本発明者は、上記特許文献1に開示されて いる技術の課題である伝送媒体と受信電極と の間の距離が離れると通信ができなくなるこ と、及びノイズにより誤動作すること、を解 決するにあたり、伝送媒体と受信電極との間 の距離が離れると通信ができなくなる原因が 、伝送媒体と、この伝送媒体に面する受信機 の受信電極との間の静電容量の変化による、 受信機の共振回路における共振周波数のシフ トであることを見出した。また、本発明者は 、単に共振回路の共振特性をブロードにして 低Q値化して、共振周波数がシフトしても利� �が大きく変化しないようにすると、送信信� �の搬送波の周波数に近いノイズに影響され� �誤動作が起こることも見出した。したがっ� �、本発明者は、このような観点を考慮して� �討を行って、受信電極及び共振回路を容量� �合する結合用キャパシタを用いることによ� �、ノイズによる誤動作がなく、伝送媒体と� �信電極との間の距離が離れても安定して通� �を行う通信システムを実現できることを見� �し、本発明をするに至った。

 すなわち、本発明の骨子は、伝送媒体に� ��して送信信号を電界として付与する送信機� ��、前記伝送媒体を介して前記電界を検出し� ��前記送信信号を受信する受信機と、を具備� ��る通信システムにおいて、前記受信機に、� ��記伝送媒体に面する受信電極と、共振用イ� ��ダクタ及び共振用キャパシタで構成された� ��振回路と、前記受信電極及び前記共振回路� ��容量結合する結合用キャパシタと、を設け� ��、ノイズによる誤動作がなく、伝送媒体と� ��信電極との間の距離が離れても安定して通� ��を行うことである。

 以下、本発明の実施の形態について添付図� ��を参照して詳細に説明する。
 図1(a)は、本発明の実施の形態に係る通信シ ステムの受信機側の一部を示す概略構成図で ある。また、図1(b)は、図1(a)に示す通信シス� ��ムの受信機側の一部の等価回路を示す図で� ��る。図1に示す通信システムは、電界を介し て送信信号を伝送する人体1などの伝送媒体� �、伝送媒体に対して情報信号が変調された� �信信号を電界として付与する送信機(図示せ� ��)と、伝送媒体を介して送信信号を電界の変 化として検出し、その電界の変化を情報信号 に復調する受信機2とから主に構成されてい� �。

 この通信システムにおいては、送信機と� ��送媒体(ここでは人体1)との間、及び受信機2 と伝送媒体(ここでは人体1)との間は、コンデ ンサを介して電気的に容量結合(受信機2と伝� ��媒体1との間は容量Cx)しており、変調された 送信信号を電界として伝送媒体に与えること により送信信号を伝送するようになっている 。この場合、伝送媒体には、変位電流は流れ るが定常電流は流れないので、電気的に導通 している必要が無い。したがって、例えば送 信機をポケットに入れたままでも、薄い布を 介して送信機と伝送媒体との間が容量結合す るので、送信信号の伝送が可能である。

 送信機は、伝送媒体に対して変調された� ��信信号を電界として付与する。このため送� ��機は、情報信号を搬送波で変調する変調回� ��と、この変調された信号を送信信号として� ��幅し、電圧変化に変換する変換回路とを有� ��る。なお、変調方式としては、FM,AM,FSK,ASK,PS Kその他種々の変調方法が適用可能である。

 受信機2は、伝送媒体を介して電界の変化 を検出して送信信号に対応した復調信号を得 る。受信機2は、伝送媒体に面しており、伝� �媒体からの電界を受ける受信電極21と、共振 用インダクタ22a(インダクタンス:Lo)及び共振� ��キャパシタ22b(容量:Co)で構成された共振回� �22と、受信電極21及び共振回路22を容量結合� �る結合用キャパシタ23(容量:Cc)と、を有する� ��共振回路22の後段は、電界を増幅して検出� �る検出回路(図示せず)や検出された物理量を 用いて送信信号を復調する復調回路(図示せ� �)が接続されている。

 結合用キャパシタ23は、伝送媒体と、こ� �伝送媒体に面する受信電極21との間の静電容 量の変化による共振回路22における共振周波� ��のシフトを抑制するためのものである。ま� ��、結合用キャパシタ23は、受信機2が通信可� ��な最大距離まで人体1から離れたときの受信 機2と人体1との間の静電容量値以下であるこ� ��が好ましい。これにより、受信機2と人体1� �の間の結合容量を小さくすることができ、� �信可能な伝送媒体と受信電極との間の距離� �拡大することができる。さらに、結合用キ� �パシタ23は、可変容量型キャパシタであるこ とが好ましい。これにより、受信機2と人体1� ��の間の伝送媒体と受信電極との間の距離を� ��御することが可能となり、送・受信機の使� ��環境に応じて通信可能な伝送媒体と受信電� ��との間の距離をユーザが任意に、または自� ��で設定することができる。

 上記構成を有する通信システムで通信を� ��う場合、送信機において、人体1が導電性を 示す周波数(数十kHz~数MHz)の搬送波で情報信号 を変調して変調信号を得る。この変調信号は 、増幅され、電圧変化に変換される。この電 圧変化を送信機の電極に印加することにより 、この電極の周囲に変調信号に対応する電界 を発生する。そして、この電界が送信信号と して人体1に付与される。人体1に付与された� ��界(送信信号)は、受信機2の受信電極21で受� �られる。受信電極21に電界(送信信号)が加わ� ��と、共振回路22及びその後段の検出回路(図� ��せず)で前記変調信号を検出する。そして、 検出回路の後段に位置する復調回路(図示せ� �)において、送信機で使用した搬送波を用い� ��復調して情報信号を取得する。このように� ��て、人体を伝送媒体として情報信号の送受� ��を行うことができる。

 ここで、人体1と受信電極21との間の静電� ��量Cxが10pF(標準状態と仮定)であるときに共� �回路22の共振周波数を10MHzに調整したLC並列� �振回路(半値幅が約±0.3MHz)を考える。このと� ��、静電容量Cxを減少させたときに、10MHzにお ける出力振幅が上記標準状態の半分になる静 電容量Cxを許容Cxとした。この許容Cxと結合用 キャパシタCcとの間の関係を図2に示す。

 結合用キャパシタが存在しない上記特許文� ��1に開示された回路においては、許容Cxは9.45 pFであり、共振回路の共振周波数を調整した� ��準状態の10pFから約5%のCx変動を許容するの� �である。Cx=10pFというのは、電極面積を12cm ² (4cm×3cm)とすると、人体と受信電極との間の� �隔(ギャップ)1mmに相当するので、許容Cx9.45pF� ��ギャップ1.12mmに相当する。これは、通信を� ��能にするために、ギャップ差0.12mm(120μm)の� �離変動しか許容されないことを意味する。� �なわち、上記特許文献1に開示された回路に� ��いては、ギャップが1.12mm以上になると通信� ��できないことになるので、本発明のような� ��信システムで想定される使用形態では通信� ��非常に不安定となる。

 一方、図2から分かるように、図1(b)に示す� �発明に係る構成においては、結合用キャパ� �タCc23が1pFでの許容Cxは1.5pFであり、標準状態 の10pFが1/6になることを許容できる。この許� �Cx=1.5pFのギャップは、電極面積12cm ² (4cm×3cm)で約7mmに相当する。また、結合用キ� �パシタCc23が0.3pFでの許容Cxは0.4pFであり、電� ��面積12cm ² (4cm×3cm)でギャップ約26mmに相当する。なお、� ��れらの数値については、Cx=10pFで調整した場 合についての例であり、標準状態としてCxを� ��えることにより、通信可能な距離を調整す� ��ことが可能である。

 次に、本発明に係る通信システムの受信� ��の共振周波数の周波数シフト抑制効果につ� ��て説明する。図1(b)に示す回路についてシミ ュレーションを行った。その結果を図3に示� �。図1(b)に示す回路(実施例)においては、交� �電源24の周波数を10MHzとし、振幅を1Vppとし、 結合用キャパシタCc23の容量を10pFとし、共振� ��路23の共振用インダクタのインダクタンス� �22μHとした。また、標準状態として人体1と� �信電極21との間の静電容量Cxを10pFとしたとき に、共振周波数が10MHzになるように共振用キ� ��パシタの容量を6.5pFに設定した。

 また、比較例として、図1(b)に示す回路に おいて結合用キャパシタを設けない回路につ いてもシミュレーションを行った。その結果 を図3に併記する。結合用キャパシタを設け� �い回路(比較例)においては、交流電源24の周� ��数を10MHzとし、振幅を1Vppとし、共振回路23� �共振用インダクタのインダクタンスを22μHと した。また、標準状態として人体1と受信電� �21との間の静電容量Cxを10pFとしたときに、共 振周波数が10MHzになるように共振用キャパシ� ��の容量を1.5pFに設定した。

 図3から分かるように、実施例に係る回路 (特性曲線A)も比較例に係る回路(特性曲線B)の いずれについても、静電容量Cxが10pFにおいて 10MHzで共振している。次に、実施例の回路と� ��較例の回路において、静電容量Cxを5pF(標準� ��態よりもギャップが大きい場合)のときの共 振周波数のシフトを図4に示す。図4から分か� ��ように、実施例に係る回路(特性曲線A)では� ��周波数シフトSAが10.8MHz(8%)で抑えられている が、比較例に係る回路(特性曲線B)では、周波 数シフトSBが13.3MHz(33%)であり、非常に大きか� ��た。また、実施例の回路と比較例の回路に� ��いて、静電容量Cxを20pF(標準状態よりもギャ ップが小さい場合)のときの共振周波数のシ� �トを図5に示す。図5から分かるように、実施 例に係る回路(特性曲線A)では、周波数シフト SAが9.3MHz(-7%)で抑えられているが、比較例に� �る回路(特性曲線B)では、周波数シフトSBが7.3 MHz(-27%)であり、非常に大きかった。

 なお、図1(b)に示す回路は、共振回路22が� ��列共振回路である構成であるが、共振回路� ��直列共振回路である構成においても、結合� ��キャパシタ23が存在することにより、同様� �共振周波数の周波数シフトが抑えられるこ� �が分った。

 次いで、図1(b)に示す回路について人体1� �受信電極21との間の静電容量Cx(伝送媒体と受 信電極との間の距離に相当)の変化による出� �変化について調べた。その結果を図7~図9に� �す。比較として、図1(b)に示す回路において� ��合用キャパシタを設けない回路についても� ��ミュレーションを行った。その結果を図6に 示す。なお、交流電源24の周波数を10MHzとし� �振幅を1Vppとした。

 図6は、比較例に係る回路において、結合 用キャパシタがなく、許容Cxが9.45pFとした回� ��の周波数特性を示す。図6から分かるように 、静電容量Cxが10pFでのピーク周波数は10.0MHz� �あり、10MHzでの出力が30Vであり、静電容量Cx� ��9.7pFでのピーク周波数は10.14MHzであり、10MHz� ��の出力が21.7Vであり、静電容量Cxが9.45pFでの ピーク周波数は10.3MHzであり、10MHzでの出力が 14.8Vであり、静電容量Cxが9.1pFでのピーク周波 数は10.4MHzであり、10MHzでの出力が9.5Vであっ� �。また、静電容量Cx10pFと静電容量Cx9.1pFの場� ��の出力差D1は20.5Vであった。したがって、10M Hzでの出力が標準状態のときの半分になるの� ��静電容量Cxが9.45pFのときであり、許容Cxは9.4 5pFである。

 一方図7は、実施例に係る回路において、 結合用キャパシタCcの容量を30pFとし、許容Cx� ��9.1pFであるときの周波数特性を示す。図7か� ��分かるように、静電容量Cxが10pFでのピーク� ��波数は10.0MHzであり、10MHzでの出力が22.5Vで� �り、静電容量Cxが9.5pFでのピーク周波数は10.1 3MHzであり、10MHzでの出力が16.5Vであり、静電� ��量Cxが9.1pFでのピーク周波数は10.23MHzであり� ��10MHzでの出力が11.3Vであり、静電容量Cxが8.7p Fでのピーク周波数は10.35MHzであり、10MHzでの� ��力が8.2Vであった。また、静電容量Cx10pFと静 電容量Cx8.7pFの場合の出力差D2は14.3Vであった� ��したがって、10MHzでの出力が標準状態のと� �の半分になるのは静電容量Cxが9.1pFのときで� ��り、許容Cxは9.1pFである。このように、実施 例に係る回路においては、人体と受信電極と の間の間隔(ギャップ)による出力変化が小さ� ��。すなわち、通信に必要な出力が得られる� ��ャップの幅が広くなる。したがって、実施� ��に係る回路によれば、伝送媒体と受信電極� ��の間の距離が離れても安定して通信を行う� ��とができる。

 また図8は、実施例に係る回路において、 結合用キャパシタCcの容量を3pFとし、許容Cx� �5.0pFであるときの周波数特性を示す。図8か� �分かるように、静電容量Cxが10pFでのピーク� �波数は10.0MHzであり、10MHzでの出力が6.93Vであ り、静電容量Cxが7.0pFでのピーク周波数は10.09 MHzであり、10MHzでの出力が5.42Vであり、静電� �量Cxが5.0pFでのピーク周波数は10.20MHzであり� �10MHzでの出力が3.48Vであり、静電容量Cxが4.0pF でのピーク周波数は10.27MHzであり、10MHzでの� �力が2.55Vであった。また、静電容量Cx10pFと静 電容量Cx4.0pFの場合の出力差D3は4.38Vであった� ��

 また図9は、実施例に係る回路において、 結合用キャパシタCcの容量を1pFとし、許容Cx� �1.5pFであるときの周波数特性を示す。図9か� �分かるように、静電容量Cxが10pFでのピーク� �波数は10.0MHzであり、10MHzでの出力が2.7Vであ� ��、静電容量Cxが3.0pFでのピーク周波数は10.07M Hzであり、10MHzでの出力が2.1Vであり、静電容� ��Cxが1.5pFでのピーク周波数は10.14MHzであり、1 0MHzでの出力が1.34Vであり、静電容量Cxが1.0pF� �のピーク周波数は10.19MHzであり、10MHzでの出� ��が0.96Vであった。また、静電容量Cx10pFと静� �容量Cx1.0pFの場合の出力差D4は1.74Vであった。 したがって、10MHzでの出力が標準状態のとき� ��半分になるのは静電容量Cxが1.5pFのときであ り、許容Cxは1.5pFである。

 図1(b)に示す回路は、共振回路22が一つの� ��振用インダクタ22aと一つの共振用キャパシ� ��22bとで構成されている。本発明においては� ��この構成に限定されず、共振回路22は、図10 (a),(b)に示すように、受信電極21と容量結合さ れた複数の共振用インダクタを有しても良い 。これにより、伝送媒体と受信電極との間の 距離の変動による周波数シフト量をさらに小 さくすることができ、結果として伝送媒体と 受信電極との間の距離をより広げることが可 能となる。なお、共振用インダクタの分割数 については特に制限はない。

 ここで、共振用インダクタを2分割した場 合について、図10(a)で説明する。この回路に� ��いては、共振回路の共振用インダクタをイ� ��ダクタンス11μHの2つの直列接続された共振� ��インダクタ21a1、22a1として構成している(2分 割型)。そして、結合用キャパシタ23を、容量 5pFの2つの並列接続された結合用キャパシタ23 a,23aに分割して、共振用インダクタに接続す� ��。このとき、標準状態としてCx=10pFのときに 、共振周波数が10MHzになるように共振用キャ� ��シタの容量を8.1pFに設定する。

 また、図10(b)に示す回路においては、共� �用インダクタを5分割した場合を示す(5分割� �)。この場合、結合用キャパシタ23を容量2pF� �ある5つの並列接続された結合用キャパシタ2 3b,23b,23b,23b,23bで構成し、共振用インダクタを インダクタンス4.4μHの5つの直列の共振用イ� �ダクタ22a2,22a2,22a2,22a2,22a2で構成している。� �のとき、標準状態としてCx=10pFのときに、共� ��周波数が10MHzになるように共振用キャパシ� �の容量を8.9pFに設定する。

 ここで、共振用インダクタを分割する場� ��の効果についてシミュレーションを行った� ��その結果を図11(a)~(c)に示す。なお、交流電� ��24の周波数を10MHzとし、振幅を1Vppとした。� �準状態であるCx=10pFのときには、図11(a)に示� �ように、共振用インダクタの分割がない回� �(特性曲線C)、共振用インダクタが2分割の回� ��(特性曲線D)、及び共振用インダクタが5分割 の回路(特性曲線E)のいずれについても、静電 容量Cxが10pFにおいて10MHzで共振している。次� ��、これらの3つの回路において、静電容量Cx� ��1pF(標準状態よりもギャップが大きい場合)� �ときの共振周波数のシフトを図11(b)に示す。 図11(b)から分かるように、共振用インダクタ� ��分割数が多いほど周波数シフトが抑えられ� ��いた。また、静電容量Cxを100pF(標準状態よ� �もギャップが小さい場合)のときの共振周波� ��のシフトを図11(c)に示す。図11(c)から分かる ように、この場合も共振用インダクタの分割 数が多いほど周波数シフトが抑えられていた 。

 また、共振回路22において、図12(a)に示す ように、複数の共振用インダクタがそれぞれ 切り替えスイッチ25を持つ構成としても良い� ��これにより、共振回路22の共振周波数を変� �ることが可能となる。

 また、共振回路22は、図12(b)に示すように 、共振用キャパシタ22bを複数のキャパシタ22b 1に分割し、共振用インダクタ及び/又は共振� ��キャパシタが切り替えスイッチ25,26を持つ� �成としても良い。これにより、共振回路22に おいて、インダクタンス及び容量を独立して 制御することができ、共振周波数だけでなく 、Q値も独立に変えることが可能となる。例� �ば、同じ共振周波数において、共振用イン� �クタのインダクタンスを大きくすることよ� �、Q値を高くすることができ、逆に共振用キ� ��パシタの容量を大きくすることにより、Q値 を低くすることができる。具体的には、ノイ ズを除去したい場合はQ値を高くし、帯域を� �くして通信速度を高める場合にはQ値を低く� ��る。図12(b)に示す構成によれば、このよう� �制御を行うことができる。なお、図12(a),(b)� �示す構成においては、共振用インダクタ又� �共振用キャパシタ毎にスイッチを設けてい� �が、本発明においては、少なくとも2つの共� ��用インダクタ又は共振用キャパシタに対し� ��スイッチを一つ設けるように構成しても良� ��。

 次に、上述したような結合用キャパシタ� ��具体的な構成について説明する。

 図13は、本発明の実施の形態に係る通信� �ステムにおける受信機の構成を示す図であ� �、(a)は基板上のパターンを示す図であり、(b )はパターン上に電子素子を搭載した状態を� �す図であり、(c)は(a)のXIIC-XIIC線に沿う断面� �である。

 図13(a)に示す構成においては、回路基板31 上に結合用キャパシタCc用のパターン32a,32bと 、共振回路用のパターン33a,33bとが形成され� �いる。結合用キャパシタCc用のパターンにお いて、パターン32aは共振回路側電極(第2電極) であり、パターン32bは受信側電極(第1電極)で ある。また、共振回路用パターンにおいて、 パターン33aは復調回路側パターンであり、パ ターン33bはグランド側パターンである。また 、結合用キャパシタCcは受信側電極32bと共振� ��路側電極32aとの間で形成され、受信側電極3 2b及び共振回路側電極32aのうち一方の電極(こ こでは共振回路側電極32a)が回路基板31上に形 成されている。これにより、結合用キャパシ タCcが回路基板31に内蔵された構成となる。� �お、受信側電極32bは受信電極に接続され、� �調回路側パターン33aは復調回路に接続され� �グランド側パターン33bはグランドに接続さ� �る。

 図13(a)に示すようなパターン上に共振用� �ンダクタ34及び共振用キャパシタ35を搭載す� ��と図13(b)に示すようになる。すなわち、共� �回路側電極32aと接続する復調回路側パター� �33a及びグランド側パターン33bに共振用イン� �クタ34が搭載され、共振回路側電極32aと接続 しない復調回路側パターン33a及びグランド側 パターン33bに共振用キャパシタ35が搭載され� ��。このように接続された共振用インダクタ3 4及び共振用キャパシタ35で共振回路22が構成� ��れている。なお、共振用インダクタ34と共� �用キャパシタ35は場所を入れ替えてもよい。

 一般に、共振回路用の部品は共振周波数� ��調整するために微調整機能を要求されるこ� ��が多く、特に共振用キャパシタはトリマコ� ��デンサを用いることが多いため、基板に形� ��する素子としては不適切である。一方、結� ��用キャパシタCcは、通信可能な距離を決め� �ことによってその容量値を決めることがで� �るため、基板に形成する素子として好適で� �る。このため、図13に示す構成で結合用キャ パシタCcを導入することにより、共振周波数� ��安定化するとともに、構成部品数を減らす� ��とができる。また、結合用キャパシタCcが� �路基板31に内蔵された構成において、共振回 路を復調回路などの集積回路内に形成するこ とで構成部品をされに減らすことができる。

 次に、共振回路側電極を共振用インダク� ��と兼用した場合の具体的な構成について説� ��する。

図14(a)に示すように、回路基板31上に結合� �キャパシタCcの受信側電極32bが形成され、そ の両側に復調回路側パターン33a及びグランド 側パターン33bが形成されている。そして、図 14(b)に示すように、この復調回路側パターン3 3a及びグランド側パターン33b上に、共振用イ� ��ダクタ34及び共振用キャパシタ35を搭載して 、共振回路22を構成している。この構成にお� ��ては、共振用インダクタ34が受信側電極32b� �対向するように位置するので、これにより� �結合用キャパシタCcが受信側電極32bと共振回 路22の共振用インダクタ34との間で形成され� �。

 このような構成においては、共振用イン� ��クタ34内の配線と回路基板31に形成された受 信側電極32bとが容量結合し、図10に示すよう� ��分布定数的な結合が得られる。それにより� ��振周波数をより安定化する効果が得られる� ��また、この構成によれば、周波数シフト量� ��減ることにより、通信可能距離を伸ばすこ� ��ができる。さらに、この構成においては、� ��振回路側電極32aが不要となるので、部品点� ��を増やすことなく分布定数的な結合を得る� ��とができる。この場合において、回路基板3 1と共振用インダクタ34との間に樹脂などの誘 電率の大きな材料を充填して、受信側電極32b と共振回路側電極である共振用インダクタ34� ��の間の静電結合を強めても良い。このとき� ��受信側電極32bと共振用インダクタ34との間� �充填された材料として接着剤を用いて両者� �を接着するようにしても良い。また、共振� �路が復調回路などの集積回路内に形成され� �場合においても、同様に、共振回路側電極� �集積回路内の共振用インダクタと兼用する� �成にすることで分布定数的な結合が得られ� �様な効果が得られる。

 共振用インダクタ34の配線の構成は、図15 (a)~(c)に示すようなものが考えられるが、何� �の構造においても受信側電極32bと共振用イ� �ダクタ34の配線との間には分布定数的な結合 が形成され、共振周波数安定化の効果が得ら れる。また、受信側電極32bを回路基板31上に� ��成せずに、図15(d)~(f)に示すように、共振用� ��ンダクタ34の表面上に形成しても、受信側� �極32bと共振用インダクタ34内部の配線との間 に分布定数的な結合が形成され、同様な効果 が得られる。さらに、図15(d)~(f)に示すように 共振用インダクタ34の表面上に受信側電極32b� ��形成することにより、受信側電極32bを上や� ��に向けて実装することにより、受信側電極3 2bに対してワイヤボンディングやボールボン� ��ィングを行うことができる。

 図14に示すように、受信側電極32bを回路� �板31上に形成し、共振用インダクタ34が共振� ��路側電極32aを兼ねる構成においては、図16(a )に示すように、共振回路側電極は、復調回� �に接続される復調回路側配線36と、復調回路 のグランドに接続されるグランド側配線37と� ��間にそれぞれ静電容量が形成される。この� ��成においては、復調回路側配線36-受信側電� ��32b間の静電容量をCc’とし、グランド側配� �37-受信側電極32b間の静電容量をCgとすると、 その等価回路は図17のように表される。

 この構成において、静電容量Cc’が静電� �量Cgよりも大きくなるように復調回路側配線 36及びグランド側配線37を回路基板31上に形成 する。具体的には、図16(b)に示すように、グ� ��ンド側配線37のうち受信側電極32bに近接す� �領域を小さくする構成、図16(c)に示すように 、受信側電極32bとグランド側配線37との間の� ��離を、受信側電極32bと復調回路側配線36と� �間の距離よりも大きくする構成にする。あ� �いは、図16(d),(e)に示すように、多層配線基� �において、復調回路側配線36がスルーホール 39を介して中間層配線38と接続された構成で� �層間の容量を利用して復調回路側配線36と受 信側電極32bとの間の静電容量を大きくしても 良い。これらの構成を採ることにより、受信 側電極32bからの信号がグランドに吸い込まれ ることを抑えることができ、良好な感度を得 ることができる。

 また、上記以外に、受信側電極32bが共振� ��インダクタ34に形成された場合や、結合用� �ャパシタを構成する両方の電極が回路基板31 に形成された場合にも、静電容量Cc’が静電� ��量Cgよりも大きくなるように復調回路側配� �36及びグランド側配線37を形成することによ� ��同様の効果を得ることができる。

 本発明は上記実施の形態に限定されず、� ��々変更して実施することが可能である。例� ��ば、送信機における変調回路や変換回路、� ��信機における検出回路や復調回路などの構� ��については上記実施の形態に限定されず、� ��宜変更することができる。また、上記実施� ��形態における寸法、数値などについては特� ��限定されず、本発明の範囲内において変更� ��ることが可能である。その他、本発明の範� ��を逸脱しないで適宜変更して実施すること� ��できる。