �多相定電モータ3の回転子鉄心6の角度位置に 対応してフォトセンサ12から送られる。イン� ��ータ制御装置24は、この角度位置信号25に応 じて、インバータユニット20乃至23内の各半� �体スイッチ19を駆動させるためのドライブ信 号26を出力する。制動指令信号27(So)は、多相� ��電流モータ3の制動時に発生するものであり 、インバータ制御装置24は、この制動指令信� ��27がハイレベルの場合(制動指令ありの場合) 、ドライブ信号26の位相を電気角180°反転さ� �る。

 図38は、角度位置信号25、ドライブ信号26� ��制動指令信号27の対応関係を示す図である� �角度位置検出信号Sa乃至Sdは、ハイレベル(H)� ��ローレベル(0)とを回転子が電気角180°に対� �する角度(幾何学角45°)回転する時間ずつ交� �に繰り返すものである。また、角度位置検� �信号Sa乃至Sdにおけるハイレベルとローレベ� ��との切換タイミングは、回転子が電気角45° に対応する角度(幾何学角12.25°)回転する時間 ずつずれている。

 制動指令信号がない(ローレベル)の場合� �インバータユニット20内の2つの半導体スイ� �チ19-1及び19-2(Ta)を駆動させるためのドライ� �信号26は、角度位置検出信号Saがハイレベル� ��時に同様にハイレベルとなり、角度位置検� ��信号Saがローレベルの時に同様にローレベ� �となる。また、インバータユニット20内の2� �の半導体スイッチ19-3及び19-4(Ta´)を駆動させ るためのドライブ信号26は、角度位置検出信� ��Saがハイレベルの時に反対にローレベルと� �り、角度位置検出信号Saがローレベルの時に 反対にハイレベルとなる。他のインバータユ ニット21乃至23内の半導体スイッチ19(Tb、Tb´Tc 、Tc´、Td、Td´)を駆動させるためのドライブ� ��号も同様である。

 一方、制動指令信号がある(ハイレベル)� �場合、インバータユニット20内の2つの半導� �スイッチ19-1及び19-2(Ta)を駆動させるための� �ライブ信号26は、角度位置検出信号Saがハイ� ��ベルの時に反対にローレベルとなり、角度� ��置検出信号Saがローレベルの時に反対にハ� �レベルとなる。また、インバータユニット20 内の2つの半導体スイッチ19-3及び19-4(Ta´)を駆 動させるためのドライブ信号26は、角度位置� ��出信号Saがハイレベルの時に同様にハイレ� �ルとなり、角度位置検出信号Saがローレベル の時に同様にローレベルとなる。他のインバ ータユニット21乃至23内の半導体スイッチ19(Tb 、Tb´Tc、Tc´、Td、Td´)を駆動させるためのド� ��イブ信号も同様である。

 より具体的には、インバータ制御装置24� �、インバータユニット20内の2つの半導体ス� �ッチ19-1及び19-2(Ta)と2つの半導体スイッチ19-3 及び19-4(Ta´)においては、駆動期間中に半導� �スイッチ19-1及び19-2(Ta)と半導体スイッチ19-3� ��び19-4(Ta´)の少なくともいずれかがオンとな るように制御を行う。

 図39は、コンデンサを付加したインバー� �ユニット20の構成を示す図である。図39に示� ��A相のインバータユニット20は、図37に示すA� ��のインバータユニット20に接続されている� �機子コイル17に、当該電機子コイル17におけ� ��コイル電流の切り換わりを適切な時間で行� ��せるための転流コンデンサであるコンデン� ��70を並列に接続した構成となっている。な� �、B相のインバータユニット21、C相のインバ� ��タユニット22及びD相のインバータユニット2 3も同様の構成とすることができる。

 図40は、コンデンサ70の電流ic及び電機子� ��イル17の電流iLの時間遷移を示す図である。 なお、付加起電力は0とする。当初、半導体� �イッチ19-1及び19-2がオン状態、半導体スイッ チ19-3及び19-4がオフ状態であり、流入電流Iが 半導体スイッチ19-1、電機子コイル17、半導体 スイッチ19-2の経路で流れている。その後、� �刻t=0で半導体スイッチ19-1及び19-2がオフ、半 導体スイッチ19-3及び19-4がオンに切り替わっ� ��とする。この場合、流入電流Iが半導体スイ ッチ19-3、半導体スイッチ19-4を流れるが、コ� ��デンサ70における電流icは、図40(a)に示すよ� ��に、この流入電流Iと電機子コイル17からの� ��流Iとが重畳された2Iとなり、その後0まで減 少する。一方、電機子コイル17における電流i Lは、図40(b)に示すように、Iとなり、その後� �コンデンサ70における電流icが0となったと同 時に-Iとなる。半導体スイッチ19-1及び19-2の� �ン、オフの切り替えと、半導体スイッチ19-3� ��び19-4のオン、オフの切り替えは、所定時間 Tの周期で、時間T´をかけて繰り返され、そ� �結果、流入電流Iは矩形波交流電流となる。� ��の矩形波交流電流の周波数(基本周波数)fは� ��相定電流モータ3の回転速度をv[rpm]、極数を Pとした場合、f=v/60・P/2[Hz]となる。例えば、� ��転速度v=12000[rpm]、極数P=8の場合、基本周波� ��f=800[Hz]となる。

 転流時の立ち上がりに対応する立ち上が� ��周波数foは、電機子コイル17のインダクタン スをL[H]、コンデンサ70のキャパシタンスをC[F ]とすると、fo=1/(2π√(LC))[Hz]で表され、転流� �に電機子コイル17を流れる電流iはi=(√2)・I� �sin(2πfot)となる。従って、電機子コイル17の� ��端に生じる電圧eはe=L・di/dt=Ld((√2)・I・sin(2 πfot))/dt=(√2)・I・2πfo・L・cos(2πfot)となり、� ��電圧のピーク値は、(√2)・I・2πfo・Lとなる 。但し、立ち上がり周波数foが基本周波数fよ りも小さくなると、矩形波交流電流の形状を 維持することができなくなるため、共振周波 数foが基本周波数fの10倍程度となるように、� ��ンデンサ70のキャパシタンスCが設定される� ��とが望ましい。

 例えば、電機子コイル17のインダクタンス� �L=40.8[μH]、流入電流I=150[A]、基本周波数f=800[H z]、立ち上がり周波数fo=8000[Hz]の場合、過電� �のピーク値は、(√2)・I・2πfo・L=(√2)×150×2� �×8000×40.8×10 ^-6 =435[V]となり、付加起電力に加算される形で� �れる。

 理想化された矩形波交流電流に対して、� ��入電流Iの立ち上がりが緩やかになると、多 相定電流モータ3の回転力及び起電力が低減� �る。この低減率(電流立ち上がり補正係数)K3� ��、大略K3=(T-T´)/Tで表される。多相定電流モ� ��タ3の回転速度が増加すると、時間T´が一定 のまま時間Tが小さくなり、電流立ち上がり� �正係数K3が低減する。高速回転をする多相定 電流モータ3の場合は、この考慮が必要であ� �。また、相数zを増加させることにより、1相 分の電機子コイル17のリアクタンスは相数の� ��乗に逆比例して低減される。相数zが増加す ると、これに伴ってインバータユニットの数 も増加するが、1相分の電機子コイル17のリア クタンスを低減し、電流立ち上がり補正係数 K3を低減させないで済む。高速回転をする多� ��定電流モータ3の場合は、この点が重要であ る。

 図41は、制動指令信号なしの状態での回� �子の回転角と電機子コイル17の電流方向、回 転力の発生について説明するための図である 。図41において、回転子表面の磁石9と遮光板 11とは、一体となって右回りに回転するもの� ��する。フォトセンサ12は、A相、B相、C相、D� ��それぞれの検知用として、それぞれPa、Pb、 Pc、Pdがあり、遮光板11の切り込みの部分では 、光信号が貫通して角度位置信号Sa、Sb、Sc、 Sdが生じる。図11におけるa、a´は、図37(a)に� �けるa、a´と対応しており、2つの半導体スイ ッチ19(Ta)がオンの場合に電機子コイル17にお� ��て電流がa→a´方向に流れ、2つの半導体ス� �ッチ19(Ta´)がオンの場合に電機子コイル17に� ��いて電流がa´→a方向に流れる。B、C、D相に ついても同様である。

 図41における回転子の角度位置は、図38に おける制動指令なしの場合の基準角度位置に 対応しており、全ての溝10内の電機子コイル1 7を流れる電流が最大密度の磁束と鎖交して� �果的な回転力を生じる。更に、回転子が図41 の位置から溝10の1つ分のピッチ(電気角45°、� ��何学角12.25°)だけ回転すると、電機子コイ� �17のA相のコイルに鎖交する磁束の極性が反� �するが、これと同時にフォトセンサ19(Pa)が� �光され、角度位置信号Saがオフとなり、図37( a)におけるA相インバータユニット20の2つの半 導体スイッチ19(Ta´)がオンに切り換わる。こ� ��により、A相電機子コイル17の電流が反転し� ��、全ての溝10内の電機子コイル17を流れる電 流は効果的な回転力の発生を継続する。以後 も同様であり、回転子が電気角45°に対応す� �角度(幾何学角12.25°)だけ回転する毎に、電� �子コイル17の各相のコイル電流が順次反転し 、8回の反転で一巡する。そして、回転子の� �の角度位置においても、溝10内の全ての電機 子コイル17の電流が回転力の発生に効果的に� ��与することになる。

 一方、図42は、制動指令信号ありの状態� �の回転子の角度位置信号と電機子コイル17の 電流方向を示したものであり、図41と比較す� ��と、同じ磁界方向に対して電流方向は全て� ��対であり、効果的な制動力を生じる。

 上述した制動制御が行われる場合の電気� ��ネルギーの授受について説明する。図43は� �図37(a)における多相定電流インバータ2の端� �(X)と端子(Y)との間の起電力を説明するため� �図である。図37(a)の多相定電流インバータ2� �4相構成であるが、ここでは説明を単純にす� ��ために、図43(a)に示すA相のインバータユニ� ��ト20における電気エネルギーの授受を説明� �る。多相定電流モータ3内の回転子の回転に� ��り、磁石9からの磁束が電機子コイル17を横� ��ることで、当該電機子コイル17に起電力が� �じる。多相定電流モータ3の空隙14における� �束密度分布は矩形波状であるため、電機子� �イル17に生じる起電力edは、図43(b)のように� �形波交流電圧となる。

 図43(c)は、電機子コイル17に生じる起電力 edの波形の「正」のタイミングで図43(a)のA相� ��インバータユニット20における半導体スイ� �チTaがオン、起電力edの波形の「負」のタイ� ��ングで半導体スイッチTa´がオンとなる場合 のX点-X´点間の起電力波形である。このX点-X� �点間の電圧は平均値edの正の値を有する。直 流定電流電源装置1からX点に直流定電流Iが流 れ込めば、A相電機子コイル17には、電源側か らedxIの電力が供給され、回転子には、この� �に対応した回転エネルギーが生じる。なお� �電機子コイル17の抵抗による電力損、回転子 の機械的損失は無視するものとする。

 図43(d)は、電機子コイル17に生じる起電力 edの波形に対する図43(a)のA相のインバータユ� ��ット20における半導体スイッチTa、Ta´の切� �動作が図43(c)の場合より電気角180°だけ遅れ� ��場合のX点-X´点間の起電力波形である。こ� �X点-X´点間の電圧は、平均値が-edの負の値を もつ。従って、電源側からX点に直流定電流I� ��流れ込めば、A相電機子コイル17には電源側� ��ら-edxIの電力が供給される。これは、A相電� ��子コイル17から電源側にedxIの電力を送り返� ��ことを意味し、回転子には制動力が加わり� ��制動で回収したエネルギーは直流定電流電� ��装置1に回収される。

 B相のインバータユニット21、C相のインバ ータユニット22及びD相のインバータユニット 23についても基本的には同じであり、全て重� ��されて作用する。

 このように、本発明による車両100内のモ� ��タ駆動システムは、多相定電流インバータ2 に一定方向の一定電流(直流定電流)を流すこ� ��により、多相定電流モータ3内の回転子の回 転力は、多相定電流インバータ2の位相制御� �みによって駆動時及び制動時の制御がなさ� �、更には負荷起電力が正と負の領域で変化� �ることにより、電力の供給、回生が速度に� �わりなく自動的に行われる。

 図44(a)は、直流定電流電源装置1の回路構� ��を示す図である。直流定電流電源装置1は、 単に出力電流が一定に制御された電源装置と は異なり、負荷側の起電力の正負、大小に関 係なく一定方向の一定電流(直流定電流)を出� ��するように制御され、且つ、負荷側である� ��相定電流モータ3から回生される電力を受け 入れる機能を有することに特徴がある。

 直流定電流電源装置1は、非対称制御のPWM (パルス幅制御)ブリッジ(以下、「非対称PWMブ リッジ」と称する)を中心に構成されている� �この非対称PWMブリッジにおける半導体スイ� �チ31は、IGBT、サイリスタ、パワートランジ� �タ等が任意に選択可能である。また、非対� �PWMブリッジにおける所謂交流端子にあたる� �分には、直流電源29が接続され、非対称PWMブ リッジの所謂直流端子にあたる部分には、多 相定電流インバータ2の端子X及び端子Y(図37(a) 参照)が接続される。

 図44(a)の直流定電流電源装置1において、� ��対称PWMブリッジを構成する半導体スイッチ3 1(S1、S2、S3、S4)は、所定の搬送周波数信号に� ��じてオンオフ動作し、オン期間が制御可能� ��ある。2つの半導体スイッチ31(S1、S4)の対と� ��2つの半導体スイッチ31(S2、S3)の対は、通常� ��ブリッジにおけるように対称的に動作する� ��ではなく、負荷起電力の正あるいは負に対� ��してそれぞれが一体で非対称に動作するよ� ��にしてある。具体的には、半導体スイッチ3 1(S1、S4)の対が動作すると端子X、Yの両端に正 の平均値の電圧が出力され、その値は、半導 体スイッチ31(S1、S4)のオン期間の長さで制御� ��れる。また、半導体スイッチ31(S2、S3)の対� �動作すると、端子X、Yの両端に負の平均値の 電圧が出力され、その値は、半導体スイッチ 31(S2、S3)のオン期間の長さで制御される。

 半導体スイッチ31(S5)は、非対称PWMブリッ� ��の出力側に並列に接続され、リアクトル30� �後段の多相定電流インバータ2を通じた循環� ��路を構成する、この半導体スイッチ31(S5)は� ��半導体スイッチ31(S1、S4)の対のオフ期間、� �び、半導体スイッチ31(S2、S3)の対のオフ期間 にオンとなるように動作する。これにより、 半導体スイッチ31(S1、S4)の対のオフ期間、及� ��、半導体スイッチ31(S2、S3)の対のオフ期間� �おいても、多相定電流インバータ2に対して� ��流定電流を断続させることなく供給する。

 図44(b)は、直流定電流制御装置1内に構成� ��れる定電流電源制御装置35であり、上述し� �半導体スイッチ31(S1、S2、S3、S4、S5)を制御す るためのものである。この定電流電源制御装 置35は、出力電流、負荷起電力等の制御情報� ��受けて、直流定電流電源装置1の出力電流が 電流設定指令信号34によって指令された定電� ��値になるように、半導体スイッチ31(S1乃至S5 )を駆動させるためのドライブ信号32を出力す る。

 図45は、負荷起電力が正で大小、負で大� �の4条件における半導体スイッチ19(S1乃至S5)� �動作とその動作時の出力電圧を示す図であ� �。負荷起電力が正で大の場合には、半導体� �イッチ31(S1、S4)の対が選択され、オン期間が 長くなる。このため、端子X、Yの両端に正の� ��きな平均値の電圧が出力される。また、負� ��起電力が正で小の場合には、半導体スイッ� ��31(S1、S4)の対が選択され、オン期間が短く� �る。このため、端子X、Yの両端に正の小さな 平均値の電圧が出力される。一方、負荷起電 力が負で絶対値が大の場合には、半導体スイ ッチ31(S2、S3)の対が選択され、オン期間が長� ��なる。このため、端子X、Yの両端に負の絶� �値の大きな平均値の電圧が出力される。ま� �、負荷起電力が負で小の場合には、半導体� �イッチ31(S1、S4)の対が選択され、オン期間が 短くなる。このため、端子X、Yの両端に負の� ��対値の小さな平均値の電圧が出力される。

 図46は、多相定電流モータ3の起動加速、� ��速回転、回生制動及び停止の一連の動作に� ��応する直流定電流電源装置1の動作について 示したものである。図46(a)に示すように、多� ��定電流モータ3の動作が行われる場合、図46( b)に示すように、直流定電流電源装置1は、多 相定電流モータ3の駆動時と制動時には、定� �回転時よりも大きな定電流を多相定電流イ� �バータ2に供給する必要がある。

 多相定電流インバータ2の端子Xから見た� �荷起電力は、駆動状態では正、制動状態で� �負であり、その大きさは多相定電流モータ3� ��回転子の回転速度にほぼ比例する。直流定� ��流電源装置1は、図46(c)の点線に示すように� ��正負の負荷起電力に負荷回路の抵抗分によ� ��電圧降下(抵抗ドロップ)分を加算した電圧� �出力することで、多相定電流インバータ2に� ��流定電流を供給することができる。これに� ��り、多相定電流モータ3の制動時には、停止 まで回生制動が可能となり、機械ブレーキを 使用する必要がない。

 負荷側の多相定電流モータ3が制動状態で は負荷起電力は負である。この場合、直流定 電流電源装置1は半導体スイッチ31(S2、S3)の対 が動作して出力電圧は負になり、負荷側から の回生電流が直流電源29の正端子へ流れ込む� ��この現象はあたかもバッテリーの充電と同� ��の態様となっている。直流電源29は充電機� �を有しており、回生電力を充電する。一方� �直流電源29が燃料電池等であり充電機能を有 しない場合には、エネルギー回収のために、 直流電源29に並列にウルトラキャパシタを接� ��しておく必要がある。更には、直流電源29� �リチウムイオン電池のように充電機能を有� �ていても、回生電力が数十秒単位の急峻な� �動となる際には適切に充電を行うことがで� �ない場合にも、直流電源29に並列にウルトラ キャパシタを接続することが望ましい。

 なお、直流定電流電源装置1の構成には、 図44以外にも様々なものが考えられる。図47(a )は、直流定電流電源装置1の回路構成の他の� ��施例である。図47(a)に示す直流定電流電源� �置1は、ウルトラキャパシタ84、リアクトル40 、充放電切換器46及び定電流チョッパ47を有� �る。これらのうち、充放電切換器46は、4つ� �半導体スイッチ41(S11、S12、S13、S14)によって� ��成される。また、定電流チョッパ47は、2つ� ��半導体スイッチ41(S15及びS16)によって構成さ れる。半導体スイッチ41(S11乃至S14)は、図44(a) における半導体スイッチ31(S1乃至S4)と同じ働� ��をし、半導体スイッチ41(S16)は、図44(a)にお� ��る半導体スイッチ31(S5)と同じ働きをする。� ��方、図47(b)は、直流定電流制御装置1内に構� ��される定電流電源制御装置45であり、ドラ� �ブ信号42により、上述した半導体スイッチ31( S1乃至S6)を制御する。

 充放電切換器46は、定電流電源制御装置45 からのドライブ信号42を受けて、2つの半導体 スイッチ41(S1、S4)の対と、2つの半導体スイッ チ41(S2、S3)の対のいずれかをオンとすること� ��よって、ウルトラキャパシタ84の極性切換� �行う。

 定電流チョッパ47内の半導体スイッチ41(S1 5)は、定電流電源制御装置45からのドライブ� �号42を受けて、高速でオン、オフ切換を行う 。オンとなる期間の長さが制御されることに より、所定の直流定電流が出力される。

 定電流チョッパ47内の半導体スイッチ41(S1 6)は、定電流電源制御装置45からのドライブ� �号42を受けて、半導体スイッチ41(S15)のオフ� �間中にオンとなって、リアクトル40、後段の 多相定電流インバータ2を通じた循環回路を� �成する。

 次に、充電システム200について説明する� ��図48は、充電システム200の構成を示す図で� �る。図48に示す充電システム200は、充電用直 流電源装置としての直流電源装置101と、電極 としての所定長のき電レール102と、鉄軌道90� ��接続された電極103と、電圧検知手段として� ��電圧検知器104と、電流制御手段としての電� ��制御器105と、充電用直流電源装置としての� ��ルトラキャパシタ107と、スイッチ110及び111� ��により構成される。

 この充電システム200は、車両100が停留所� ��停車したときに、当該車両100内のウルトラ� ��ャパシタ84を充電する。図49は、車両100及び 充電システム200の充電時の状態を示す図であ る。なお、初期状態では、充電システム200内 のスイッチ110及び111はオフ状態である。

 車両100が停留所に停車すると、充電シス� ��ム200内の起電レール102と車両100内の接触子8 8とが接触する。ここで、き電レール102は、� �央が停留所において定められた車両100の停� �位置に当該車両200が停車した場合に接触子88 と接触するような位置に設置され、停車位置 がずれる場合を考慮して前後に所定の長さで 延在する。また、起電レール102は、接触子88� ��適切な接触圧で接触するように設置されて� ��る。

 電圧検知器104は、一端がき電レール102と� ��続され、他端が電極103と接続されており、� ��れらき電レール102と電極103との電位差を検� ��する。ここで、車両100が停留所に到着した� ��合、き電レール102は接触子88に接触し、更� �接触子88はウルトラキャパシタ84の一端と接� ��されている。また、電極103は鉄軌道90を介� �て鉄車輪89と電気的に接続され、更に鉄車輪 89はウルトラキャパシタ84の他端と接続され� �いる。従って、電圧検知器104は、き電レー� �102と電極103との電位差を検知することによ� �て、ウルトラキャパシタ84の電圧を検知する ことになる。

 更に、電圧検知器104は、検知したウルト� ��キャパシタ84の電圧に応じて、スイッチ110� �び111を制御する。具体的には、電圧検知器10 4は、検知したウルトラキャパシタ84の電圧と 、最大の電荷が蓄積されている場合における ウルトラキャパシタ84の電圧(最大充電電圧)� �を比較する。そして、電圧検知器104は、検� �したウルトラキャパシタ84の電圧が最大電圧 を下回る場合には、スイッチ110及び111にオン 状態になるように指示する。スイッチ110及び 111は、この指示に応じて初期のオフ状態から オン状態になる。

 充電システム200内の直流電源装置101は、� ��流機能を有し、商用電力等の三相交流の電� ��を入力し、直流電流を出力する。停留所に� ��両100が停車すると、上述したように、充電� ��ステム200内のスイッチ110及び111がオン状態� ��なり、更に、充電システム200内のき電レー� ��102と車両100内の接触子88とが接触する。ま� �、充電システム200内の電極103と車両100内の� �車輪89とが鉄軌道90を介して電気的に接続さ� ��ている。このため、直流電源装置101によっ� ��出力される直流電流は、車両100内のウルト� ��キャパシタ84へ供給されることになる。こ� �により、車両100が停留所に停車したときに� �当該車両100内のウルトラキャパシタ84に電荷 が蓄積される、すなわち、ウルトラキャパシ タ84が充電される。

 その後、電圧検知器104は、ウルトラキャ� ��シタ84の電圧の検知を継続する。そして、� �圧検知器104は、検知したウルトラキャパシ� �84の電圧に応じて、電流制御器105、スイッチ 110及び111に対して、ウルトラキャパシタ84へ� ��給する直流電流(充電電流)の制御を指示す� �。具体的には、電圧検知器104は、検知した� �ルトラキャパシタ84の電圧と、当該ウルトラ キャパシタ84の最大充電電圧とを比較する。� ��して、電圧検知器104は、検知したウルトラ� ��ャパシタ84の電圧が最大充電電圧を下回る� �合には、電流制御器105に対して、充電電流� �所定値、具体的には、予め定められている� �両100の停車時間内に、ウルトラキャパシタ84 の充電を完了させるために必要な充電電流に 維持するように指示する。また、電圧検知器 104は、検知したウルトラキャパシタ84の電圧� ��最大充電電圧である場合、換言すれば、ウ� ��トラキャパシタ84の充電が完了した場合に� �、スイッチ110及び111に対して、充電電流を� �断する、換言すれば、オフ状態になるよう� �指示する。

 電流制御器105は、電圧検知器104によって� ��電電流を所定値に維持するように指示され� ��場合には、その指示に従い、直流電源装置1 01からの充電電流を所定値に維持する制御を� ��う。スイッチ110及び111は、電圧検知器104に� ��ってオフ状態となるように指示された場合� ��は、その指示に従い、オフ状態にし、直流� ��源装置101からの充電電流を遮断する制御を� ��う。このような制御によって、ウルトラキ� ��パシタ84に最大の電荷が蓄積されていない� �合には、充電電流が当該ウルトラキャパシ� �84へ供給されて充電が行われ、ウルトラキャ パシタ84に最大の電荷が蓄積された場合には� ��充電電流が当該ウルトラキャパシタ84へ供� �されずに、充電が完了する。

 ウルトラキャパシタ107は、直流電源装置1 01の出力側に接続されており、充電電流が大� ��い場合に、直流電源装置101側の擾乱を防止� ��るために設けられる。なお、このウルトラ� ��ャパシタ107は、必要に応じて設けられるも� ��であり、直流電源装置101側の擾乱が生じな� ��場合には、必要ではない。

 このように、本実施形態の車両運行シス� ��ムでは、車両100内の電圧制御装置82は、多� �定電流モータ3の起電力に応じて出力電圧の� ��性及び大きさを制御することにより、多相� ��電流インバータ2に対して一定の方向及び一 定の大きさの直流定電流を供給しつつ、多相 定電流モータ3の駆動時には放電を行い、制� �時には回生電力による充電を多相定電流モ� �タ3の停止時まで、換言すれば、多相定電流� ��ータ3の起電力がゼロになるまで行うことが でき、エネルギー効率を向上させ、環境負荷 の軽減を図ることが可能となる。また、多相 定電流モータ3は、従来のモータよりも小型� �が可能であり、車両100に用いることにより� �当該車両100を簡易に低床化することができ� �。

 また、充電システム200は、直流電源装置1 01が、起電レール102及び車両100内の接触子88� �介して、更には、電極103、鉄軌道90及び車両 100内の鉄車輪89を介して、車両100内のウルト� ��キャパシタ84に接続し、当該ウルトラキャ� �シタ84に直流電流を供給して充電することが でき、車両100が停留所に停車中において、ウ ルトラキャパシタ84の簡易な充電が可能とな� ��。

 そして、これら車両100と充電システム200� ��よって、車両100内のウルトラキャパシタ84� �頻繁に充電する必要がなく、且つ、その充� �を簡易に行うことができ、架線を必要とし� �い車両100の実用的な車両運行システムを構� �することが可能となる。更には、架線を必� �としないことにより、コストの削減、経路� �容易な追加及び変更が可能となるとともに� �経路上の空間の利用が妨げられたり、美観� �損ねられることもない。

 なお、上述した実施形態では、充電シス� ��ム200内の電極103を鉄軌道90に接続したが、� �両100内のウルトラキャパシタ84の一方の端子 に接触子を接続させ、当該接触子と電極103と が接触して、キャパシタ84の充電が行われる� ��うな構成でもよい。

 また、上述した実施形態では、路面電車� ��車両100の運行システムについて説明したが� ��一般の鉄道車両や乗り合いバス等、複数の� ��降場を経由する所定経路を運行される車両� ��運行システムにおいても、同様に本発明を� ��用することができる。