技术领域

本发明涉及无线射频通信电路技术领域，特别 是针对需要高速发 射， 要求高能量效率的射频通信电路领域。 背景技术

随着无线通信技术的快速发展， 对低功耗高速射频发射装置的需 求也日益增加。比如在无线胶囊内窥镜和神经 记录等需要传输高数据 速率的应用场合。

由于频移键控调制的恒包络特性，使得可以在 发射机中采用高效 率的非线性功率放大器，因此这种调制方式在 要求低功耗发射的场合 得到了广泛的应用。

目前可用于频移键控的发射机主要有基于混频 器结构和基于锁 相环结构。基于混频器结构的发射机灵活性高 ， 可用于不同种类的调 制， 但是这种结构需要高功耗的数模转换器以及混 频器， 因此不适合 低功耗应用。

对于基于锁相环结构的发射机， 目前大致有四种实现方式。一种 是将调制信号加到分频器上， 这种方法简单而且准确度高， 但是对于 调制信号来说， 锁相环呈现低通滤波特性， 因此发射的数据速率受限 于锁相环的环路带宽。第二种方式是闭环压控 振荡器调制， 这种方法 将调制数据直接加到被锁定的压控振荡器上， 这种情况下， 锁相环对 于调制信号呈现高通滤波特性， 因此调制信号的低频成分会被破坏。 第三种方式是将调制信号同时加到分频器和压 控振荡器上，这种调制 发射方式又被称为两点调制，这种调制方式结 合了前面两种方式的优 点， 理想情况下， 如果高通路径和低通路径完全匹配， 那么发射信号 数据速率将不受锁相环环路带宽的限制。但是 对于两条信号路径增益 和带宽匹配的要求使得系统的设计复杂度和功 耗增加。第四种方式是 开环压控振荡器调制，这种调制方式首先通过 锁相环将压控振荡器锁 定在某个发射载频上， 然后断开锁相环， 将调制信号直接加到压控振 荡器上， 这样发射数据速率将摆脱锁相环环路带宽的限 制。但是由于 在发射过程中， 锁相环处于开环状态， 压控振荡器的振荡频率容易出 现频率漂移现象， 频率漂移一般是由泄露电流， 外部干扰和环境温度 变化引起。 发明内容

(一） 要解决的技术问题

本发明的主要目的在于提供一种高速低功耗的 无线射频发射装 置， 使得既能够发射高数据速率信号， 又能够保持载波稳定， 使其能 够适用于医疗电子等高数据速率的应用场合中 。

(二） 发明内容

本发明提供了一种无线射频发射装置， 其包括： 鉴频鉴相器、 电 荷泵、 环路滤波器和双胞压控振荡器；

其中，所述双胞压控振荡器包括结构相同的第 一压控振荡器和第 二压控振荡器， 其中， 当所述双胞压控振荡器处于接收模式时， 所述 第一压控振荡器和第二压控振荡器相互耦合， 形成正交压控振荡器， 所述正交压控振荡器与所述鉴频鉴相器、 电荷泵、环路滤波器构成锁 相环路， 产生接收信息用的正交载波； 当所述双胞压控振荡器处于发 射模式时， 所述第一压控振荡器与所述鉴频鉴相器、 电荷泵、 环路滤 波器构成锁相环路，所述第二压控振荡器用于 对发射数据进行频率调 制。

其中， 所述双胞压控振荡器还包括： 第一耦合支路和第二耦合支 路， 其中， 所述第一压控振荡器的输出端分别与所述第一 耦合支路和 第二耦合支路的输入端连接，所述第二压控振 荡器的输出端分别与所 述第一耦合支路和第二耦合支路的输入端连接 。

其中， 当所述第一耦合支路和第二耦合支路加电流后 ， 所述第一 压控振荡器和第二压控振荡器通过所述第一耦 合支路和第二耦合支 路进行耦合形成正交压控振荡器，所述双胞压 控振荡器切换至接收模 式；

当断开第一耦合支路和第二耦合支路的电流后 ，所述第一压控振 荡器和第二压控振荡器解耦合，所述双胞压控 振荡器切换至发射模式。 其中，所述第一压控振荡器和第二压控振荡器 的振荡频率受第一 频率控制信号的控制。

其中， 所述鉴频鉴相器、 电荷泵和环路滤波器根据所述双胞压控 振荡器的输出频率的反馈值调节所述第一频率 控制信号。

所述装置其还包括：

频率预置模块，其用于所述锁相环在跳频时对 所述双胞压控振荡 器频率进行预置。

其中，所述频率预置模块根据第一频率预置控 制字改变所述第一 频率控制信号。

其中，所述第一压控振荡器和第二压控振荡器 的振荡频率还受第 二频率预置控制字的控制。

其中，所述第一频率预置控制字和第二频率预 置控制字是根据所 述双胞压控振荡器所要跳变到的目标频率预先 设置的。

所述装置还包括： 数字处理器， 其在上电时对所述双胞压控振荡 器的输出频率进行采样，以得到所述双胞压控 振荡器的输出频率与所 述第一频率预置控制字和第二频率预置控制字 的对应关系。

(三） 有益效果

从上述技术方案可以看出， 本发明具有以下有益效果：

1、 本发明提供的射频发射装置， 所有电路可以用标准 CMOS工 艺单芯片集成， 系统结构简单， 满足实际应用的低成本要求， 发射机 以低的功耗实现高数据率通信， 解决了相关应用中的低功耗问题。

2、 本发明提供的射频发射装置， 由于在锁相环中采用了一种双 胞压控振荡器， 锁相环可以工作在两种不同的模式： 接收模式和发射 模式。在接收模式时， 双胞压控振荡器处于正交耦合模式， 可以为接 收机提供正交载波； 在发射模式时， 双胞压控振荡器解除耦合， 独立 振荡。 这样可以减小收发机整体硬件开销， 节省面积， 减低成本。

3、 本发明提供的射频发射装置， 在发射模式时， 双胞压控振荡 器解除耦合，独立振荡，其中一个压控振荡器 （iVCO)被锁相环锁定， 而另外一个压控振荡器 （qVCO) 不被锁定， 调制信号加到 qVCO上， 这样发射数据速率摆脱了锁相环环路带宽的限 制，同时可以保持发射 载频的稳定。

4、本发明提供的射频发射装置， 采用频率预置技术不仅可以大 大的缩短锁相环的锁定时间，而且可以减小输 出负载电容不匹配对压 控振荡器振荡频率的影响， 提高了频率的准确度。

5、 本发明提供的射频收发装置， 其可变增益功率放大器是由功 率驱动级和功率放大级构成。 其功率驱动级采用 AB类电路结构， 功 率放大级采用 B类互补推挽式结构，该结构在满足功放线性� �求的同 时， 降低了系统功耗。 功率驱动级输入采用电感匹配， 提高发射机增 益， 而且当无射频信号输入时， 只有功率驱动级消耗功耗， 降低发射 功耗， 提高发射效率。

6、 本发明提供的射频发射装置特别适合应用于需 要高速低功耗 发射应用的无线通信领域中。 附图说明

图 1为本发明提供的一种高速无线射频发射装置� �

图 2为本发明提供的频率预置模块 13的电路图；

图 3为本发明提供的双胞压控振荡器 14的电路图；

图 4是本发明提供的功率放大器 16的电路结构图。 具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚 明白， 以下结合具 体实施例， 并参照附图， 对本发明作进一步的详细说明。

图 1 示出了本发明提供的基于锁相环的高速无线射 频发射装置 的系统框图，该发射装置用于发射采用频移键 控调制的数字基带信号。 如图 1所示， 该射频发射装置包括： 鉴频鉴相器 10、 电荷泵 11、 环 路滤波器 12、 频率预置模块 13、 可重构双胞压控振荡器 14、 缓冲器 15、功率放大器 16、冗余模块 17、可编程分频器 18、双模分频器 19、 数字处理器 20和非易失性存储器 21。 其中， 所述鉴频鉴相器 10的第一输入端接收外部输入的参考信 号 f _ref ，第二输入端接收可编程分频器 18的输出信号 f _div ，第一输出端 UP和第二输出端 DN与电荷泵 11的输入端连接。所述鉴频鉴相器 10 用于对输入的参考信号 f _ref 和可编程分频器 18的输出信号 f _div 的频率 和相位进行比较，当参考信号 f _ref 的频率大于可编程分频器 18的输出 信号 f _div 的频率时， 鉴频鉴相器 10的第一输出端 UP产生正脉冲， 而 第二输出端 DN输出的信号为低电平。 当参考信号 f _ref 的频率小于可 编程分频器 18的输出信号 f _div 的频率时， 鉴频鉴相器 10的第二输出 端 DN产生正脉冲， 而第一输出端 UP输出的信号为低电平。 当参考 信号 f _ref 的频率等于可编程分频器 18的输出信号 ^^频率且相位差为 0时， 第一输出端 UP和和第二输出端 DN输出的信号都为低电平。

电荷泵 11的输入端与鉴频鉴相器 10的第一输出端 UP和第二输 出端 DN连接， 输出端与环路滤波器 12的输入端连接； 所述电荷泵 11受鉴频鉴相器 10输出信号的控制， 当鉴频鉴相器 10的第一输出 端 UP产生正脉冲时， 电荷泵 11进行充电操作， 其输出端产生充电 电流。 当鉴频鉴相器 10的第二输出端 DN产生正脉冲时， 电荷泵 11 进行放电操作， 其输出端产生放电电流。 当鉴频鉴相器 10的第一输 出端 UP和第二输出端 DN都为低电平时， 电荷泵 11既不充电也不放 电， 其输出电流为 0。

环路滤波器 12的输入端与电荷泵 11的输出端连接，输出端与频 率预置模块 13的输入端连接。 所述环路滤波器 12用于将电荷泵 11 的充放电电流转化成控制频率预置模块 13的控制电压 Va， 当电荷泵 11产生充电电流时， 环路滤波器 12输出端的控制电压 Va增加。 当 电荷泵 11产生放电电流时， 环路滤波器 12输出端的控制电压 Va减 小。 当电荷泵 11输出端既不产生充电电流也不产生放电电流� ��， 环 路滤波器 12输出端控制电压 Va保持恒定。 其中， 所述控制电压 Va 的变化直接影响所述双胞压控振荡器 14的输出频率的变化， 即在锁 相环路中， 所述 Va增加时， 导致所述控制电压 Vc减小， Va减小时， 所述 Vc增加。 频率预置模块 13的输入端与环路滤波器 12的输出端 Va和数字 处理器 20的第一输出端 C[5:0]连接， 用于接收环路滤波器 12输出的 模拟控制电压 Va和数字处理器 20输出的第一频率预置控制字 C[5:0]， 其输出端与可重构双胞压控振荡器 14的输入端连接， 其输出的控制 电压 Vc控制可重构双胞压控振荡器 14 的频率变化。 频率预置模块 13的输出端控制电压 Vc由模拟控制端 Va和数字控制端 C[5:0]共同决 定，也就是可重构双胞压控振荡器 14的输出频率由模拟控制端 Va和 第一预置数字控制字 C[5:0]共同决定。 发射机在上电时， 保持 Va 电 压一定的情况下， 对不同的第一频率预置控制字 C[5:0]取值采样得到 可重构双胞压控振荡器 14对应的输出频率由此得出 C[5:0]与可重构 双胞压控振荡器 14输出频率的对应关系， 当锁相环频率需要跳变到 目标频率时， 通过数字处理器计算出目标频率对应的 C[5:0]取值， 然 后直接加到频率预置模块 13上，从而将可重构双胞压控振荡器 14的 输出频率置为目标频率， 从而缩短锁相环锁定时间。

可重构双胞压控振荡器 14的输入端 Vc与频率预置模块 13输出 端、 数字处理器 20的第二输出端 P[2:0]、 外部电压 VB1和发射端口 TX-DATA连接， 输出端与缓冲器 15的输入端连接。 输入端 Vc用于控 制可重构双胞压控振荡器 14中变容管电容值变化， 从而控制其振荡 频率变化。 所述数字处理器 20的第二输出端输出的第二频率预置控 制字 P[2:0]用于控制可重构双胞压控振荡器 14中电容阵列变化， 从 而改变振荡器工作的频率。外部电压 VB1用于控制可重构双胞压控振 荡器 14的工作模式， 当 VB1为低电平时， 可重构双胞压控振荡器 14 工作在发射模式， 用于发射数字调制信号； 当 VB1为高电平时， 可重 构双胞压控振荡器 14工作在接收模式， 等效为一个正交振荡器， 输 出正交载波。输入端 TX-DATA用于在发射模式下将数字调制信号加到 可重构双胞压控振荡器 14上。

缓冲器 15包含两个缓冲器 150和 151， 第一缓冲器 150的输入 端与可重构双胞压控振荡器 14中 q振荡器的输出连接， 其输出与功 率放大器 16连接， 第二缓冲器 151的输入端与可重构双胞压控振荡 器 14中 i振荡器的输出连接,其输出与双模分频器 19连接。 缓冲器 15用于隔离可重构双胞压控振荡器 14与功率放大器 16和双模分频 器 19。

功率放大器 16的输入端与第一缓冲器 150的输出端连接， 输出 端与天线连接； 功率放大器 16用于放大从第一缓冲器 150输出的来 自于可重构双胞压控振荡器 14中 q振荡器的振荡信号并通过天线发 射；

冗余模块 17连接在第二缓冲器 151和双模分频器 19的中间，其 输入负载电容与功率放大器 16的输入负载电容相等， 这样使得缓冲 器 150与缓冲器 151看到的负载电容一致，进而使得可重构双胞 压控 振荡器 14中 i振荡器和 q振荡器看到的负载电容一致。

双模分频器 19的输入端与第二缓冲器 151输出端连接， 用于将 从第二缓冲器 151收到的可重构双胞压控振荡器 14中第一振荡器的 振荡信号进行初次分频， 并输出至可编程分频器 18;

可编程分频器 18的输入端与双模分频器 19输出端连接，用于将 双模分频器 19的输出信号进一歩分频， 分频后的信号输出至鉴频鉴 相器 10和数字处理器 20。 输出到鉴频鉴相器 10的信号用于与外部 参考信号 f _ref 的进行频率和相位比较， 构成反馈环路。 输出到数字处 理器 20的信号用于数字处理器的工作时钟。

数字处理器 20的输入端与非易失性存储器 21的输出端连接，并 接收外部输入的编程配置数据， 其输出端控制频率预置模块 13， 可 重构双胞压控振荡器 14， 可编程分频器 18， 非易失性存储器 21。 数 字处理器 20在芯片上电时对双模分频器 19的输出频率进行采样计算， 得出可重构双胞压控振荡器 14 的振荡频率与第一预置数字控制字 C[5:0]和第二频率预置控制字 P[2:0]的对应关系，然后将不同振荡频率 对应的第一频率预置控制字 C[5:0]和第二频率预置控制字 P[2:0]存储 在非易失性存储器 21中，用于在频率跳变时对频率预置模块 13进行 频率预置， 也可以通过外部输入对 C[5:0]和 P[2:0]进行配置。 所述频 率预置控制字包括用于控制频率预置模块 13中的电流源的第一频率 预置控制字和控制可重构双胞压控振荡器 14中的电容阵列的第二频 率预置控制字， 所述数字处理器 20还产生数字信号控制可编程分频 器 18的分频比；所述频率预置控制字输出至非易� ��性存储器 21进行 存储；

非易失性存储器 21的输入端、 输出端与数字处理器 16的输入、 输出端连接； 其用于存储所述数字处理器 20计算得到的第一频率预 置控制信号 C[5:0]和第二频率预置控制信号 P[2:0]。

基于图 1所述的一种高速无线射频发射装置系统框图� �图 2给出 了本发明提供的频率预置模块 13的电路图。 如图 2所示， 频率预置 模块 13用于锁相环跳频时对压控振荡器频率进行预� ��， 包括一个电 阻 R1和多个 MOS管 M0、 Ml、 M2、 M3、 M4、 M5、 M6、 M7、 M8、 M9、 M10、 Mll、 M12、 M13、 M14。 MO的栅极与环路滤波器 12输 出的预置频率控制电压 Va连接， M0源极与电源电压 VDD连接， M0 漏极与 M14的栅极和电阻 R1—端连接， MOS管 Ml、 M2、 M3、 M4、 M5、 M6的栅极和源极分别与偏置电压 Vb和电源电压 VDD连接， 其 漏极分别与 MOS管 M7、 M8、 M9、 M10、 Mil, M12的源极连接， MOS管 M7、 M8、 M9、 M10、 Mil, M12的栅极分别与数字控制信 号 C<0>、 C<1>、 C<2>、 C<3>、 C<4>、 C<5>连接， 其漏极与 MO的漏 极、 M14的栅极和电阻 R1—端连接， M14的漏极与地连接， 源极与 M13的漏极连接， M13的栅极和源极分别与偏置电压 Vb和电源电压 VDD连接。 MOS管 Ml、 M2、 M3、 M4、 M5、 M6构成一组数字控制 电流源， MOS管 M7、 M8、 M9、 M10、 Mil, M12为控制电流源是 否流向电阻 R的开关， MOS管 Ml、 M2、 M3、 M4、 M5、 M6的宽长 比按 2的指数级增加，因此这一组数字控制电流源� �电流大小按 2的 指数级增加。 数字控制电流源的输出电流都将通过电阻 R1转变为电 压， 晶体管 M13和 M14构成源极跟随器， 用于将电阻 R上的电压缓 冲输出到 Vc， Vc用来控制可重构双胞压控振荡器 14的振荡频率。 当 芯片上电时， 数字处理器 20控制开关 LS<0>关闭， LS<1>打开， 频率 预置模块 13控制电压 Va接到偏置电压 VDD/2上， 由数字处理器 20 对双胞振荡器 14输出频率进行采样，这样就能得出在控制电� �� Va为 电源电压一半 （VDD/2 ) 时， 不同的压控振荡器振荡频率与频率预置 模块 13控制字 C[5:0]和可重构双胞压控振荡器 14控制字之间的对应 关系。 用于在频率跳变时， 直接通过对 C[5:0]和 P[2:0]进行预置， 从 而将振荡器频率预置在与目标频率接近的频率 上。采样得到的不同频 率下对应的 C[5:0]和 P[2:0]存储在非易失性存储器 21中， 然后由数字 处理器 20控制开关 LS<0>打开， LS<0>关闭， 锁相环进入闭环模式。， 当锁相环需要从当前振荡频率跳变到目标频率 时， 数字处理器模块 20通过线性插值算法计算出目标频率所对应的� ��制字 C[5:0]和 P[2:0] 的值， 然后将 C[5:0]输出到频率预置模块 13， 将 P[2:0]输出到可重构 双胞压控振荡器 14， 从而将可重构双胞压控振荡器 14频率预置到一 个接近目标频率的值， 然后由环路控制电压完成精细锁定。这样可以 大大缩短锁相环的锁定时间。

基于图 1所述的一种高速无线射频发射装置系统框图� �图 3给出 了本发明提供的双胞压控振荡器 14的电路图。 如图 3所示， 所述双 胞压控振荡器 14具体包括： 两个独立且相同的压控振荡器 i振荡器 410和 q振荡器 411， 以及两个耦合支路 i耦合支路 412和 q耦合支 路 413。 所述双胞压控振荡器 14具有两种工作模式： 接收模式和发 射模式，在接收模式时， i振荡器 410和 q振荡器 411处于耦合状态， 这时候可重构双胞压控振荡器 14等效为一个正交振荡器， 可以用于 产生接收机所需的正交载波。 在发射模式时， i振荡器 410和 q振荡 器 411解除耦合， 独立振荡， i振荡器锁相环锁定， 而 q振荡器不被 锁定， 将要发送的数字调制信号加到 q振荡器上，用于产生频率调制 信号， 这样发射数据速率摆脱了锁相环环路带宽的限 制， i振荡器的 振荡频率被锁相环锁定保持稳定， 而由于 i振荡器和 q振荡器控制电 压 Vc相同， q振荡器的振荡频率将与 i振荡器的振荡频率保持一致， 因此在发射数据的同时可以保持发射载频的稳 定。

具体地， 偏置电压 VB3、 控制字 P[2:0]和控制电压 Vc与 i振荡器 和 q振荡器的输入连接， i振荡器 410的输出端口 1+和 I-与 i耦合支路 412与 q耦合支路 413连接， q振荡器 411的输出端口 Q+和 Q-与 q 耦合支路 413和 i耦合支路 412连接。 i耦合支路 412由电阻 Rll、 电 容 Cll， MOS管 Mll、 M12、 M13、 M14、 M15、 M16组成。 Mil源 极和 M12源极与电源电压 VDD连接， Mil栅极和 M12栅极与偏置电 压 VB1连接， Mil漏极和 M12漏极分别与 M13源极和 M14源极连 接， 电阻 R11和电容 C11并联， 一端与 Mil漏极连接， 一端与 M12 漏极连接， M13栅极和 M14栅极分别与 q振荡器 411输出端 Q-和输 出端 Q+连接， M13漏极和 M14漏极分别与 M15源极和 M16源极连 接， M15栅极和 M16栅极与偏置电压 VB2连接， M15漏极和 M16 漏极分别与 i振荡器 410的输出端 1+和输出端 I-连接。 q耦合支路 413 由电阻 R21、 电容 C21， MOS管 M21、 M22、 M23、 M24、 M25、 M26 组成。 M21源极和 M22源极与电源电压 VDD连接， M21栅极和 M22 栅极与偏置电压 VB1连接， M21漏极和 M22漏极分别与 M23源极和 M24源极连接， 电阻 R21和电容 C21并联， 一端与 M21漏极连接， 一端与 M22漏极连接， M23栅极和 M24栅极分别与 i振荡器 410输 出端 1+和输出端 I-连接， M23漏极和 M24漏极分别与 M25源极和 M26源极连接， M25栅极和 M26栅极与偏置电压 VB2连接， M25漏 极和 M26漏极分别与 q振荡器 411的输出端 Q+和输出端 Q-连接。 i 振荡器和 q振荡器是两个结构相同的交叉耦合负阻 LC压控振荡器， 它们受同一个控制电压 Vc控制。 LC压控振荡器采用交叉耦合负阻技 术，并且采用了一个 3比特的数字控制电容阵列以扩大压控振荡器� � 调谐范围。 可重构双胞压控振荡器 14有两种工作模式： 接收模式和 发射模式。 这两种工作模式的切换是靠切换偏置电压 VB1来实现的。

在可重构双胞压控振荡器 14处于接收模式时， 偏置电压 VB1接 一个固定偏压， 耦合支路电流源 （Mll、 M12、 M21、 M22) 打开， 这时候 i振荡器和 q振荡器依靠耦合支路相互耦合， 可以等效为一个 正交振荡器， 因此 i振荡器的输出和 q振荡器的输出信号频率相同， 但是相位正交。 耦合路径上的并联电阻电容 （R11-C11和 R22-C22 ) 用来避免正交压控振荡器中存在双模振荡效应 。

在可重构双胞压控振荡器 14处于发射模式时， 偏置电压 VB1接 电源电压， 耦合支路电流源 （Mll、 M12、 M21、 M22 ) 关闭， 这时 i振荡器和 q振荡器不再等效为一个正交振荡器， 即 i振荡器和 q振 荡器解除耦合， i振荡器和 q振荡器处于独立振荡状态， i振荡器的输 出 1+和 I-经过缓冲器 15接入锁相环中， q振荡器的输出 Q+和 Q-经过 缓冲器 15后接到功率放大器 16上， 由于 i振荡器和 q振荡器受到同 样的振荡频率控制电压 Vc控制， q振荡器的振荡频率将跟随 i振荡器 的振荡频率，将发射的基带数据加到 q振荡器的 VB3端口上，这样发 射的数据速率将摆脱锁相环环路带宽的限制， 而且发射的载频将保持 稳定。现有的基于锁相环的发射机主要有四种 实现方式： 闭环分频器 调制发射、 闭环压控振荡器调制发射、两点调制发射和开 环压控振荡 器调制发射。

闭环分频器调制发射结构的发射数据速率受限 于锁相环的环路 带宽， 因此难以达到比较高的发射数据速率。 闭环压控振荡器调制发 射结构的缺点是发射数据的低频成分会被损失 失真。两点调制结构结 合了闭环分频器调制发射和闭环压控振荡器调 制发射的优点，同时避 免了各自的缺点， 但是增益和相位的不匹配会影响发射信号的质 量， 设计复杂且消耗功耗较大。开环压控振荡器调 制发射结构的发射载波 容易受到泄露电流和外界噪声干扰的影响，另 外这种结构不适用于连 续调制发射， 因此传输的数据量受到了限制。

本发明提出的锁相环发射机采用基于双胞压控 振荡器结构，在发 射时发射载波能够保持稳定，避免了开环压控 振荡器调制发射存在的 频率漂移问题， 同时又可以实现比较高的数据发射速率， 避免了闭环 分频器调制发射存在的发射速率受限于锁相环 环路带宽的问题。

基于图 1所述的一种高速无线射频发射装置系统框图� �图 4给出 了本发明提供的功率放大器 16的电路图。 如图 4所示， 所述功率放 大器 16由驱动级电路 610和输出级电路 611构成， 其用于发射 q振 荡器产生的射频调制信号。其中驱动级 610由电容 Cin、Cp，电感 Ll， 电阻 Rl， MOS管 Ml、 M2、 M3、 M4组成。 电容 Cin—端接射频信 号 RFin , —端与 MOS管 Ml的栅极相连， 电阻 R1—端与偏置电压 VB连接， 一端与 Ml栅极连接， 电容 Cp—端与 Ml栅极连接， 一端 与 MOS管 M4漏极连接， MOS管 Ml源极与地连接， 漏极与 MOS管 M2源极连接， MOS管 M2漏极与电感 L1和 MOS管 M3漏极连接， M2的栅极与电源 VDD连接， 电感 L1一端与电源 VDD连接， 一端与 M2漏极连接， M3漏极与 M2漏极连接， M3栅极与开关信号 SW1 连接， M4漏极与电容 Cp—端连接， M4源极与 M2漏极连接， M4 的栅极与开关信号 SW0连接。 输出级 611由电容 Cl、 C2和 C3 , 电 阻 R2和 R3， MOS管 M5和 M6组成， 电容 C1一端与 C2连接， 一端 与 M5栅极连接， 电容 C2另一端与 M6栅极连接， 电阻 R2—端与偏 置电压 VBP连接，一端与 M5栅极连接，电阻 R3—端与偏置电压 VBN 连接， 一端与 M6栅极连接， M6源极与地连接， M6漏极与 M5漏极 连接， M5源极与电源电压 VDD连接， 电容 C3—端与 M5漏极和 M6 漏极连接， 一端与输出端 RFout连接。

功率放大器 16的驱动级电路 610用于对射频信号进行初次放大， 提供高的电压信号摆幅， 输出级电路 611用于驱动片外的 50 Ω天线 负载。 开关 SW0和 SW1用于实现三档增益控制 （高增益、 中等增益 和低增益）， 可以提供 20 dB的增益控制范围。 当 SW0和 SW1为高电 平时， 功率放大器 16处于高增益模式； 当当 SW0为高电平， SW1为 低电平时， 功率放大器 16处于中等增益模式； 当当 SW0为低电平， SW1为高电平时， 功率放大器 16 处于低增益模式。 输出级 611 的 M0S管 M5和 M6通过设置偏置电压 VBP和 VBN工作在亚阈值点， 以减小静态电流消耗， 提高功率放大器的效率。

以上所述的具体实施例， 对本发明的目的、技术方案和有益效果 进行了进一歩详细说明， 应理解的是， 以上所述仅为本发明的具体实 施例而已， 并不用于限制本发明， 凡在本发明的精神和原则之内， 所 做的任何修改、 等同替换、 改进等， 均应包含在本发明的保护范围之 内。