以下に、本発明にかかる零相電流検出装� ��の好適な実施の形態を図面に基づいて詳細� ��説明する。なお、以下の各実施の形態によ� ��本発明が限定されるものではない。

実施の形態1.
 図1は、本発明の実施の形態1にかかる零相� �流検出装置の機能構成を示すブロック図で� �る。同図に示すように、この実施の形態に� �かる零相電流検出装置は、零相変流器ZCT、� �ルス発生手段11、電流検出手段12、ピーク検� ��手段15、加算手段18および電流調節手段20な� ��を備えて構成される。

 つぎに、図1に示した零相電流検出装置の 接続構成について説明する。同図において、 零相変流器ZCTには零相電流の検出対象である 電力線10が挿通される。零相変流器ZCTは検出� ��コアに巻回された検出巻線14を備えており� �検出巻線14の一端にはパルス発生手段11が接� ��され、その他端には電流検出手段12が接続� �れている。電流検出手段12の出力はピーク検 出手段15の入力信号とされ、ピーク検出手段1 5の出力は加算手段18の入力信号とされる。加 算手段18には、ピーク検出手段15の出力に加� �て所定の目標値25が入力される。加算手段18� ��出力は、本実施の形態にかかる零相電流検� ��装置の出力端(OUT PUT)26を構成する一方で、� ��流調節手段20の入力信号とされる。電流調� �手段20の出力は、電流検出手段12、あるいは� ��出巻線14に作用する形で、電流検出手段12の 入力端に向けて出力される。このように接続 された結果、本実施の形態にかかる零相電流 検出装置は、電流検出手段12、ピーク検出手� ��15、加算手段18および電流調節手段20によっ� ��フィードバックループが構成されるととも� ��、加算手段18の出力が本装置の出力端26とし て構成される。

 図2は、図1に示した機能構成を具現化す� �本発明の実施の形態1にかかる零相電流検出� ��置の回路構成の一例を示す図である。図2に おいて、図1のパルス発生手段11に相当する構 成部としてパルス発生器11aが具備される。以 下同様に、電流検出手段12および電流調節手� ��20に相当する構成部として電流検出器12a、� �ーク検出手段15に相当する構成部としてピー ク検出回路15a、加算手段18に相当する構成部� ��して比例積分制御器21、および目標値25に相 当する構成部として目標値出力回路25aの各回 路が構成される。電流検出器12aは、例えば図 示のように単一の抵抗12bを用いて構成するこ とができる。ピーク検出回路15aは、例えばオ ペアンプ、抵抗、コンデンサおよびダイオー ドなどの回路要素を図示のように組み合わせ て構成することができる。目標値出力回路25a は、例えば図示のように2個の抵抗を用いて� �成することができる。比例積分制御器21は、 例えばオペアンプ、抵抗およびコンデンサな どの回路素子を図示のように組み合わせて構 成することができる。なお、上記のように、 電流検出器12aは、電流検出手段12の機能に加� ��て電流調節手段20の機能も併せ有している� �、その機能の詳細については後述する。

 つぎに、実施の形態1にかかる零相電流検 出装置の動作について図2~図5の各図面を参照 して説明する。ここで、図3および図4は検出� ��線14に流れる電流とピーク検出回路15aの出� �電圧との関係を示す図であり、図3は電力線1 0に零相電流が流れていない状態を示し、逆� �、図4は電力線10に零相電流が流れている状� �を示している。また、図5-1は零相電流が流� �ていない場合の電流検出器12aの出力波形を� �す図であり、図5-2は零相電流が流れている� �合の電流検出器12aの出力波形を示す図であ� �。

 図2において、パルス発生器11aから発生す る励振用パルス信号は、電力線10が挿通され� ��零相変流器ZCTの検出巻線14の一端に入力さ� �、零相変流器ZCTの検出用コア(図示省略)が励 振状態に置かれる。一方、電力線10に流れる� ��相電流は、検出巻線14を通じて検出される� �零相変流器ZCTに接続される電流検出器12aは� �検出巻線14を通じて流れる電流を電圧出力に 変換する。電流検出器12aの出力はピーク検出 回路15aに入力され、当該出力のピーク値を検 出して出力する。

 ピーク検出回路15aの出力は、比例積分制� ��器21の一方の入力端(反転入力端)に入力され る。また、比例積分制御器21の他方の入力端( 非反転入力端)には、目標値出力回路25aにて� �定される目標値γが入力される。比例積分制 御器21では、目標値γとピーク検出回路15aの� �力との差分値を入力信号とする比例積分演� �が実行され、当該比例積分出力が電流検出� �12aに入力される。

 ここで、電流検出器12aの機能について説� ��する。電流検出器12aは、上述のように検出� ��線14を通じて流れる電流を電圧出力に変換� �る。すなわち、電流検出器12aは、零相変流� �ZCTに流れる電流を検出する機能を有してい� �。一方、電流検出器12aを構成する抵抗12bの� �続に目を向けると、比例積分制御器21の出力 は、零相変流器ZCTの検出巻線14に接続される� ��抗12bの接続端(一端)とは異なる端(他端)に接 続されている。この接続により、比例積分制 御器21の出力は電流検出器12aの出力(ピーク検 出回路15aへの出力)の基準となる抵抗12bの他� �側の電位を変更する作用が生ずる。また、� �の作用は、比例積分制御器21の出力に応ずる 電流が検出巻線14を通じてパルス発生器11a側� ��流れ込み、電流検出器12aの検出電圧が減少� ��ることによって生ずると考えてもよい。い� ��れにしても、電流検出器12aは、図1の機能構 成図上に示した検出巻線14に流れる電流の電� ��調節機能をも併せ有している。なお、この� ��流調節機能は、図2における電流検出器12aと 比例積分制御器21の協働作用によって具現さ� ��ると考えてもよい。

 図2に戻って、電流検出器12a、ピーク検出 回路15a、目標値出力回路25aおよび比例積分制 御器21によって構成されたフィードバックル� ��プによって、ピーク検出回路15aの出力が常� ��目標値γとなるように、ピーク検出回路15a� �出力と目標値γとの差分値がフィードバック 制御されて調整される。つまり、ピーク検出 回路15aの出力をηとするとき、常にη=γとな� �ようにフィードバック制御される。

 このときの状態を示したものが図3である。 図3において、縦軸はピーク検出回路15aの出� �電圧、横軸は電流検出器12a(検出巻線14)に流� ��る電流を示している。上記のように、ピー� ��検出回路15aの出力ηが目標値γに一致するよ うに制御されている状態では、比例積分制御 器21→電流検出器12a→零相変流器ZCTの経路で� ��流が流れ、等価的に電力線10に零相電流I ₀ が流れている状態と同じになる。

 図3に示す状態から電力線10に零相電流δIが� ��れた場合には、検出巻線14を通じて電流検� �器12aに流れる電流は、図4の破線で示すよう� ��、I ₀ からI ₀ +δIに変化しようとし、また、ピーク検出回� �15aの出力は、目標値γからγ’に変化しよう� ��する。しかしながら、比例積分制御器21に� �目標値γとγ’との差分出力に基づく制御量� ��電流検出器12aにフィードバックされるため� ��ピーク検出回路15aの出力が常に目標値γと� �るように動作する。その結果、ピーク検出� �路15aの出力は、電力線10に流れる零相電流の 大きさにかかわらず常に一定となる。また、 電力線10に流れた零相電流は、電流検出器12a� ��出力変化によって零相変流器ZCTに流される� ��償電流(大きさはδIと同じで、δIと逆の向き )と相殺されるため、検出巻線に流れる電流� �I ₀ のままで一定であり、零相変流器ZCTの検出用 コア内の磁束量は一定に保たれる。

 つぎに、電流検出器12aの出力電圧、すな� ��ち本装置の出力電圧について説明する。ま� ��、電力線10に零相電流が流れていないとき� �電流検出器12aの出力波形は、パルス発生器11 aから発生する励振用パルス信号に応じて変� �し、図5-1の下段部に示すような波形となる� �このとき、ピーク検出回路15aは、電流検出� �出力におけるピーク値αを検出する。一方、 電力線10に零相電流が流れた場合、上述のよ� ��に、検出巻線14に流れる電流は一定値を維� �するが、電流検出器12aの他端の電位、すな� �ち電流検出器12aの出力は図5-2のように変化� �る。いま、そのときのピーク検出回路15aの� �力をβとすると、このβは、電力線10に流れ� �零相電流の大きさと正の相関がある。した� �って、これらのα、βの差に基づいて、電力� ��10に流れた零相電流値を出力することがで� �る。

 つぎに、検出巻線14に予め流す電流値(上記� ��I ₀ に相当)について説明する。図6は、ピーク検� ��回路15aの検出特性を説明するための図であ� ��。同図の領域K1に示すように、検出巻線14に 予め所定電流を流した場合(検出巻線14にI ₀ の電流を流した図4の場合に相当)には、ピー� ��検出回路15aの検出特性は直線性のある線形� ��域に位置するので、良好な検出精度を得る� ��とができる。一方、同図の領域K2に示すよ� �に、検出巻線14に流す電流が小さい場合には 、ピーク検出回路15aの検出特性は非線形領域 に位置するので、良好な検出精度の確保が困 難となる。したがって、目標値出力回路25aが 出力する目標値γは、ピーク検出回路15aの出� ��が線形性を保つところに設定することが好� ��しい。このような目標値γを設定すること� �より、高精度な零相電流の検出が可能とな� �。

 なお、この実施の形態では、図1に示す加 算手段18として図2に示すような比例積分制御 器21を用いるようにしているが、比例積分制� ��器21のゲインがあまり大きくない場合には� �帰還部のコンデンサが省略された比例制御� �を使用するようにしてもよい。

実施の形態2.
 図7は、本発明の実施の形態2にかかる零相� �流検出装置の機能構成を示すブロック図で� �る。同図に示すように、この実施の形態に� �かる零相電流検出装置は、図1に示した零相� ��流検出装置の構成を基本とし、加算手段18� �電流調節手段20との間に制御極性反転防止手 段30を備えるように構成している。制御極性� ��転防止手段30は、ピーク検出手段15の動作点 が制御範囲から外れて零相変流器ZCTの検出用 コアが飽和してしまうことを防止する機能(� �作範囲限定機能)を有している。なお、その� ��の構成については、図1に示した実施の形態 1にかかる零相電流検出装置の構成と同一ま� �は同等であり、それらの構成部については� �同一符号を付して示すとともに、その説明� �省略する。

 図8は、制御極性反転防止手段30の機能を� ��明するための図である。上述のように、ピ� ��ク検出手段15の出力が目標値γより大きい場 合、ピーク検出手段15の出力は目標値γに一� �するように変化する。この状態は、零相変� �器ZCTに負の零相電流を流したことと等価に� �る。また、ピーク検出手段15の出力が目標値 γより小さい場合であっても、ピーク検出手� ��15の出力は目標値γに一致するように変化す る。この状態は、零相変流器ZCTに正の零相電 流を流したことと等価になる。

 一方、このとき、大きな零相電流が流れた� ��合には、図8に示すように、電流検出手段12( すなわち検出巻線14)に流れる電流が反転して しまい、目標値γを出力させる動作点がA点(� �流値I ₀ )からA’点(電流値I')に移動してしまう。ここ で、ピーク検出手段15の出力が目標値γより� �きい場合、ピーク検出手段15の出力は目標値 γになるように変化するが、この動作は零相� ��流器ZCTに同図のδI’に相当する負の大きな� ��相電流を流すことと等価となるため、通常� ��制御範囲から外れて、零相変流器ZCTの検出� ��コアが飽和してしまう。

 なお、通常時には、大きな零相電流が流� ��て制御範囲から外れることは殆どないと考� ��られるが、万一、大きな零相電流が流れて� ��まった場合に、本装置が想定している制御� ��囲から外れてしまうことが懸念される。

 そこで、本実施の形態では、上記のよう� ��、加算手段18と電流調節手段20との間に制御 極性反転防止手段30を備えるようにしている� ��

 図9は、図7に示した機能構成を具現化す� �本発明の実施の形態2にかかる零相電流検出� ��置の回路構成の一例を示す図である。図9に 示す構成では、図7の制御極性反転防止手段30 に相当する構成部として制御極性反転防止回 路30aが具備されている。この制御極性反転防 止回路30aは、例えばオペアンプ、ダイオード などの回路要素を図示のように組み合わせて 構成することができる。なお、その他の構成 部については、図2に示した回路構成と同一� �あり、同一符号を付してその説明を省略す� �。

 図9において、比例積分制御器21の出力は� ��御極性反転防止回路30aへの入力信号とされ� ��オペアンプの非反転入力端に入力される一� ��で、オペアンプの非反転入力端はダイオー� ��を介してグランドに接地されている。この� ��め、零相変流器ZCTの1次側(電力線10)に制御� �囲限界値を超える電流が流れた場合であっ� �も、制御極性反転防止回路30aの回路要素に� �って決定される制御範囲限界値に基づいて� �例積分制御器21の出力がクリップされて電流 検出器12aに入力されるので、万一、大きな零 相電流が流れてしまった場合でも零相変流器 ZCTの検出用コアの飽和が防止され、高精度な 零相電流の検出が可能となる。

実施の形態3.
 図10は、本発明の実施の形態3にかかる零相� ��流検出装置の機能構成を示すブロック図で� ��る。同図に示すように、この実施の形態に� ��かる零相電流検出装置は、図1に示した零相 電流検出装置の構成を基本とし、電流検出手 段12あるいは検出巻線14に作用する強制着磁� �段32を備えるように構成している。強制着磁 手段32は、零相変流器ZCTの検出用コアが一定� ��着磁状態となるように制御する機能を有し� ��いる。なお、その他の構成については、図1 に示した実施の形態1にかかる零相電流検出� �置の構成と同一または同等であり、それら� �構成部については、同一符号を付して示す� �ともに、その説明を省略する。

 図11は、強制着磁手段32の機能を説明する ための図である。上述のように、実施の形態 1、2にかかる零相電流検出装置では電流調節� ��段20の作用によって、検出巻線に流れる電� �が一定となるような制御が行われる。しか� �ながら、電力線10に零相電流が流れると、零 相変流器ZCTの検出用コア内の磁束が変化し、 当該磁束変化の繰り返しによって検出用コア の着磁状態が変化する。検出用コアの着磁状 態が変化すると、図11に示すように、ピーク� ��出手段15の出力特性が、例えば破線から実� �のように変化するため、検出精度の低下が� �念される。

 そこで、本実施の形態では、上記のよう� ��、電流検出手段12あるいは検出巻線14に作用 する強制着磁手段32を備えるようにしている� ��

 図12は、図10に示した機能構成を具現化す る本発明の実施の形態3にかかる零相電流検� �装置の回路構成の一例を示す図である。な� �、図12では、同時に、図9において示した制� �極性反転防止回路30aを具備する構成として� �るが、制御極性反転防止回路30aを具備しな� �構成とすることも勿論可能である。

 図12において、図10に示した強制着磁手段 32に相当する構成部として強制着磁回路32aと� ��この強制着磁回路32aを制御する着磁指令発� ��器32bとが具備されている。強制着磁回路32a� ��、例えばトランジスタ、抵抗などの回路要� ��を図示のように組み合わせて構成すること� ��できる。また、着磁指令発生器32bは、マイ� ��ンなどのデジタルプロセッサを用いて構成� ��ることができる。なお、その他の構成部に� ��いては、図9に示した回路構成と同一であり 、同一符号を付してその説明を省略する。

 図12に示すように、強制着磁回路32aは、着� �指令発生器32bの制御に基づいて、検出巻線14 に流れる電流を自身に引き込んだり(I ₁ >0の場合)、あるいは検出巻線14に向けて電� ��を送り込んだり(I ₁ <0の場合)する。すなわち、着磁指令発生器 32bは、強制着磁回路32aを通じて検出巻線14に� ��す着磁電流I ₁ を調整することにより、零相変流器ZCTの検出 用コアの着磁状態が一定(例えば基準時の状� �)となるように制御する。したがって、この� ��施の形態の零相電流検出装置では、零相変� ��器ZCTの検出用コアの着磁状態が安定化され� ��ため、ピーク検出手段15の出力特性の変動� �抑制され、外部着磁要因の影響を受けずに� �精度の電流検出が可能となる。

 なお、着磁指令発生器32bは、マイコン以� ��の制御器を用いるようにしてもよい。ただ� ��、着磁指令発生器32bをマイコンで構成する� ��とにより、着磁指令(着磁時間、タイミング )などに関するきめ細かな制御が可能となり� �より高精度の電流検出が可能となる。

 ところで、上記の構成では、強制着磁回路3 2aを通じて検出巻線14に流す着磁電流I ₁ を調整するようにしているが、検出巻線14と� ��異なる二次巻線(着磁制御巻線)を設け、当� �着磁制御巻線に着磁電流I ₁ を流すようにしてもよい。

 また、電力線10とは異なる制御線を零相� �流器ZCTの検出用コアに挿通し、この制御線� �着磁電流を流すようにしてもよい。

 なお、検出巻線や着磁制御巻線などの二� ��巻線を利用する手法では、巻線比倍の電流� ��、零相変流器ZCTの検出用コアを貫通して流� ��たことと等価となるので、着磁制御のため� ��電流を小さくすることが可能となる。

 また、二次巻線を利用する手法の中で、� ��記の着磁制御巻線のような専用の巻線を利� ��する手法では、ピーク検出回路の出力電圧� ��かかる安定化制御および零相変流器ZCTの検� ��用コアの着磁状態にかかる安定化制御の双� ��を同時かつ独立に制御することができるの� ��、制御の容易性が確保され、より高精度な� ��御が可能となる。

 一方、二次巻線を利用する手法の中で、� ��出巻線を利用する手法では、汎用的な零相� ��流器ZCTを使用することができるので、装置� ��安価に構成することが可能となる。

 また、零相変流器ZCTの1次側に電流を流す ような手法においても、汎用的な零相変流器 ZCTを使用することができ、装置の構成を安価 に行うことが可能となる。

実施の形態4.
 つぎに本発明の実施の形態4にかかる零相電 流検出装置について説明する。実施の形態4� �かかる零相電流検出装置は、零相変流器ZCT� �検出用コアに対する着磁電流を好適に制御� �ることで、零相変流器ZCTの検出用コアを飽� �させないようにして、より高精度な検出性� �を維持するための制御手法を提供すること� �特徴とするものである。なお、本実施の形� �では、実施の形態3にかかる零相電流検出装� ��と同等の構成を用いることができる。

 ここで、例えば実施の形態3にかかる零相 電流検出装置の構成に基づいて、零相変流器 ZCTの検出用コアの着磁状態を制御するために 着磁電流を所定の巻線に強制的に流す場合に ついて考える。この場合、強制的に流す着磁 電流の電流量に応じて零相変流器ZCTの検出用 コアが飽和してしまい、零相電流の検出が困 難となる。したがって、零相変流器ZCTの検出 用コアの飽和を避けるため、着磁電流の電流 量を適切に制御する必要がある。

 例えば、着磁パルス電流を流す動作(以下 「着磁動作」という)を短時間に継続して実� �することが好ましい。このような制御を行� �ことで、零相変流器ZCTの検出用コアが飽和� �ず、より高い精度の検出が可能となる。

 また、上記のような短時間の着磁動作を� ��続して実行する際に、励振用パルスと同期� ��せて着磁パルス電流を流すことが好ましい� ��もし、励振用のパルスと同期していない場� ��には、着磁動作のある周期と無い周期では� ��零相変流器ZCTの検出用コアの磁束の状態が� ��なるため、ピーク検出回路の出力は不安定� ��なるが、着磁動作を励振用パルスと同期さ� ��て行う場合には、ピーク検出回路の動作を� ��定化することが可能となる。

 したがって、励振周期1周期当たり1回以� �の着磁動作を行うことで、零相変流器ZCTの� �出用コアの磁束状態を一定にすることがで� �、安定した着磁状態を継続させることが可� �となる。

 なお、短時間の着磁動作を実行する時間� ��、好ましくは励振周期の20%以下(より好まし くは励振周期の5%以下)に設定するとともに、 励振周期1周期につき1回出力するようにすれ� ��、零相変流器ZCTの検出用コアが飽和せず、� ��り高精度の検出が可能となる。

 例えば、図13に示すように、着磁パルス� �励振用パルスに同期させるとともに、着磁� �ルスの周期を励振周期の5%に設定することに より、安定した着磁状態を継続させることが でき、高精度の検出が可能となった。

実施の形態5.
 図14は、本発明の実施の形態5にかかる零相� ��流検出装置の機能構成を示すブロック図で� ��る。同図に示すように、この実施の形態に� ��かる零相電流検出装置は、図1に示した零相 電流検出装置の構成を基本とし、加算手段18� ��出力端26との間に高域周波数通過手段34を備 えるように構成している。高域周波数通過手 段34は、零相変流器ZCTの温度特性に起因する� ��力変動をフィルタリングする機能を有して� ��る。なお、その他の構成については、図1に 示した実施の形態1にかかる零相電流検出装� �の構成と同一または同等であり、それらの� �成部については、同一符号を付して示すと� �もに、その説明を省略する。

 図15は、零相変流器ZCTの温度特性の一例� �示す図であり、縦軸は零相変流器ZCTの検出� �力、横軸は零相電流を示している。同図に� �すように、零相変流器ZCTは、周囲温度が変� �によって自身の出力が大きく変動するため� �零相電流の検出精度が低下する。そこで、� �実施の形態では、図14に示すように、加算手 段18と出力端26との間に高域周波数通過手段34 を備えるようにしている。

 一方、零相変流器ZCTの検出出力の変化は� ��周囲温度変化の時定数によって決定される� ��ここで、当該時定数は、零相電流検出によ� ��時間に比べ十分大きいため、高域周波数通� ��手段34によってフィルタリングすることが� �きる。このフィルタリング処理により、周� �温度変化の影響を局限し、高精度の零相電� �検出を行うことが可能となる。

 なお、高域周波数通過手段34の時定数を� �時間に設定すると、零相電流検出による出� �変化と周囲温度変化による出力変化を誤検� �する可能性が増加する。そこで、例えば高� �周波数通過手段34の時定数を10秒以上に設定� ��ることが好ましい。高域周波数通過手段34� �時定数を10秒以上に設定することにより、ピ ーク検出手段の検出出力における0.016Hz以上� �成分を検出することができ、周囲温度変化� �影響が抑制されて高精度の検出が可能とな� �。

 また、高域周波数通過手段34の時定数は� �周囲温度変化の程度(良好な環境下、劣悪な� ��境下における差異)に応じて、例えば1分以� �、あるいは20分以上に設定することも可能で ある。このように、使用環境に応じて、時定 数の設定値を適宜変更するようにすれば、零 相電流にかかる検出成分の取りこぼし量を低 減しつつ、周囲温度変化による誤検知の確率 を低下することが可能となる。

 また、実施の形態3にかかる強制着磁手段 32と同様に、高域周波数通過手段34をマイコ� �で構成することもできる。高域周波数通過� �段34をマイコンで構成するようにすれば、フ ィルタ回路が不要となり、安価で高精度な検 出が可能となる。

 なお、この実施の形態では、加算手段18� �出力端26との間に高域周波数通過手段34を備� ��る構成を図1に示した実施の形態1にかかる� �相電流検出装置に適用する場合について説� �したが、高域周波数通過手段34を備える構成 を、制御極性反転防止手段30を備える実施の� ��態2や強制着磁手段32を備える実施の形態3に 適用することもでき、本実施の形態の効果に 加えて、かかる実施の形態の効果をも得るこ とができる。

実施の形態6.
 図16は、本発明の実施の形態6にかかる零相� ��流検出装置の機能構成を示すブロック図で� ��る。同図に示すように、この実施の形態に� ��かる零相電流検出装置は、図14に示した零� �電流検出装置において、高域周波数通過手� �34の時定数の変更を可能とする時定数変更手 段36を備えるように構成している。なお、そ� ��他の構成については、図14に示した実施の� �態6にかかる零相電流検出装置の構成と同一� ��たは同等であり、それらの構成部について� ��、同一符号を付して示すとともに、その説� ��を省略する。

 実施の形態5では、高域周波数通過手段34� ��時定数を、例えば10秒以上に設定すること� �よりピーク検出手段の検出出力における0.016 Hz以上の成分を検出することについて説明し� ��。

 一方、零相電流を検出するためには、零� ��電流が流れていない状態の出力を0とするた めの、零点調整(オフセットキャリブレーシ� �ン)が必要となる。

 いま、高域周波数通過手段34のフィルタ出� �をV(t)とすれば、このV(t)は次式で表すことが できる。
 V(t)=(1-e ^-(t/T) )・V ₀    ……(1)
  t=検出時間、T=時定数、V ₀ =調整目標電圧

 (1)式から理解されるように、時定数が大� ��いと零点調整に時間がかかってしまうこと� ��なる。

 そこで、この実施の形態の零相電流検出� ��置では、オフセットキャリブレーション時� ��、時定数変更手段36にて一時的に高域周波� �通過手段34の時定数を変更(小さく)するよう� ��する。このような時定数変更制御を行うよ� ��にすれば、零点調整に要する時間の短縮化� ��可能となる。

 いま、零点調整を行う場合の時定数を1秒に 変更し、キャリブレーション時間を4秒とす� �と、
 (1)式より、
 V(4)=(1-e ^-(4/1) )・V ₀ ≒0.98V ₀
 となる。すなわち、4秒のキャリブレーショ ン時間で、零点調整のばらつきを2%以下まで� ��追従させることが可能となる。

 なお、この実施の形態では、時定数変更� ��段36を備える構成を図14に示した実施の形態 5にかかる零相電流検出装置に適用する場合� �ついて説明したが、高域周波数通過手段34を 備えた実施の形態1~4の構成に適用することも でき、本実施の形態の効果に加えて、かかる 実施の形態の効果をも得ることができる。

実施の形態7.
 つぎに本発明の実施の形態7にかかる零相電 流検出装置について説明する。実施の形態7� �かかる零相電流検出装置は、検出出力に励� �用パルスの励振周波数にかかるリップル成� �が表れないようにして、より高精度な検出� �能を維持するための制御手法を提供するこ� �を特徴とするものである。なお、本実施の� �態では、実施の形態1~6のいずれか一つにか� �る零相電流検出装置と同等の構成を用いる� �とができる。

 ここで、例えば実施の形態1にかかる零相 電流検出装置において、例えば図17に示すよ� ��に、励振用パルスの励振周期に同期させ、� ��回決まった位相(同位相)で離散値を得るよ� �にする。このような制御を行うことで、検� �出力に含まれるリップル成分を効果的に抑� �することができ、高い検出精度を確保する� �とが可能となる。

実施の形態8.
 つぎに本発明の実施の形態8にかかる零相電 流検出装置について説明する。実施の形態8� �かかる零相電流検出装置は、励振周期の1/2� �満の周期(2倍以上の周波数)のサンプリング� �隔で検出出力を離散値として得た後に、デ� �タル信号処理により励振周波数成分を取り� �くことを特徴とするものである。なお、本� �施の形態では、実施の形態1~7のいずれか一� �にかかる零相電流検出装置と同等の構成を� �いることができる。

 図18は、除去周波数が励振用パルスの励� �周波数に設定されたデジタルフィルタのフ� �ルタ特性を示す図であり、このデジタルフ� �ルタと同等のアナログフィルタの特性を併� �て示している。

 ここで、例えば実施の形態1にかかる零相 電流検出装置において、例えば励振用パルス の励振周波数が2kHzのときに、サンプリング� �波数を4.7kHzに設定して検出出力のサンプリ� �グを実施する。その後、このサンプリング� �力に対して、図18に示すようなデジタルフィ ルタに基づくフィルタリング処理を行うよう にする。すなわち、実施の形態8では、実施� �形態7にかかる処理と比較して、より高いサ� ��プリング周波数でサンプリングを行うこと� ��より、検出出力に含まれる信号成分(目的成 分)の多くを抽出した上で、当該抽出成分に� �まれるリップル成分(励振周波数成分)を急峻 なデジタルフィルタで除去することができる 。したがって、本実施の形態にかかる零相電 流検出装置では、検出出力に含まれるリップ ル成分を効果的に抑制することができ、より 高い検出精度を維持することが可能となる。

 なお、図18に示すように、デジタルフィ� �タはアナログフィルタと比較し、目標の周� �数付近で急峻にゲインを下げ、目標の周波� �成分のみを精度良く取り除くことができる� �また、デジタルフィルタは、アナログフィ� �タと比較して温度特性も良好であるため、� �り高精度な検出が可能となる。

 以上説明したように、上記実施の形態1に かかる零相電流検出装置によれば、電流検出 手段、ピーク検出手段、加算手段および電流 調節手段によってフィードバックループが構 成され、該フィードバックループの制御によ ってピーク検出手段の出力が目標値に調整さ れ、当該目標値に調整されるときの加算手段 の出力に基づいて零相変流器に流れる零相電 流を検出するようにしているので、ピーク検 出手段の検出特性を直線性のある線形領域に 位置させることができ、良好な検出精度を得 ることができる。また、検出精度を確保する ために特別な検出器を選別する必要がなくな り、高い検出精度を有する零相電流検出装置 を安価に構成することができる。

 また、上記実施の形態2にかかる零相電流 検出装置によれば、加算手段の出力と電流調 節手段の入力との間に設けられた制御極性反 転防止手段は、ピーク検出手段の動作点の反 転を防止するようにしているので、大きな電 流が流れてもピーク検出手段の動作点が制御 範囲をはずれることがなく、良好な検出精度 を維持することができる。

 また、上記実施の形態3にかかる零相電流 検出装置によれば、強制着磁手段は、零相変 流器の検出用コアの着磁状態を制御するよう にしているので、零相変流器の検出用コアは 一定の着磁状態が確保され、外部要因着磁の 影響を受けずに高精度の電流検出が可能とな る。

 また、上記実施の形態4にかかる零相電流 検出装置によれば、強制着磁手段は、パルス 発生手段が出力する励振用パルスの一定周期 または不定周期ごとに励振用パルスの励振周 期よりも短時間の着磁動作を繰り返し、かつ 、継続して行うようにしているので、安定し た着磁状態を継続させることができ、高精度 の検出が可能となる。

 また、上記実施の形態5にかかる零相電流 検出装置によれば、加算手段の出力の高域周 波数成分を通過させる高域周波数通過手段の 時定数を1秒以上となるように設定している� �で、ピーク検出手段の検出出力における0.016 Hz以上の成分を検出することができ、周囲温� ��変化の影響が抑制されて高精度の検出が可� ��となる。

 また、上記実施の形態6にかかる零相電流 検出装置によれば、高域周波数通過手段の時 定数を変更する時定数変更手段は、装置起動 時の零点調整時に該時定数を一時的に運用時 の設定値よりも小さくするようにしているの で、零点調整に要する時間の短縮化が可能と なる。

 また、上記実施の形態7にかかる零相電流 検出装置によれば、高域周波数通過手段の機 能を具備するデジタルプロセッサは、励振用 パルスの励振周期に同期して得られた加算手 段の出力のサンプリング値を離散値として出 力するようにしているので、検出出力に含ま れるリップル成分を効果的に抑制することが でき、高い検出精度を確保することが可能と なる。

 また、上記実施の形態8にかかる零相電流 検出装置によれば、高域周波数通過手段の機 能を具備するデジタルプロセッサは、加算手 段の出力のサンプリング値を離散値として出 力する際に、励振用パルスの励振周期の1/2未 満の周期で取得するとともに、当該離散値に 含まれる励振用パルスの励振周波数成分をデ ジタル信号処理にて除去するようにしている ので、検出出力に含まれるリップル成分を効 果的に抑制することができ、より高い検出精 度を維持することが可能となる。

 なお、上記した実施の形態1~8にかかる零� ��電流検出装置は、例えば系統連系型インバ� ��タ装置などの地絡検出回路として利用する� ��とができる。特に、系統連系型インバータ� ��置が太陽光発電システム用インバータ装置� ��あってもよく、近年、地球規模の環境問題� ��高まりを背景に、クリーンなエネルギー源� ��して注目されている太陽光発電システムに� ��用すれば、より好適である。