Domaine technique

L’invention concerne un dispositif et un procédé de mesure de distance, configuré pour émettre et recevoir des ondes ultrasonores et en déduire une ou plusieurs distances séparant le dispositif en question d’un ou plusieurs objets situés dans une zone de détection du dispositif en question comme par exemple enseigné par US5734346. En d’autres termes, il s’agit du domaine de l’écholocalisation par ondes ultrasonores.

Le dispositif et le procédé proposé permettent en outre dans certaines configurations de mesurer également une vitesse relative des objets cible.

Contexte et Art Antérieur

Il est connu d’envoyer une impulsion d’ondes ultrasonores vers une cible pour ensuite écouter un écho qui en revient. Cette technique connue sous le nom de « mesure du temps de vol » oblige à mesurer un écart temporel entre l’émission et la réception, qui dans la pratique peut être très petit et donc difficile à mesurer précisément.

On connaît aussi une solution basée sur une onde continue modulée en fréquence (connu dans le métier sous l’acronyme ‘FMCW’ de l’anglais Frequency Modulated Continuous Wave), et une écoute simultanée du ou des échos qui revient. En mélangeant les signaux d’émission et de réception, on obtient un battement de fréquence avec une fréquence basse représentative de la distance qui sépare l’objet du dispositif de détection.

Toutefois, dans les deux solutions présentées ci-dessus, la précision pour les distances courtes s’avère insuffisante voire la mesure de fréquence s’avère impossible car trop basse. Et s’agissant des distances de détection longue, ceci oblige à choisir généralement un transducteur ultrasonore à large bande passante ou ceci conduit à une consommation énergétique défavorable.

Il est donc apparu un besoin de proposer une solution améliorée pour détecter de manière fiable à la fois les distances courtes et les distances longues et ceci avec un coût de revient compétitif, et une consommation électrique minime qui permet d’avoir une alimentation par batterie avec une grande autonomie. Il existe également un besoin de mesurer non seulement la distance mais aussi une vitesse relative de l’objet (des objets) cible(s).

Un des buts de l’invention est de proposer un capteur autonome de niveau de remplissage pour un conteneur d’apport volontaire, par exemple des poubelles collectives, qui peuvent être de grande taille, et dont le niveau de remplissage doit être connu avec précision notamment lorsque le conteneur est quasi plein. Accessoirement, on peut rechercher à fournir en outre une information de vitesse relative.

De plus, on travaille ici sur des ondes ultrasonores pour disposer d’un capteur/dispositif nécessitant des ressources plutôt bon marché, si on compare aux domaines des radars, lidars, ou infra rouge ; le coût de revient du capteur doit être le plus bas possible au regard des performances attendues ou visées.

Résumé de l’invention

A cet effet, selon un premier aspect il est proposé un dispositif de mesure de distance, configuré pour simultanément émettre et recevoir des ondes ultrasonores, le dispositif comprenant :

- un émetteur ultrasonore (41) et un récepteur ultrasonore (42) pour respectivement émettre et recevoir des ondes ultrasonores,

- une unité de commande (5) pour commander sélectivement l’émission et analyser des signaux reçus pour en déduire au moins une distance (D) séparant le dispositif de mesure et au moins un objet (3) sur lequel des ondes ultrasonores émises se réfléchissent, et il est prévu dans l’unité de commande (5) la génération d’un signal d’émission Tx(t) et d’un signal de mixage Fdc(t), le signal d’émission étant transformé en ondes ultrasonores par l’émetteur (41), alors que le signal de mixage Fdc(t) est dirigé vers un mixer de réception (62), dans lequel il est mélangé avec un signal reçu Rx en provenance du récepteur (42), et un signal de sortie du mixer de réception est traité par un module d’analyse à transformée de Fourier pour en déduire une fréquence significative (Af), image du décalage temporel (At) entre le signal émission et le signal reçu Rx, ledit décalage temporel permettant d’en déduire la distance (D) à l’objet, caractérisé en ce que le signal de mixage présente un décalage fréquentiel par rapport au signal d’émission au moins sur une portion du signal d’émission.

Moyennant quoi, même lorsque l’objet cible est très proche du dispositif de mesure le décalage fréquentiel ainsi introduit donne une sortie avec un spectre centré sur la fréquence de décalage et non plus sur zéro, ce qui facilite la détermination de la fréquence basse d’intérêt. Notons à ce stade que le dispositif permet de déterminer la distance D à l’objet cible, mais qu’il est possible en outre de déterminer la vitesse relative selon des dispositions optionnelles qui seront décrites plus loin.

Bien entendu, le signal d’émission et le signal de mixage peuvent faire l’objet d’une répétition périodique. Par exemple, le signal de mixage peut avoir l’aspect d’un signal fréquentiel en dent de scie. De même le signal d’émission peut avoir l’aspect d’un signal fréquentiel en dent de scie avec des parties plates ou nulles comme on le verra plus loin.

Le signal d’émission et le signal de mixage peuvent comporter des rampes croissantes de fréquences et/ou des rampes décroissantes de fréquences, comme il sera vu dans des cas particuliers décrits plus loin.

Les caractéristiques exposées dans les paragraphes suivants peuvent, optionnellement, être mises en œuvre. Elles peuvent être mises en œuvre indépendamment les unes des autres ou en combinaison les unes avec les autres. Selon un aspect, le module d’analyse à transformée de Fourier est un module à transformée de Fourier rapide (FFT). Moyennant quoi, la détection des raies de fréquences dans le signal analysé est rapide. Avantageusement cette analyse peut être faite par un calcul numérique après avoir échantillonné le signal à analyser.

Selon un aspect, le signal d’émission comporte une première rampe de fréquence (Rpl, de Fl à F2) croissante, et le signal de mixage Fdc(t) comporte une deuxième rampe de fréquence (Rp2, de F3 à F4) croissante. Comme les fréquences de signaux évoluent linéairement, l’effet recherché de battement entre la fréquence de mixage et le signal reçu est constant pendant une durée d’observation suffisante pour pouvoir pratiquer une analyse de transformée de Fourier. Les rampes des deux signaux peuvent être parallèles, auquel cas la différence de fréquence entre Fdc et Rx sera constante pendant un temps suffisamment long pour pouvoir repérer dans la transformée de Fourier une fréquence basse d’intérêt.

Selon un aspect, le signal d’émission Tx(t) comprend une base temporelle (Tb) avec des première et deuxième portions, et dans la première portion le signal d’émission se présente comme la première rampe de fréquence (Rpl) et dans la deuxième portion (P2) le signal d’émission est nul, et le signal de mixage Fdc(t) se présente comme la deuxième rampe de fréquence (Rp2) sur la totalité de la base temporelle (Tb), la pente de la première rampe et de la deuxième rampe étant identiques sur la première portion (PI).

Moyennant quoi on limite la consommation énergétique induite par une émission effective des ondes ultrasonores. Comme on émet que sur une portion de la période (émission discontinue), l’énergie consommée est plus faible que dans le cas conventionnel de l’art antérieur. Lorsque le dispositif de mesure est alimenté par une source électrique autonome de type batterie/accumulateur, l’autonomie est ainsi rallongée.

Selon un aspect, la deuxième portion (P2) est plus longue que la première portion (PI), de préférence la deuxième portion (P2) étant au moins 2 fois plus long que la première portion (PI). La consommation est ainsi substantiellement limitée. En effet, la consommation prépondérante du dispositif est constituée par l’émission des ondes ultrasonores, et avantageusement cette émission consommatrice d’énergie est relativement courte par rapport à la période de mesure. On peut ainsi obtenir une réduction importante de la consommation électrique moyenne et un allongement très significatif de la durée de vie du dispositif lorsque celui-ci est alimenté par une batterie.

Selon un aspect, le signal d’émission comporte une troisième rampe de fréquence décroissante (Rp3, de F2 à Fl), et le signal de mixage Fdc(t) comporte une quatrième rampe de fréquence décroissante (Rp4, de F5 à F6). L’utilisation alternative de rampe croissante et décroissante permet de constater un décalage Doppler dans les signaux reçus et par conséquent ceci permet de mesurer une vitesse relative entre l’objet cible et le dispositif de mesure (capteur), comme il sera explicité plus loin. Selon un aspect, pour le signal d’émission et/ou le signal de mixage Fdc(t), il peut être prévu une variation de fréquence sans saut, c’est-à-dire les rampes croissantes et décroissantes en continuité l’une de l’autre (forme de dents de scie régulière et symétrique par exemple). Ceci permet d’éviter d’avoir un spectre d’émission trop large liée à des changements brusques ; l’unité de commande peut ainsi être peu polluante en parasites électromagnétiques .

Selon un aspect, il est prévu que s’agissant des première et deuxième rampes croissantes, le signal de mixage (Fdc) est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission d’un décalage fréquentiel (Fsh) positif, alors que s’agissant des troisième et quatrième rampes décroissantes, le signal de mixage (Fdc) est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission d’un décalage fréquentiel négatif (-Fsh). Grâce à cela, le traitement peut obtenir à la fois une donnée représentative de la distance et une donnée représentative de la vitesse relative. De plus on lève bien l’ambiguïté entre un objet qui se déplace et provoque une déviation Doppler et un objet fixe même s’ils renvoient chacun un écho très similaire.

En effet le signal de sortie du mixer comporte une portion A (pour la portion de rampe croissante) et une portion B (pour la portion de rampe décroissante), et leur demi somme permet d’obtenir une fréquence significative (Af,Fwl), image du décalage temporel (AT) entre le signal émission et le signal reçu Rx, et leur demi différence permet d’obtenir une fréquence représentative d’un décalage Doppler.

Selon un aspect, le signal d’émission Tx(t) comprend une base temporelle (Tb) avec des première et deuxième portions (P1,P2), dans la première portion le signal d’émission se présente comme une première rampe de fréquence (Rpl, de Fl à F2) et dans la deuxième portion (P2) le signal d’émission est nul, et le signal de mixage Fdc(t) se présente comme une deuxième rampe de fréquence (Rp2, de F3 à F4) sur la totalité de la base temporelle, la pente de la première rampe et de la deuxième rampe étant identiques sur la première portion (PI), et le signal d’émission Tx(t) comprend une base temporelle auxiliaire (Tb2) avec des troisième et quatrième portions (P3,P4), dans la troisième portion (P3) le signal d’émission se présente comme une troisième rampe de fréquence (Rp3) et dans la quatrième portion (P4) le signal d’émission est nul, et le signal de mixage Fdc(t) se présente comme une quatrième rampe de fréquence (Rp4) sur la totalité de la base temporelle auxiliaire, la pente de la troisième rampe et de la quatrième rampe étant identiques sur la troisième portion (P3).

Grâce à quoi, on peut mesurer la distance et la vitesse relative tout en minimisant la consommation électrique.

Bien entendu la durée de labase temporelle auxiliaire (Tb2) peut être identique à la durée de la base temporelle (Tb).

Selon un aspect, la deuxième portion (P2) est plus longue que la première portion (PI), et la troisième portion (P3) est plus longue que la quatrième portion (P4) d’où une consommation électrique réduite. Selon un aspect, le signal d’émission Tx(t) et le signal de mixage Fdc(t) sont générés par des suites numériques dans un microprocesseur (cf Fig 6 ref 50) de l’unité de commande, puis transformés chacun par un convertisseur numérique analogique (71,72).

Ceci procure souplesse et une possibilité de faire varier la rampe de fréquence selon le cas d’emploi, voire en fonction des résultats de mesure. Aussi la base de temps (Tb) peut être ajustée ou adaptée par le cœur numérique du microprocesseur. On dispose ainsi de multiples possibilités d’auto-adaptation en fonction des résultats précédemment acquis.

Selon un aspect, la rampe est droite avec une pente prédéterminée comprise entre 10 Hz/ms et lkHz/ms. Grâce à quoi on obtient généralement une sensibilité satisfaisante pour le capteur, typiquement pour des distances allant de 1 cm à 5 m.

Selon un aspect, le décalage fréquentiel (Fsh) est compris entre 100 Hz et 10 kHz. Moyennant quoi, on reste dans des gammes de fréquence relativement basses pour le traitement aval des signaux électriques. Et en même temps le décalage fréquentiel est suffisant pour fournir une information de distance fiable pour des très petites distances D.

Selon un aspect particulier, le décalage fréquentiel peut se présenter sous la forme d’une fréquence de décalage fixe (Fsh) d’environ 2 kHz.

Selon un aspect particulier, on peut utiliser une notion de gain fréquentiel ajustable, c’est-à-dire la rampe de fréquence versus le temps, ledit gain fréquentiel étant adaptatif en fonction du résultat des mesures de distances précédentes. On peut ainsi combiner une distance de détection longue et une précision importante aux distances de détection courtes.

Selon un aspect, le module à transformée de Fourier rapide (FFT) travaille sur un échantillon de taille inférieure à 10 000 points. Ainsi, l’appareil peut être équipé d’un microcontrôleur d’une gamme bon marché.

Selon un aspect, il est prévu un ou plusieurs filtre(s), un ou plusieurs amplificateur(s). On peut notamment prévoir un premier filtre dit de réception (FT1) sur le signal reçu en écho, et un deuxième filtre (FT2) post mélangeur, pour éliminer la(les) fréquences image haute de la fréquence d’intérêt recherchée.

Selon un aspect, la distance D à mesurer est comprise entre 1 mm et 5000 mm, de préférence entre 2 mm et 3000 mm. Dans une application type des conteneurs d’apport volontaire de type poubelle collective, un tel dispositif de mesure est parfaitement adapté aux besoins.

Selon un aspect, la période de récurrence (Tb) des rampes est comprise entre 10 ms et 500 ms, de préférence inférieure à 100 ms. Moyennant quoi, la récurrence des mesures peut être rapide et les informations de distance ainsi mises à jour en temps réel.

Selon un aspect, il peut être prévu des périodes d’inactivité entre les séquences de mesure successives. On peut ainsi diminuer la consommation moyenne du dispositif et allonger son autonomie lorsqu’il est alimenté par une batterie. Ceci s’avère particulièrement pertinent si on s’intéresse essentiellement à la distance et que la vitesse relative présente peu d’intérêt, comme dans le cas d’un capteur de remplissage d’un conteneur d’apport volontaire de poubelles.

Selon un aspect, le transducteur ultrasonore est à bande passante limitée par exemple de l’ordre de 2 kHz (pris à 3-dB du palier de bande). Ceci conduit à un coût optimisé.

Selon un aspect, les ondes ultrasonores émises se situent dans une fourchette entre 20 kHz et 100 kHz. Selon un aspect particulier, les ondes ultrasonores émises sont comprises entre 38 kHz et 42 kHz. Selon un aspect particulier, les ondes ultrasonores émises sont comprises entre 57 kHz et 59 kHz. Moyennant quoi on peut utiliser des transducteurs ultrasonores disponibles en grande quantité et peu coûteux.

Selon un aspect particulier, la fréquence maximum du signal de mixage (F4) est de l’ordre de 100kHz. On reste ainsi dans des gammes de fréquence très basses, et les composants électroniques pour traiter les signaux sont peu coûteux.

Selon un aspect particulier, on utilise des composants identiques pour l’émetteur ultrasonore et le récepteur ultrasonore. Ceci simplifie la nomenclature.

Selon un aspect particulier, on utilise comme émetteur ultrasonore et comme récepteur ultrasonore des composants déjà utilisés dans les systèmes de détection à impulsions classiques. On utilise ainsi des composants sur étagères, peu coûteux et toujours disponibles.

Il est aussi proposé un ensemble capteur (100) comprenant un dispositif tel que décrit plus haut, et un émetteur d’ondes ultrasonores, de préférence sous forme monobloc, et autonome en énergie.

Il est aussi proposé un procédé de mesure de distance et/ou de vitesse utilisant des ondes ultrasonores comprenant les étapes :

- générer un signal d’émission Tx(t) et un signal de mixage Fdc(t), le signal d’émission étant transformé en ondes ultrasonores par l’émetteur (41), alors que le signal de mixage Fdc(t) est dirigé vers un mixer de réception (62),

- mélanger, dans le mixer de réception (62), le signal de mixage avec un signal reçu Rx en provenance du récepteur (42), correspondant aux échos des ondes ultrasonores sur un ou plusieurs objets,

- traiter un signal de sortie du mixer de réception par un module d’analyse à transformée de Fourier,

- en déduire une fréquence significative (Af,Fw 1 ), image du décalage temporel (DT) entre le signal émission et le signal reçu Rx,

- déduire la distance (D) à l’objet à partir de la fréquence significative (Af,Fw 1 ), caractérisé en ce que le signal de mixage présente un décalage fréquentiel (Fsh) par rapport au signal d’émission au moins sur une portion du signal d’émission.

Selon un aspect particulier, il est prévu une première rampe de fréquence (Rpl) croissante, et le signal de mixage (Fdc(t)) comporte une deuxième rampe de fréquence (Rp2) croissante. Selon un aspect particulier, il est prévu en outre une troisième rampe de fréquence (Rp3) décroissante, et le signal de mixage (Fdc(t)) comporte une quatrième rampe de fréquence (Rp4) décroissante, et dans lequel le signal de sortie du mixer comporte une portion A et une portion B, et la demi somme permet d’obtenir une fréquence significative (Af,Fwl), image du décalage temporel (AT) entre le signal émission et le signal reçu Rx, et la demi différence permet d’obtenir une fréquence représentative d’un décalage Doppler.

Description des figures

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront au cours de la description suivante donnée à titre d'exemple non limitatif, en regard des dessins joints, sur lesquels :

- la figure 1 représente un exemple de conteneur d’apport volontaire, par exemple une poubelle collective,

- la figure 2 représente un diagramme d’un exemple de dispositif de mesure de distance proposé, utilisé par exemple sur le conteneur de la figure 1,

- la figure 3 représente schématiquement un organigramme de principe des signaux mis en œuvre,

- la figure 4 représente un exemple de chronogrammes,

- la figure 5 représente un autre exemple de chronogrammes, illustrant plusieurs cas de figure,

- la figure 6 représente un diagramme fonctionnel du dispositif dans un mode de réalisation numérique,

- la figure 7 illustre une étape du procédé permettant l’obtention de la distance recherchée,

- la figure 8 représente un autre exemple de chronogrammes, illustrant la mesure de vitesse relative du fait de l’effet Doppler,

- la figure 9 illustre une variante de la figure 8, avec des portions temporelles sans émission d’ondes ultrasonores.

Description détaillée

Sur les différentes figures, les mêmes références désignent des éléments identiques ou similaires. Pour des raisons de clarté de l'exposé, certains éléments ne sont pas nécessairement représentés à l'échelle.

On vise ici un appareil d’indication de niveau de remplissage, repéré 100, pour un conteneur d’apport volontaire 95, par exemple des poubelles collectives, qui peuvent être de grande taille, et dont le niveau de remplissage doit être connu pour permettre une optimisation des tournées de collecte. Comme illustré à la figure 1, le niveau de remplissage est défini par la surface supérieure des objets 93 qui sont contenus dans le conteneur d’apport volontaire 95.

L’appareil d’indication niveau de remplissage 100 comprend un dispositif de mesure de niveau repéré 10, que l’on va détailler plus loin. Outre le dispositif de mesure 10, l’appareil peut comprendre, pour l’application décrite, une batterie source d’énergie électrique 80 et un coupleur de communication 92 par exemple Bluetooth™ ou autre.

Il faut toutefois noter que le dispositif de mesure proposé (appelé ‘ensemble capteur’ ou même simplement ‘capteur’) peut être utilisé dans nombres d’autres applications où une distance par rapport à un objet cible doit être mesurée ou estimée. Par ailleurs, le dispositif de mesure proposé peut être utilisé notamment quand l’une des entités impliquées est susceptible de se déplacer que ce soit le capteur lui-même qui bouge (cas d’un capteur embarqué sur un véhicule) ou que l’objet cible se déplace.

Outre l’exemple cité plus haut, on vise d’autres applications : la robotique, les drones et leur pilotage fin, la reconnaissance de gestes, etc....

La technique des ultrasons fonctionne bien même en environnement perturbé en EMC, de jour comme de nuit, y compris avec des matériaux transparents translucides (ex : bouteilles en verre).

Le dispositif de mesure peut ainsi être utilisé dans un capteur de proximité pour drone, un capteur de proximité/distance et de déplacement pour accessoires de réalité augmentée, capteurs d’approche et de présence pour systèmes de sécurité et/ou d’alarme.

Le dispositif de mesure 10 comprend un émetteur ultrasonore 41 pour émettre et recevoir des ondes ultrasonores et un récepteur ultrasonore 42 pour recevoir des ondes ultrasonores. En effet, le dispositif de mesure proposé est agencé et commandé pour simultanément émettre et recevoir de telles ondes ultrasonores, selon des dispositions qui seront vues en détails plus loin. L’émetteur ultrasonore et le récepteur ultrasonore 42 peuvent être agencés dans un organe appelé transducteur ultrasonore repéré 4.

L’émetteur ultrasonore 41 et le récepteur ultrasonore 42 peuvent être des composants identiques. Ces composants sont formés grâce à des membranes vibratoires commander grâce des bobinages et/ou des éléments piézoélectriques.

L’émetteur ultrasonore 41 et le récepteur ultrasonore 42 peuvent être des composants du marché déjà largement utilisés dans les systèmes à impulsions classiques, ce qui en fait des composants peu coûteux.

Les ondes ultrasonores se propagent dans l’espace libre en face de l’émetteur 41, selon un lobe d’émission prédéfini lié à la forme du pavillon de l’émetteur (cône par exemple). Des ondes ultrasonores sont reçues par le récepteur 42, selon un lobe de réception ou un lobe d’écoute. Les lobes d’émission et de réception peuvent être confondus ou différents. La coïncidence des lobes d’émission et de réception permet d’écarter des bruits ou sources sonores parasites qui peuvent se manifester dans l’environnement. On s’intéresse en particulier aux ondes ultrasonores qui sont renvoyées par un objet cible 3 situé à une distance D à déterminer. On note au passage qu’il peut y avoir plusieurs objets cible 3 dans le champ d’action du transducteur ultrasonore. Par ondes ultrasonores on entend des ondes sonores de fréquence comprise entre 20 kHz et plusieurs centaines de kHz. Dans les applications visées, on utilisera de préférence des ondes sonores de fréquence comprise entre 30 kHz et 100 kHz.

Pour revenir à l’exemple illustré, le capteur 10 de niveau de remplissage est autonome en énergie électrique. De préférence, le capteur est monté sur une paroi supérieure du conteneur d’apport volontaire 95. Avec un tel capteur de niveau de remplissage, il faut pouvoir détecter un réservoir vide avec une hauteur qui va en pratique jusqu’à 4 m. Mais aussi, il est intéressant de connaître avec précision le niveau de remplissage notamment lorsque le conteneur est quasi plein, ceci afin de fournir une information fiable pour l’optimisation des tournées de collecte, la distance à mesurer par rapport aux objets cible est alors faible, i.e. 20 cm voire moins.

Le dispositif de mesure 10 comprend une unité de commande 5 pour commander sélectivement l’émission des ondes ultrasonores et analyser des signaux reçus en retour.

L’unité de commande 5 génère un signal d’émission noté Tx ou Tx(t), le signal d’émission est transformé en ondes ultrasonores par l’émetteur 41.

L’unité de commande peut être équipée typiquement d’un amplificateur et/ou d’un convertisseur numérique analogique (CNA) suivant le découpage digital/analogique (sur lequel on reviendra plus loin) pour attaquer l’émetteur 41 avec des signaux de puissance analogiques. L’unité de commande 5 prépare en parallèle un signal de mixage noté Fdc ou (Fdc(t)), le signal d’émission Tx étant transformé en ondes ultrasonores par l’émetteur 41.

Le signal de mixage Fdc(t) présente un décalage fréquentiel Fsh par rapport au signal d’émission. Ce décalage fréquentiel Fsh peut être constant ou proportionnel selon différents cas qui seront vus ci-après.

Dans le premier exemple illustré, ce décalage fréquentiel Fsh est constant au moins sur une portion du signal d’émission.

Le signal de mixage Fdc peut être préparé à partir du signal TX, ou peut être préparé indépendamment en parallèle du signal TX, à condition d’être joué en synchronisation avec le signal TX.

Le principe de base est illustré sur les schémas de principe des figures 2 et 3 et un chronogramme exemplaire est donné en figure 4.

Le signal de mixage Fdc(t) entre dans un mélangeur ou mixeur 62, qui reçoit par ailleurs un signal reçu Rx en provenance du récepteur 42.

Comme visible à la figure 4, le battement entre le signal de mixage Fdc et le signal reçu Rx se produit entre les instants Tl et T2 (Af), puis entre les instants T3 et T4 (Af2).

Le signal Fw en sortie du mixer de réception 62 est traité par un module d’analyse à transformée de Fourier. Le signal Fw en sortie du mixer de réception 62 comprend une composante fréquentielle haute qui représente la somme des fréquences principales de Fdc et Rx (Fdc + Rx) et comprend une composante fréquentielle basse qui représente la différence des fréquences principales de Fdc et Rx (Fdc - Rx), c’est cette composante fréquentielle basse notée Fwl qui va nous intéresser pour le traitement aval.

La composante fréquentielle haute peut être éliminée par un filtre passe-bas ou passe bande FT2, en amont du module d’analyse à transformée de Fourier.

La fréquence significative d’intérêt (Af sur les chronogrammes, Fwl en sortie du module d’analyse de Fourier) est une image du décalage temporel DT entre le signal émission et le signal reçu (Rx). Plus précisément, la détermination dudit décalage temporel Af permet d’en déduire la distance D à l’objet 3.

À la sortie du mélangeur 62, il est prévu un module de numérisation c’est-à-dire un échantillonnage du signal délivré par la sortie du mélangeur. En aval de l’échantillonnage, les données entrent dans un module d’analyse à transformée de Fourier.

Le module d’analyse à transformée de Fourier peut être typiquement un module transformée de Fourier rapide (FFT) 66. Le module d’analyse FFT donne en sortie la composante fréquentielle basse notée Fwl qui va permettre de calculer la distance D, ce calcul pouvant être réalisé par une fonction annexe du module FFT lui-même.

Il n’est pas exclu d’obtenir la fréquence d’intérêt Af, c’est-à-dire la fréquence basse de battement entre Fdc et Rx, par tout autre système analogique et/ou numérique.

La figure 7 illustre la partie finale du calcul de la distance. Pour un cas donné, la fréquence basse de battement noté Fw3 permet de remonter à la distance D3. On note qu’ avantageusement la distance nulle correspond à la fréquence d’intérêt Fsh, dont la période est mesurable sur la durée d’observation. La distance maximum notée Dmax est limitée par la fréquence supérieure F4 ; on verra plus loin que la distance maximum peut être ajustée au besoin.

Comme illustré sur la configuration numérique illustrée à la figure 6, l’unité de commande 5 élabore un signal d’émission Tx(t) et un signal de mixage Fdc(t) dans un cœur numérique 50. En pratique, le microprocesseur prépare dans des mémoires des fichiers de points à jouer, les fichiers des signaux TX et Fdc étant préparés de manière cohérente pour être joués en synchronisation notamment à propos des rampes qui vont être discutées ci- dessous F.

Le signal d’émission (Tx(t)) comporte une première rampe de fréquence (Rpl) croissante. Dans le jargon du métier, on parle de signal « Chirp ».

Le signal de mixage (Fdc(t)) comporte une deuxième rampe de fréquence (Rp2) croissante.

Le signal d’émission Tx(t) comprend une base temporelle Tb avec des premières et deuxièmes portions P1,P2. Dans la première portion PI, le signal d’émission se présente comme une première rampe de fréquence (Rpl, de Fl à F2). Dans la deuxième portion P2 le signal d’émission Tx est nul, ce qui permet de réduire la consommation énergétique. La deuxième portion P2 peut être plus longue que la première portion PI. Exprimé autrement, sur la deuxième portion P2, on continue à écouter, mais on n’émet plus d’ondes ultrasonores (puissance nulle). Cette deuxième portion P2 de silence à l’émission peut durer quelques dizaines de millisecondes voire quelques centaines de millisecondes, pour les distances les plus longues à considérer.

La deuxième portion P2 peut être inexistante auquel cas Tx est une dent de scie pure (rampe ascendante de Fl à F2, front de retour à Fl, nouvelle rampe ascendante de Fl à F2, nouveau front de retour à Fl, etc..).

Concernant le signal de mixage Fdc(t), il se présente comme une deuxième rampe de fréquence (Rp2, de F3 à F4) sur la totalité de la base temporelle, à savoir sur la première portion avec le décalage Fsh, et en continuité sur la deuxième portion P2.

La fréquence de départ F3 est telle que F3 = Fl + Fsh

La fréquence d’arrivée F4 est telle que F4 = F3 + Tb x GF, GF étant le gain en fréquence, c’est-à-dire la pente de la deuxième rampe. Dans le premier exemple illustré, la rampe du signal émission et identique à savoir Fréquence de Tx(t) = Fl + Tb x GF, jusqu’à hauteur de F2, à l’endroit duquel TX devient nul (et donc absence de consommation de puissance sur la sortie).

Le signal Rx de retour d’écho arrive sur le récepteur ultrasonore 42. En aval du récepteur ultrasonore les signaux devenus électriques passent d’abord dans un amplificateur 70, puis dans un filtre passe bande FT1 avec comme fréquence basse une borne légèrement inférieure à Fl et comme fréquence supérieure une borne légèrement supérieure à F2 (le tout pris à -3 dB du palier).

Le signal ainsi filtré est dirigé vers le mélangeur 62 à l’endroit duquel il est mélangé avec le signal de mixage Fdc élaboré par l’unité de commande.

À la sortie du mélangeur, il est prévu un second filtre noté FT2, pour éliminer la composante de battement additionnel Fdc + Rx, et ne conserver que la fréquence d’intérêt correspondant à la soustraction Fdc-Rx. Le filtre FT2 peut être un filtre passe bas avec une fréquence de coupure légèrement supérieure à F4. Le filtre peut être un filtre passe bande avec comme bornes Fsh et F4.

En alternative au filtre analogique, le signal en sortie du mélangeur peut être dirigé vers un convertisseur analogique numérique repéré 73 et le filtrage passe bas mentionné ci- dessus peut être réalisé par un filtre numérique.

On note que dans la version numérique illustré la figure 6, il est prévu un convertisseur numérique analogique 71 pour générer le signal d’émission TX et un convertisseur numérique analogique 72 pour générer le signal de mixage Fdc.

Dans une solution générique et/ou analogique, comme illustré aux figures 2 et 3, on peut obtenir le signal de mixage à partir du d’un signal ‘Chirp’ de base F(t) qui sert à la fois pour générer le signal d’émission TX et pour préparer le signal de mixage. Le signal ‘Chirp’ de base F(t) est issu d’un oscillateur à commande (VCO repéré 54). La préparation du signal de mixage implique l’introduction dans un premier mélangeur 61 d’un signal à fréquence fixe Fsh à savoir la fréquence décalage Fsh. La sortie de ce premier mélangeur comporte un signal Chirp correspondant à Tx + Fsh.

S’agissant du signal d’émission Tx, celui-ci peut être issu d’un mélangeur d’émission 60 qui permet de limiter l’émission à un temps plus court que la période de répétition grâce à une fonction créneau G(t) (issu d’un générateur de créneaux 53 cf Figure

3).

Pour le signal de mixage, on peut aussi utiliser oscillateur à commande (VCOsh repéré 55), à condition que sa base de temps soit synchronisée avec la commande deux oscillateur primaire 54.

L’indication du « OU » à la figure 2 et 3 illustre les deux possibilités exclusives entre elles.

On a illustré à la figure 4 partie droite, un exemple où la deuxième rampe Rp2’ est parallèle à la première rampe Rpl’ et dans ce cas les pentes de la deuxième rampe et de la première rampe sont supérieures à celles de la partie gauche de la figure 4. Ceci permet d’accroître la sensibilité du dispositif de mesure, dans le cas champ proche, car en effet la variation de fréquence DG est supérieure pour un écart de distance donné.

Dans cette variante, on a F4’ = F3 + Tb x GF2 avec GF2 > GF. Dans ces conditions, on a aussi Tx(t) = Fl + Tb x GF2. Dans l’exemple illustré, GF2 > GF.

Pour utiliser au maximum la souplesse du dispositif de mesure, il est prévu une boucle rétroaction, soit dans le logiciel du cœur numérique soit sous forme plus analogique avec les boucles de retour repéré 84 sur la figure 2.

Ainsi, le dispositif de mesure peut dans un premier temps se caler sur une grande distance maximum de détection Dmax, avec GF petit. Puis en fonction des échos et notamment de la distance D estimée, on peut augmenter le gain GF et diminuer la base de temps Tb, afin d’accroître la sensibilité sur les distances courtes.

Pour revenir au premier exemple illustré, la pente de la première rampe et de la deuxième rampe sont identiques sur la première portion PI. La figure 5 illustre pour différents cas de figure distincts, les différents échos reçus en réponse (RlX(t), R3X(t), R4X(t)), chacun correspondant à une fréquence respective en sortie de FFT DίΊ, DO, Af4, et chacun correspondant à un retard respectif DTI, DT3, DT4.

On constate que même si le retard est très petit, la différence de fréquence reste supérieure à Fsh et peut ainsi être détectée par le module d’analyse de Fourier. La distance maximum détectable (cas R4X, DT4) est proportionnelle à la durée Tb.

En pratique Fsh peut être compris entre 1kHz et quelques dizaines de kHz. On peut choisir par exemple une valeur Fsh autour de 2 ou 3 kHz.

En pratique, Fl et F2 restent dans la plage fréquentielle d’utilisation du transducteur ultrasonore. Dans un mode particulier, on s’arrange pour que Fl soit de l’ordre de 57kHz, et pour que F2 soit de l’ordre de 59kHz. Dans d’autres réalisations, on s’arrange pour que Fl soit voisin de la borne basse de la plage fréquentielle de bonne utilisation du transducteur alors que F2 est voisin de la borne haute.

La partition entre numérique et analogique peut être quelconque. On peut avoir une configuration mise en œuvre de l’invention quasiment tout numérique ; on peut également avoir une configuration mise en œuvre de l’invention quasiment tout analogique.

Accessoirement, on peut rechercher à fournir en outre une information de vitesse relative.

La figure 8 illustre un deuxième mode de réalisation ou le dispositif de mesure peut détecter à la fois la distance et la vitesse relative grâce à la déviation Doppler.

Le signal d’émission Tx(t) comporte une première rampe de fréquence Rpl croissante, le signal d’émission Tx(t) comporte en outre une troisième rampe de fréquence Rp3 décroissante (Rp3va de F2 à Fl). On a donc un signal triangulaire symétrique, à variation de fréquence sans saut de fréquence.

Le signal de mixage Fdc(t) comporte une deuxième rampe de fréquence Rp2 croissante, et le signal de mixage Fdc(t) comporte une quatrième rampe de fréquence Rp4 décroissante (Rp4 va de F5 à F6). On constate un saut de fréquence, mais le signal impliqué ne porte pas de puissance donc engendre peu de perturbations EMC.

Pour les première et deuxième rampes croissantes Rpl, Rp2, le signal de mixage Fdc est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission d’un décalage fréquentiel Fsh positif, alors que pour les troisième et quatrième rampes décroissantes, Rp3,Rp4, le signal de mixage Fdc est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission Tx d’un décalage fréquentiel négatif (-Fsh). Dans un cas particulier avantageux, le décalage fréquentiel négatif est de même ampleur/valeur que le décalage fréquentiel positif.

Dans les ondes ultrasonores de retour Rx, on constate un décalage à droite correspondant un retard lié à la distance de parcours aller-retour. On constate en outre un décalage vers le bas lié à une vitesse relative de l’objet qui, dans l’exemple illustré, fait baisser toutes les fréquences de retour, d’une valeur Fdop qu’il faut discriminer de l’effet du retard qui lui induit le Af déjà mentionné.

Sur la figure, la ligne en trait fin illustre le cas sans décalage Doppler, alors que la ligne en trait fort Rx illustre le retour avec l’effet du décalage Doppler.

Sur l’intervalle de temps P8, la sortie du mélangeur 62 donne Afs, fréquence qui n’est pas fixe ; par conséquent pour cet intervalle de temps, la sortie du module d’analyse de Fourier n’est pas significative.

Le battement entre le signal de mixage Fdc et le signal reçu Rx se produit entre les instants T5 et T6 (fréquence AfA), puis entre les instants T7 et T8 (fréquence AfB). Le battement prévaut pendant une durée suffisante pour que la transformée de Fourier puisse sortir la composante fréquentielle basse AfA (respectivement AfB). Le signal de sortie du mixer comporte une portion A (partie des rampes croissantes) et une portion B (partie des rampes décroissantes).

La demi-somme permet d’obtenir une fréquence significative Af, Fwl, image du décalage temporel DT entre le signal d’émission et le signal reçu Rx.

D’un autre côté, la demi-différence permet d’obtenir une fréquence représentative d’un décalage Doppler.

On arrive ainsi à déduire à partir des signaux de retour la fréquence Fw qui va permettre de remonter à la distance comme déjà expliqué plus haut, et la fréquence Doppler qui permet de mesurer la vitesse relative (ici un éloignement relatif) de la cible par rapport au capteur, grâce aux formules suivantes :

Fw = (MA + AfB) / 2 Fdop = (AfA - AfB) / 2

Sur la figure 9, on a illustré un mode de réalisation du dispositif de mesure pouvant détecter à la fois la distance et la vitesse relative grâce à la déviation Doppler, avec en outre une fonction de minimisation de la consommation électrique.

Une séquence de mesure comprend une base temporelle Tb avec des première et deuxième portions P1,P2, cette première base temporelle Tb est celle des rampes croissantes. En outre, la séquence de mesure comprend une base temporelle auxiliaire Tb2 avec des troisième et quatrième portions P3,P4, cette base temporelle auxiliaire Tb2 est celle des rampes décroissantes.

Plusieurs séquences de mesure telle que celle illustré à la figure 9 peuvent se succéder sans interruption. Toutefois il peut être prévu des périodes d’inactivité entre les séquences de mesure de manière à minimiser la consommation électrique moyenne et à augmenter l’autonomie d’un dispositif autonome.

Durant la première portion de temps PI, le signal d’émission Tx(t) comporte une première rampe de fréquence Rpl croissante en partant de Fl. Durant la deuxième portion de temps P2, le signal d’émission Tx(t) est telle que la puissance émise est nulle.

Durant la troisième portion de temps P3, le signal d’émission Tx(t) comporte en outre une troisième rampe de fréquence Rp3 décroissante (pour Rp3 on part de F2 et on descend). Durant la quatrième portion de temps P4, le signal d’émission Tx(t) est telle que la puissance émise est nulle.

Concernant le signal de mixage Fdc(t), celui-ci comporte une deuxième rampe de fréquence Rp2 croissante (Fdc(t) va de F3 à F4), et le signal de mixage Fdc(t) comporte une quatrième rampe de fréquence Rp4 décroissante (Fdc(t) va de F5 à F6). On constate un saut de fréquence, mais le signal impliqué ne porte pas de puissance donc engendre peu de perturbations EMC.

Pour les première et deuxième rampes croissantes Rpl, Rp2, le signal de mixage Fdc est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission d’un décalage fréquentiel Fsh positif, alors que pour les troisième et quatrième rampes décroissantes, Rp3,Rp4, le signal de mixage Fdc est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission Tx d’un décalage fréquentiel négatif (-Fsh). Dans un cas particulier avantageux, le décalage fréquentiel négatif est de même ampleur/valeur que le décalage fréquentiel positif.

Comme pour le cas de la figure 8, dans les ondes ultrasonores de retour Rx, on constate un décalage à droite correspondant un retard lié à la distance de parcours aller-retour, et un décalage vers le bas lié à une vitesse relative de l’objet qui, dans l’exemple illustré, fait baisser toutes les fréquences de retour, d’une valeur Fdop qu’il faut discriminer de l’effet du retard qui lui induit le Af déjà mentionné.

Sur la figure, la ligne en trait fin illustre le cas sans décalage Doppler, alors que la ligne en trait fort Rx illustre le retour avec l’effet du décalage Doppler.

Sur l’intervalle de temps P8, la sortie du mélangeur 62 donne Afs, fréquence qui n’est pas fixe ; par conséquent pour cet intervalle de temps, la sortie du module d’analyse de Fourier n’est pas significative.

Là aussi le battement entre le signal de mixage Fdc et le signal reçu Rx se produit entre les instants T5 et T6 (fréquence AfA), puis entre les instants T7 et T8 (fréquence DίB), ces battements étant établis pendant une durée suffisante pour que la transformée de Fourier puisse sortir la composante fréquentielle basse AfA (respectivement AfB).

Le signal de sortie du mixer comporte une portion A (partie des rampes croissantes) et une portion B (partie des rampes décroissantes).

La demi-somme permet d’obtenir une fréquence significative Af, Fwl, image du décalage temporel AT entre le signal d’émission et le signal reçu Rx.

D’un autre côté, la demi-différence permet d’obtenir une fréquence représentative d’un décalage Doppler, de manière identique au cas précédent :

Fw = (AfA + AfB) / 2 Fdop = (AfA - AfB) / 2

On remarque que l’interruption de l’émission dans la deuxième portion et dans la quatrième portion de temps n’affecte pas la détermination de F fréquence Doppler et de la fréquence liée au retard dû à la distance

Il faut remarquer que la mise en œuvre des ondes ultrasonores s’avère moins coûteuse que la mise en œuvre des systèmes radar ou lidar, qui implique des circuits passant des fréquences élevées, et également des processeurs numériques beaucoup plus puissants pour permettre de les traiter.

Ici dans le cas d’emploi type, à titre d’exemple uniquement, sans que cela diminue la généralité de l’invention présentée, on choisira de préférence les éléments dimensionnels suivants :

- Le décalage fréquentiel Fsh est compris entre 100 Hz et 10 kHz.

- La bande passante de l’émetteur et du récepteur est de l’ordre de 2 kHz. - Fl est de l’ordre de 57kHz et F2 est de l’ordre de 59 kHz

- La fréquence maximum du signal de mixage (F4) est de l’ordre de 100 kHz.

- La période de récurrence Tb des rampes est comprise entre 10 ms et 500 ms, de préférence inférieure à 100 ms.

- Le module à transformée de Fourier rapide (FFT) travaille sur un échantillon de taille inférieure à 10000 points.