Gebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regelung von sensorlos kommutierten Gleichstrommaschinen.

Hintergrund

Sensorlos kommutierte Gleichstrommaschinen werden in vielen Bereichen, z.B. in Automotiveanwendungen eingesetzt. Solche Maschinen zeichnen sich durch eine kompakte Bauform und einen guten Wirkungsgrad aus .

Aufgrund der zunehmenden Nachfrage nach hohen Leistungen bei gleichzeitig kompakter werdenden Bauformen, ergibt sich das Problem, dass auftretende Wärmeverluste abgeführt werden müssen um eine Überhitzung zu vermeiden. Wünschenswert wären daher Gleichstrommaschinen mit möglichst geringer Wärmedissipation . Durch die

Kommutierungssequenz entstehen, beim Abschalten des Phasenstromes, durch die Selbstinduktion der Wicklungen (Phasenwicklungen) Spannungsspitzen (Fly-Back-Pulse) . Diese Pulse sind grundsätzlich unerwünscht und führen zu Verlusten. Zusätzlich können in bestimmten Anordnungen, wie z.B. in Schrittmotoren im „Autospeed-Betrieb" weitere Fly- Back Pulse (sogenannte Fly Back Pulse zweiter Art) auftreten. Diese entstehen dadurch, dass die Kommutierungssequenz durch eine gepulste Gleichspannung, die üblicherweise als Spannungsquelle verwendet wird, überlagert wird. Falls das für die gepulste Gleichspannung verwendete Modulationsschema nicht exakt mit der Kommutierungssequenz Schritt hält, entstehen in den OFF- Zeiten, also beim Abschalten der Gleichspannung, durch die Eigeninduktivität der Spule weitere Fly-Back-Pulse. Diese führen zu weiteren unerwünschten Verlusten (Verluste bis zu 80% der Gesamtleistung) . Die Verluste entstehen dadurch, dass Halbleiterschalter in einer zur Kommutierung des Motors benötigten Brückenschaltung durch ihre unzureichende Einbettung/ Isolierung im Substrat wie ein bipolarer Transistor wirken und einen Teil der Energie in Verlustleistung in Form von Wärme umsetzen. Die fachübliche Lösung für dieses Problem besteht darin, parallel zu den Halbleiterschaltern Freilaufdioden vorzusehen. Die

Freilaufdioden leiten den durch den Fly-Back-Puls getriebenen Freilaufström ab. Freilaufdioden haben allerdings den Nachteil, dass dennoch ein nicht unerheblicher Teil der Energie über die Halbleiterschalter in das Substrat dissipiert wird.

Aus dem Stand der Technik sind verschiedene Ansätze bekannt, die den Energieverlust durch die Fly-Back-Pulse erster und zweiter Art weiter minimieren sollen.

Aus DE 10 2007 040 217 sind ein Verfahren und eine Vorrichtung bekannt, bei dem ein Mikrokontroller eine Komparatorschaltung zum Messen der Nulldurchgänge der induzierten Spannung aufweist. Auf Grundlage der Messungen der Nulldurchgänge werden ein Zeitintervall und ein nächster Kommutierungszeitpunkt bestimmt, wodurch das Rotordrehfeld und das Statorfeld in einer optimalen Lage zueinander gehalten werden. Dadurch sollen Fly-Back-Pulse zweiter Art minimiert werden. Dieses Verfahren hat den Nachteil, dass weiterhin Verluste durch die Fly-Back-Pulse erster Art an den Halbleiterschaltern entstehen.

Aus DE 101 61 992 AI ist bekannt, mittels einer unterhalb der H-Brückenschaltung angebrachten Komparatorschaltung den Verlauf des Stromes in den Phasenwicklungen zu bestimmen und bei Detektion des Fly-Back-Pulses den entsprechenden Halbleiterschalter leitend zu schalten um die Energie nicht parasitär werden zu lassen. Dieses Verfahren hat den Nachteil, dass eine Detektion der Fly-Back-Pulse nur über die Phasenströme der Low Side der Brückenschaltung erfolgen kann. Es ist zudem nicht bei Schrittmotoren im Autospeed Betrieb einsetzbar .

Die Erfindung macht es sich zur Aufgabe, ein Verfahren bereitzustellen, welches die Verlustleistungen weiter begrenzt und die Nachteile aus dem Stand der Technik zumindest abmildert.

Kurzbeschreibung der Erfindung

Diese Aufgabe wird durch die in den unabhängigen Ansprüchen angegebene Erfindung gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Erfindungsgemäß geschaffen ist ein Verfahren zum Betrieb einer sensorlos kommutierten Gleichstrommaschine, insbesondere eines biopolaren Schrittmotors oder bürstenlosen Gleichstrommotors (BLDC Motor) , wobei die Gleichstrommaschine einen Rotor und einen Stator mit einer Statorwicklung umfasst, wobei die Statorwicklung mindestens eine Phasenwicklung aufweist und mit einer Brückenschaltung verbunden ist, wobei die Brückenschaltung mindestens vier Halbleiterschalter umfasst; das Verfahren umfassend:

Bestimmen eines ersten Zeitpunktes, zu dem ein erster Wert der durch das Rotordrehfeld in der an dem mindestens einen Statorpol jeweils anliegenden Phase induzierten Spannung auftritt, wobei der erste Wert beim Trennen der mindestens einen zuvor bestromten Phasenwicklung von einer Spannungsquelle entsteht (Fly-Back-Pulse) ; Bestimmen eines zweiten Zeitpunktes auf Grundlage des ersten Zeitpunktes; und Schalten, zu dem zweiten Zeitpunkt, eines der mindestens vier Halbleiterschalter in der Brückenschaltung, um einen durch die induzierte Spannung getriebenen Strom I _0FF abzuleiten.

Die aufgrund der Rotation eines Rotormagneten in den Phasenwicklungen des Stators induzierte elektrische Spannung wird auch gegen-elektromotorische Kraft (englisch: back electromotive force, BEMF) genannt. Beim Trennen einer zuvor bestromten Phasenwicklung von der Spannungsquelle entstehen aufgrund der Selbstinduktion der Phasenwicklungen Spannungspulse, die sogenannten Freilaufpulse (Flyback- Pulse) . Diese Flyback-Pulse sollen hier und im Folgenden auch der induzierten Spannung, beziehungsweise der BEMF, zugeordnet werden. Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass zur Vermeidung hoher Verlustleistungen die Halbleiterschalter, durch eine Steuerung, aktiv leitend geschaltet werden können (active freewheeling) . Dies bewirkt, dass der Freilaufström nicht über Freilaufdioden oder dem Halbleiterschalter inhärente Dissipationspfade abfließt. Somit kann die parasitäre Struktur der Halbleiterschalter nicht zur Wirkung gelangen. Auf diese Weise wird verhindert, dass große Teile der Energie als Wärme in das Substrat abgeführt werden. Dies hat den Vorteil, dass Kühlaufwand eingespart und die Bauform weiter verringert werden kann. Ein inhärenter Dissipationspfad kann beispielsweise als ein inhärenter Bipolartransistor eines Feldeffekttransistors modelliert sein, dessen Emitter- Kollektor-Strecke einen Verlustpfad in das Halbleitersubstrat darstellt. Insbesondere kann es dabei problematisch sein, dass der über die Emitter-Kollektor-Strecke abfließende Strom verstärkt wird, weshalb eine besonders große Verlustleistung entstehen kann.

Um den Zeitpunkt zu bestimmen, an dem ein Halbleiterschalter leitend geschaltet wird um den Freilaufström abzuleiten, wird vorzugsweise auf den Verlauf oder eine Polaritätsänderung der in den Phasenwicklungen anliegenden Spannung zurückgegriffen. Eine Bestimmung dieses Verlaufs, oder wenigstens des Verlaufs der Nulldurchgänge, ist zur Kommutierung der Gleichstrommaschine ohnehin notwendig. Der Verlauf der an den Phasenwicklungen anliegenden Spannung, beziehungsweise deren Nulldurchgänge, werden an jeder Phase bestimmt. Aus dem Verlauf der anliegenden Spannung, beziehungsweise deren Nulldurchgängen, wird an jeder Phase das Auftreten des ersten Wertes der induzierten Spannung und der Zeitpunkt des Auftretens des ersten Wertes als erster Zeitpunkt bestimmt. Der erste Wert der Spannung kann insbesondere durch einen Nulldurchgang des Spannungsverlaufs gegeben sein. Der erste Zeitpunkt entspricht dann dem Zeitpunkt des Nulldurchgangs des Spannungsverlaufs. Alternativ kann aber auch der Zeitpunkt des Auftretens eines beliebigen anderen Spannungswerts zum Bestimmen des ersten Zeitpunktes verwendet werden. Der erste Zeitpunkt und der erste Wert der induzierten Spannung können durch Auswertung von Interrupts, beispielsweise durch Auswertung von BEMF-Komparator Interrupts, bestimmt werden. Ein BEMF-Komparator Interrupt kann beispielsweise durch einen Nulldurchgang der BEMF ausgelöst werden. Die Auswertung kann durch die Steuerung oder die Peripheriegeräte der verwendeten Steuerung (z.B. ein Mikrokontroller mit einer 32-Bit ARM CPU) , wie zum Beispiel Interrupt Controller und Timer geschehen. Auf Grundlage des ersten Zeitpunktes wird anschließend, durch die Steuerung mit einer entsprechenden Software, ein zweiter Zeitpunkt (Schaltzeitpunkt) bestimmt. Der erste Zeitpunkt und der zweite Zeitpunkt sollten möglichst nahe beieinander liegen, da der Motor sonst abgebremst wird. Zu dem zweiten Zeitpunkt wird ein Halbleiterschalter, durch die Steuerung, leitend geschalten, um den Freilaufström abfließen zu lassen. Bei Brückenschaltungen mit Zwischenkreis kann dadurch die Energie des Flyback-Pulses in den Zwischenkreis, beispielsweise in einen dort vorhandenen Pufferkondensator, zurückgeleitet werden und wird nicht als Verlustwärme in das Substrat abgeführt. Bei Brückenschaltungen ohne Zwischenkreis kann die Energie zurück in die Spannungsquelle oder einen weiteren Pufferkondensator geleitet oder innerhalb der unteren Brückenseite (Low-Side) oder innerhalb der oberen Brückenseite (High-Side) abgebaut werden. Der Vorteil besteht in jedem Fall darin, dass die Energie nicht über die parasitären Strukturen der Halbleiterschalter abgebaut und Kühlaufwand gespart wird. Die Begriffe „obere Brückenseite" und „untere Brückenseite" sollen hier und im Folgenden nur beispielhaft zur Unterscheidung einer ersten und einer zweiten Brückenseite verwendet werden und bedingen keine Festlegung auf ein räumliche Anordnung der jeweiligen Brückenseite.

In einer Ausgestaltung der Erfindung umfasst das Schalten das Leitendschalten eines ersten Halbleiterschalters, insbesondere eines MOSFETs der oberen Brückenseite (High-Side MOSFET) , wobei beim Schalten des High-Side MOSFETs die Energie der induzierten Spannung in die Spannungsquelle oder einen Ladungsspeicher abgeleitet wird. Wird der High-Side MOSFET leitend geschaltet, wird die Energie des Freilaufpulses in die Spannungsquelle zurückgeführt. Dies hat den Vorteil, dass die Energie zum Betrieb der Gleichstrommaschine wieder zur Verfügung steht. Dasselbe gilt für einen auf der High-Side verbauten Pufferkondensator. In dieser Ausgestaltung kann die Energie zudem sehr schnell abgebaut werden, da keine zusätzlichen, als Spannungsteiler wirkenden Elemente mit ohmschem Widerstand vorhanden sind. In einer Ausgestaltung der Erfindung umfasst das Schalten das Leitendschalten eines zweiten Halbleiterschalters, insbesondere eines MOSFETs der unteren Brückenseite (Low-Side MOSFET) , wobei beim Schalten des Low-Side MOSFETs der durch die induzierten Spannung getriebene Strom I _0FF innerhalb der Low Side der Brückenschaltung abgebaut wird. Wird ein Halbleiterschalter auf der Low-Side leitend geschaltet, zirkuliert die Energie des Freilaufpulses innerhalb des aus der Motorwicklung und der Low-Side gebildeten Stromkreises. Die Energie wird somit innerhalb der Motorwicklung und der Low Side abgebaut. In dieser Ausgestaltung wird die Energie langsamer abgebaut. Die Energie wird schließlich auch als Verlustwärme dissipiert, die Wärmeverteilung ist jedoch vorteilhafter als bei einer Dissipation über einen geschlossenen MOSFET mit oder ohne Freilaufdiode, so dass auch in dieser Ausgestaltung keine zusätzliche Kühlung erforderlich ist. In einer Ausgestaltung der Erfindung wird das Bestimmen des ersten Zeitpunktes, zu dem ein erster Spannungswert an der zuvor bestromten Phasenwicklung anliegt, durch Detektion einer ersten Flanke eines zu erwartenden Flyback-Pulses bestimmt. Durch das Detektieren des Flyback-Pulses kann beispielsweise ein Interrupt in einer Steuerschaltung ausgelöst werden, anhand dessen der erste Zeitpunkt bestimmt wird. Diese Ausgestaltung hat den Vorteil, dass die ohnehin zur Kommutierung bestimmte BEMF zur Steuerung des SchaltZeitpunktes benutzt werden kann. Dadurch kann zusätzlicher Aufwand hinsichtlich der Steuerung eingespart werden. Da das Auftreten eines Flyback Pulses ohnehin bekannt ist, reicht es zur Feststellung, dass ein Flyback-Puls auftritt aus, die Spannungsänderung - also die erste, vordere Flanke - des Flyback Pulses zu detektieren. Dies hat den Vorteil, dass das Maximum des Flyback-Pulses (Maximalwert der induzierten Spannung) zur Bestimmung nicht erst abgewartet werden muss um dann auf dessen Grundlage einen SchaltZeitpunkt zu bestimmen. Dies verbessert die Schnelligkeit des Verfahrens.

In einer Ausgestaltung der Erfindung wird der zweite Zeitpunkt durch Addition einer vorbestimmten Zeitspanne (Totzeit) zu dem ersten Zeitpunkt gebildet. Bei Kenntnis der Breite des Fly Back Pulses kann somit bereits bei Detektion des ersten Wertes ein optimaler SchaltZeitpunkt bestimmt werden. Die Zeitspanne (Totzeit) kann während des Verfahrens durch Überwachung und Analyse, und/oder durch die Steuerung, des Verlaufes der Nulldurchgänge der induzierten Spannung (BEMF) angepasst werden. Dadurch kann das Verfahren schneller ablaufen und die Energiedissipation weiter minimiert werden. Insbesondere kann es vorgesehen sein, dass die Totzeit durch Auswertung der BEMF-Komparator Interrupts bestimmt wird, und/oder in Relation zum Motorstrom, und/oder der Betriebsspannung, und/oder der Induktivität der Phasenwicklungen, bestimmt werden.

In einer Ausgestaltung der Erfindung umfasst das Verfahren das Bestimmen eines dritten Zeitpunktes, zu dem ein zweiter Wert der induzierten Spannung auftritt, wobei der zweite Zeitpunkt durch Detektion einer zweiten, rückwärtigen Flanke des Fly-Back-Pulses bestimmt wird; und Schließen des zuvor leitend geschalteten Halbleiterschalters zu dem dritten Zeitpunkt. In dieser Ausgestaltung wird durch Detektion der rückwärtigen Flanke des Flyback-Pulses der dritte Zeitpunkt bestimmt, an dem der zuvor leitend geschaltete Halbleiterschalter wieder geschlossen wird. Dadurch kann der dritte Zeitpunkt ebenfalls bereits dann bestimmt werden, wenn der Flyback-Puls noch nicht ganz abgeklungen ist. Dies sichert einen Zeitvorteil beim Schließen des Halbleiterschalters und verhindert, dass der Motor abgebremst rd .

In einer Ausgestaltung der Erfindung umfasst das Verfahren das Festlegen welcher Halbleiterschalter leitend geschaltet wird. Es kann somit, durch die Steuerung, ausgewählt werden, welche Form des Abführens der Energie verwendet wird. Es kann also in manchen Ausgestaltungen der Erfindung vorgesehen sein, dass die Varianten des Verfahrens kombiniert werden. Beispielsweise kann die überschüssige Energie abhängig von einem Betriebsparameter, einem Betriebszustand oder einer Steuer- beziehungsweise Regelgröße, entweder über die High-Side der Brückenschaltung oder über die Low-Side der Brückenschaltung abgebaut und/oder zwischengespeichert, beziehungsweise in die Energiequelle zurückgeführt werden. Dazu kann eine Regelgröße definiert werden, auf deren Basis die Motorsteuerung entscheidet, welche der beiden Varianten zum Abbauen des Stroms verwendet werden soll. Zum Beispiel kann beim Überschreiten eines kritischen Wertes das Abklingen des Stromes über den FAST decay Pfad der oberen Brückenseite und anderenfalls über den SLOW decay Pfad der unteren Brückenseite vorgesehen sein. Insbesondere kann es vorgesehen sein, dass die Regelgröße in Abhängigkeit von der breite eines oder mehrerer Flybackpulse und/oder in Abhängigkeit des Motorstroms definiert wird. So kann beispielsweise bei hohen Motorströmen die Variante FAST decay und bei Motorströmen unterhalb eines Schwellwertes die Variante SLOW decay gewählt werden. Des Weiteren können auch andere Parameter, beispielsweise eine Temperatur oder ein Betriebszustand des Elektromotors, die Regelgröße bilden oder in diese einfließen.

In einer Ausgestaltung der Erfindung erfolgt das Bestimmen des Verlaufes der induzierten Spannung, beziehungsweise der Nulldurchgänge der induzierten Spannung, an den Phasenwicklungen und elektrisch parallel zu den Phasenwicklungen. Dies hat den Vorteil, dass nach dem Abklingen des Stromes immer noch eine Spannung (die BEMF) messbar ist. Dadurch ist die Bestimmung der BEMF auch im passiven Freilauf möglich, wodurch ein Anlaufpunkt bestimmt werden kann. Anhand dieses Anlaufpunkt kann sich die Steuerung wieder auf die aktuelle Motordrehzahl synchronisieren und vom Freilauf-, bzw. Auslaufbetrieb, in den bestromten Betrieb umschalten. Zudem kann die Breite eines Flyback-Pulses auch dann bestimmt werden, wenn alle Halbleiterschalter nicht-leitend geschaltet sind (im passiven Freilauf) . Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass die BEMF auch im aktiven Freilauf bestimmt werden kann, unabhängig davon, in welcher Brückenseite der aktive Freilauf stattfindet. Die BEMF kann somit sowohl für die Variante FAST decay als auch für die Variante SLOW decay zu allen Zeitpunkten bestimmt werden, beziehungsweise ein

Nulldurchgang der BEMF erkannt werden. Insbesondere können dabei auch die Flanken der Flyback-Pulse in beiden Varianten zuverlässig erkannt werden.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung umfasst das Verfahren das Bestimmen des Verlaufes oder der

Polaritätswechsel der induzierten Spannung, das Bestimmen eines vierten Zeitpunktes anhand des Verlaufes der induzierten Spannung, beziehungsweise deren

Polaritätswechsel, und das Kommutieren der

Gleichstrommaschine anhand des vierten Zeitpunktes. Die Überwachung der induzierten Spannung und die vorhergehende Bestimmung der Breite des Fly-Back-Pulses können dazu verwendet werden einen optimalen Kommutierungszeitpunkt zu bestimmen, indem der Zeitpunkt des Nulldurchganges aus der bekannten Breite des Fly-Back-Pulses und der Detektion einer seiner Flanken errechnet wird. Dadurch kann auf separate Detektionseinrichtungen zur Bestimmung der Nulldurchgänge der BEMF zum Kommutieren verzichtet werden. In manchen Ausgestaltungen wird die detektierte Breite des Flyback-Pulses dazu verwendet, einen Parameter für eine PI (proportional integral ) -Regelung oder eine PID (proportional integral differential ) -Regelung für den Motorbetrieb abzuleiten oder bereitzustellen. Beispielsweise sind asymmetrische Flyback-Pulse, wenn also unterschiedliche Flyback-Pulse unterschiedliche Breiten oder Amplituden aufweisen, ein Hinweis auf einen ineffizienten Betrieb eines Elektromotors. Daher kann die detektierte Breite eines oder mehrerer Flyback-Pulse dazu verwendet werden, den Arbeitspunkt des Motors und damit einen effizienter Betrieb des Motors einzustellen. Ebenso kann die Breite der Flyback-Pulse dazu verwendet werden, einen Schrittverlust oder eine Blockade des Elektromotors zu erkennen. Es kann daher vorgesehen sein, dass das Verfahren eine Erkennung eines Schrittverlusts in Abhängigkeit von der Breite eines oder mehrerer Flyback-Puls umfasst. Zusätzlich kann eine Regelung zum Weiterbetreiben eines Elektromotors im Falle eines erkannten Schrittverlusts vorgesehen sein. In anderen Fällen kann die Breite der Flyback-Pulse zum Erkennen einer Blockade verwendet werden und eine entsprechende Regelung zum Starten eines Notstopps, zum Anfahren einer Sicherheitsposition und/oder zum Ausgeben einer Fehlermeldung umgesetzt sein.

In einer Ausgestaltung der Erfindung erfolgt das Bestimmen der Nulldurchgänge der induzierten Spannung mittels eines Spannungskomparators . Dies hat den Vorteil, dass eine Umkehrung des Stromes einfach erkennbar ist. Somit ist aus dem Betrieb heraus ein Anlaufpunkt bestimmbar.

In einer Ausgestaltung der Erfindung ist die Brückenschaltung eine H-Brückenschaltung und das Bestimmen der induzierten Spannung erfolgt innerhalb der H-Brückenschaltung . Dadurch ist keine eigene Komparatorschaltung notwendig. Die Spannungsmessung ist auch im passiven Freilauf möglich, da sie nicht vom Schaltzustand der MOSFETs abhängig ist. Die H- Brückenschaltung kann beispielsweise vier oder sechs Halbleiterschalter umfassen. So wird zum Ansteuern eines dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors üblicherweise eine H6-Brückenschaltung mit sechs Halbleiterschaltern verwendet. Zum Ansteuern eines einphasigen bipolaren Schrittmotors genügt hingegen ein H-Brücke mit vier Halbleiterschaltern, während zum Ansteuern eines zweiphasigen bipolaren Schrittmotors für jede Phasenwicklung eine H-Brücke mit jeweils vier Halbleiterschaltern verwendet wird. In einer Ausgestaltung der Erfindung wird das Verfahren durchgeführt, indem anstelle des ersten, zweiten, dritten und vierten Zeitpunktes ein jeweilig zugehöriger erster, zweiter, dritter und vierter Drehwinkel bestimmt wird. Die Bestimmung eines Drehwinkels ist eine Alternative zur Bestimmung von Zeitpunkten.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Vorrichtung zur Regelung einer sensorlos kommutierbaren Gleichstrommaschine geschaffen, die Vorrichtung umfassend: eine H-Brückenschaltung, umfassend mehrere

Halbleiterschalter, insbesondere MOSFETs, eingerichtet zum Ansteuern der Phasen; eine Messschaltung; und Steuerschaltung zum Steuern der H-Brückenschaltung, insbesondere einen H- Brücken-Treiber, auf Grundlage der von der Messschaltung gemessenen Daten, wobei die Messschaltung innerhalb der H- Brückenschaltung angeordnet ist. Gemäß diesem Aspekt kann auf eine außerhalb der H-Brückenschaltung angeordnete, zusätzliche Messschaltung verzichtet werden. In einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Messschaltung zum Bestimmen eines Spannungsverlaufes oder zum Bestimmen der Nulldurchgänge eines Spannungsverlaufs an jeder Phase eingerichtet.

5 In einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Steuerschaltung dazu eingerichtet, die Halbleiterschalter der H-Brückenschaltung auf Grundlage des gemessenen Spannungsverlaufs oder auf Grundlage der detektierten Nulldurchgänge der in den Phasenwicklungen 10 induzierten Spannung zu steuern.

In einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Steuerschaltung dazu eingerichtet, die Halbleiterschalter der H-Brückenschaltung zu steuern um den

15 Stromfluss in den Phasen anhand des gemessenen Spannungsverlaufes oder anhand des detektierten Verlaufes der Nulldurchgänge der induzierten Spannung zu kommutieren. Die ^~~ Logik kann daher auch zum Kommutieren der Gleichstrommaschine verwendet werden. Beispielsweise kann der Spannungsverlauf

20 mit Hilfe eines Analog-Digitalwandlers gemessen und von der Steuerschaltung ausgewertet werden. Ebenso kann die Messschaltung einen Spannungskomparator umfassen, der dazu eingerichtet ist eine Polaritätsänderung der an den Phasenwicklungen anliegenden Spannung zu erfassen.

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In einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Messschaltung elektrisch parallel zu den Wicklungen einer jeden Phase geschaltet. Dadurch können auch kleine Spannungsänderungen detektiert werden. Die Spannung, 30 insbesondere die BEMF, inklusive der Flyback-Pulse, ist in jedem Betriebszustand detektierbar.

In einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung umfasst die Messschaltung einen Komparator, 35 welcher dazu eingerichtet ist die Nulldurchgänge der Spannung an jeder Phase zu messen. Dadurch ist aus dem Betrieb heraus ein Anlaufpunkt bestimmbar. Diese Spannungsmessung ermöglicht das Vorkommutieren . Unter Vorkommutierung versteht man das Kommutieren zu einem Zeitpunkt, der vor dem theoretisch idealen Kommutierungszeitpunkt liegt. Der theoretisch ideale Kommutierungszeitpunkt wird dabei als exakt zwischen zwei Nulldurchgängen der BEMF liegend angenommen. Desweiteren werden in dieser Betrachtung die Nulldurchgänge aufgrund der Flyback-Pulse ausgeblendet, so dass lediglich Nulldurchgänge der BEMF aufgrund der durch die Drehbewegung des Rotors induzierten Spannung betrachtet werden.

Erfindungsgemäß ist weiterhin eine Steuerung geschaffen, welche zur Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens eingerichtet und programmiert ist.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Nachfolgend werden beispielhafte Ausgestaltungen anhand der beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Die Figur 1 ein Phasendiagramm eines beispielhaften

Kommutierungsschemas aus dem Stand der

Technik; die Figur 2 ein Ersatzschaltbild eines Halbleiterschalters mit parasitärem Anteil; die Figur 3 ein Phasendiagramm eines beispielhaften

Verfahrens gemäß der Erfindung; die Figur 4 eine schematische Darstellung der Anordnung einer Messschaltung, in einer H-

Brückenschaltung mit vier Halbleiterschaltern, zum Bestimmen der induzierten Spannung; die Figur 5 eine schematische Darstellung der Anordnung einer Messschaltung, in einer H-

Brückenschaltung mit sechs Halbleiterschaltern, zum Bestimmen der induzierten Spannung; die Figur 6 eine beispielhafte Brückenschaltung während der Durchführung des Verfahrens gemäß Figur 3; die Figur 7 ein Phasendiagramm eines weiteren

beispielhaften Verfahrens gemäß der Erfindung; die Figur 8 eine beispielhafte Brückenschaltung während der Durchführung des Verfahrens gemäß Figur 7; die Figur 9 ein Ablaufdiagramm einer beispielhaften

Implementierungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens . Figurenbeschreibung

Figur 1 zeigt zur Verdeutlichung des Standes der Technik ein schematisches Phasendiagramm eines sensorlos kommutierten bipolaren Stepper Motors im „Autospeed Betrieb". Der Autospeed Betrieb ist eine Betriebsform, in welcher der Stepper Motor nicht synchron mit der Modulationsform der gepulsten Gleichspannung mit der er angetrieben wird, betrieben wird. Im Autospeed Betrieb wird der Stepper Motor durch die Auswertung der gegen-elektromotorischen Kraft (BEMF) , also durch die Auswertung der in den Phasenwicklungen induzierten Spannung, kommutiert. Im Stand der Technik wird ein durch die BEMF getriebener Strom (Freilaufström) durch Freilaufdioden abgeleitet. Die Freilaufdioden sind elektrisch parallel zu Halbleiterschaltern, welche sich in einer H- Brückenschaltung befinden, verbaut (sogenanntes „passive freewheeling" ) . Die Kurven zeigen die Spannungsverläufe V(MOUTO), V(MOUTl), V(MOUT2) und V(MOUT3) an den Messpunkten MOUT0, MOUT1 einer ersten Brückenschaltung, beziehungsweise an den analog angeordneten Messpunkten MOUT2 und MOUT3 einer zweiten Brückenschaltung. Die Messpunkte liegen dabei jeweils an dem Anschluss der Motorwicklung zwischen einem oberen und einem unteren Brückenschalter, wie in den Figuren 6 und 8 exemplarische für Messpunkte MOUT0 und MOUT1 einer einzigen Brückenschaltung gezeigt. Das in der Figur 1 dargestellte Zeitintervall entspricht ca. 4 ms, entsprechend 0,4 ms pro Abschnitt des Rasters. Bei den Kanälen 1 bis 4 entspricht ein Intervall der Spannungsachse jeweils 10 V. Die einzelnen Kanäle wurden zur besseren Übersicht mit einem festen Spannungsoffset zueinander verschoben.

Figur 2 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Halbleiterschalters der H-Brückenschaltung mit parasitärem Anteil. Der parasitäre Anteil des Halbleiterschalters ist durch einen BJ- Transistor (Bipolar Junction Transistor, BJT) modelliert. Parasitär bedeutet, dass der Halbleiterschalter in geschlossenem Zustand nicht vollständig sperrt, sondern ähnlich einer Freilaufdiode eine Struktur ausbildet, durch die Verlustleistungen entstehen. Der Halbleiterschalter ist ein MOSFET (Metal-oxide-semiconductor field-effect transistor) . Während eines Fly-Back-Pulses nimmt die Phasenspannung den Wert V _M vss ^_ V _F oder V _MVDD +V _f an. Wenn die Phasenspannung den Wert V _MVDD +V _F annimmt, fließt der durch den Fly-Back-Puls getriebene Freilaufström durch den Halbleiterschalter auf der High-Side der Brückenschaltung. Da der inhärente BJT den Stromfluss verstärkt, fließt ein Teil des Stromes auch über den Kollektor-Emitter-Pfad in das Substrat ab. Aufgrund des Verstärkungseffektes des parasitären BJT ist die Kollektor- Emitter-Spannung V _CE ungefähr gleich der Spannung V _MVDD . Dadurch entstehen hohe Verluste. Figur 3 zeigt ein schematisches Phasendiagramm eines beispielhaften Verfahrens gemäß der Erfindung. Gemäß einer ersten Variante des Verfahrens ist der High-Side MOSFET durch eine Steuerung gesteuert. Die Steuerung umfasst eine Steuersoftware. Gemäß dem Verfahren wird der High-Side MOSFET, durch die Steuerung, leitend geschaltet, wenn der durch den Fly-Back-Pulse getriebene Strom auftritt. Um den SchaltZeitpunkt zu bestimmen, bestimmt die Steuerung die Quadrantenposition und die Fly-Back-Pulse im Verhältnis zur Motorphase. Durch das Leitendschalten des High-Side MOSFET wird der Strom in die Spannungsquelle zurückgeführt. Alternativ wird der Strom in einen Ladungsspeicher, beispielsweise einen Pufferkondensator, geführt. Dadurch, dass sich die Spannung des Fly-Back-Pulses zu der Spannung VMVDD addiert, ergibt sich ein hoher absoluter Spannungswert, welcher den Stromfluss verstärkt. Dies Methode ermöglicht ein schnelles Abklingen des Stromes (FAST decay) . Die in der Figur 3 dargestellten Spannungskurven zeigen die Phasenspannungen bei MOUT0 (Kanal 1 = Phase A+) und MOUT1 (Kanal 2 = Phase A-) sowie demaskierte BEMF-Interrupts (Kanal 4) . Dabei entspricht eine Flanke einem Interrupt, bzw. einer Aktion in der Software. Der BEMF-Interrupt wird durch das Einstellen/Rückstellen eines LGPIO Ports (logical general purpose input/output port) sichtbar gemacht (demaskiert). Kanal 3 zeigt alle BEMF-Interrupts und die jeweiligen Quadranten. Dabei entspricht eine Flanke einem Interrupt, bzw. einer Aktion in der Software. Ein BEMF-Komparator (BEMFC) wird dazu benutzt, den Zeitpunkt zu bestimmen, an dem der High-Side MOSFET leitend geschaltet und ein Abklingen des Stroms ermöglicht wird. Um den SchaltZeitpunkt zu bestimmen vergleicht der BEMF-Komparator die Spannungen V(MOUTO) und V(MOUTl), oder gegebenenfalls die Spannungen V(MOUT2) und V(MOUT3), falls eine zweite Brückenschaltung mit vier Halbleiterschaltern vorhanden ist. Das gezeigte Zeitintervall entspricht ca. 4 ms, entsprechend 0,4 ms pro Abschnitt des Rasters. Jeder Abschnitt des Rasters der Spannungsachse entspricht einem Spannungsintervall von 10 V bezüglich der Kanäle 1 und 2, und bezüglich der Kanäle 3 und 4 jeweils einem Intervall von 5 V. Die einzelnen Kanäle wurden zur besseren Übersichtlichkeit mit einem festen Spannungsoffset zueinander verschoben.

Die Anordnung der Halbleiterschalter sowie des BEMF- Komparators ist in Figur 4 anhand einer vier Halbleiterschalter HSO, HS1, LSO, LSI umfassenden H- Brückenschaltung zum Bestromen einer Phasenwicklung, beispielsweise einer Phasenwicklung eines bipolaren Schrittmotors, gezeigt. Mittels einer Messschaltung kann nun der Spannungsverlauf oder der Verlauf der Nulldurchgänge der Spannung in der Phasenwicklung detektiert werden. Im Beispiel ist daher ein Spannungskomparator COM elektrisch innerhalb der H-Brücke und parallel zur Motorwicklung verschaltet. Mit Hilfe des Spannungskomparators COM können die Nulldurchgänge der an der Phasenwicklung anliegenden Spannung detektiert werden. Insbesondere können damit auch die Nulldurchgänge der induzierten Spannung einer unbestromten Phasenwicklung detektiert werden. Dies kann ein Nulldurchgang aufgrund der durch einen rotierenden Rotormagneten induzierten Spannung oder ein beim Trennen einer zuvor bestromten Phasenwicklung von der Spannungsquelle entstehender Flyback-Puls sein. Der Komparator COM ist über den Anschluss 10 beispielsweise mit einem Eingang einer Steuerschaltung, etwa einem MikroController, verbunden. In der Steuerschaltung kann das Signal des Komparators COM weiter verarbeitet und zur Steuerung und Regelung der Gleichstrommaschine, insbesondere zum Schalten der gezeigten Brückenschalter, verwendet werden.

Analog zur Figur 4 ist in Figur 5 eine Anordnung des Komparators innerhalb einer B6-Brücke mit insgesamt sechs Brückenschaltern gezeigt, mit drei auf der oberen Brückenseite angeordneten Brückenschaltern HSO, HSl und HS2 sowie drei auf der unteren Brückenseite angeordneten Brückenschaltern LSO, LSI und LS2. Die B6-Brücke ist mit den drei Phasen U, V, W eines bürstenlosen Gleichstrommotors verbunden, wobei die Phasenwicklungen beispielsweise in einer Dreieckschaltung oder Sternschaltung miteinander verschaltet sind. Im gezeigten Ausführungsbeispiel ist ein Eingang des Komparators COM mit einem virtuellen Sternpunkt VS der drei Phasenwicklungen des Gleichstrommotors und ein anderer Eingang mittels eines Multiplexverfahrens mit den drei Phasenwicklungen verbunden. Der Anschluss 10 des Komparators kann beispielsweise mit einem Eingang einer Steuerschaltung verbunden sein. Figur 6 zeigt eine beispielhafte Brückenschaltung im Zustand vor (linker Abschnitt) und nach (rechter Abschnitt) der Aktivierung des High-Side-MOSFET HSl gemäß dem Phasendiagramm nach Figur 3. Hier kann die in der Brückenschaltung befindliche Energie mittels des Stroms I _0FF über einen Brückenschalter LSO der unteren Brückenseite, die Motorwicklung und einen Brückenschalter HSl der oberen Brückenseite in den Spannungseingang, beziehungsweise die Kapazität Ci _n , zurückgeführt werden. Die Motorwicklung ist in den Figuren 6 und 8 symbolisch durch eine Serienschaltung eines Widerstandes und einer Induktivität zwischen MOUTO und MOUT1 dargestellt. Sobald V (MOUTO) größer oder gleich V(MOUTl) ist (beim Übergang vom ersten in den zweiten Quadranten) , wird der High-Side MOSFET HSl wieder abgeschaltet (geschlossen) . Dies ist der Fall, wenn die Spannung V (MOUTO) auf den Wert der Spannung V _MVDD abgefallen ist .

Figur 7 zeigt ein schematisches Phasendiagramm einer zweiten Variante eines beispielhaften Verfahrens gemäß der Erfindung. Gemäß der zweiten Variante des Verfahrens ist der Low-Side MOSFET durch die Steuerung gesteuert. Diese Variante ermöglicht ein langsames Abklingen des Stroms über die Low- Side der Brückenschaltung (SLOW decay) . In der SLOW-decay Variante rezirkuliert die Energie des Fly-Back-Pulses innerhalb der Low-Side. Das Abklingen des Stromes erfolgt in dieser Variante langsamer, da die Gesamtspannung niedriger ist und weil sich kein Pufferkondensator innerhalb der Low- Side befindet. Die Gesamtspannung ist niedriger, weil innerhalb der Low-Side bei geöffnetem Halbleiterschalter LSI zusätzlich Spannung an der Freilaufdiode des

Halbleiterschalters LSO abfällt. Die in Figur 7 dargestellten Spannungskurven zeigen die Phasenspannungen bei MOUT0 (Kanal 1 = Phase A+) und MOUT1 (Kanal 2 = Phase A-) sowie die demaskierten BEMF-Interrupts (Kanal 3) . Kanal 4 zeigt den Strom durch MOUT0. Das gezeigte Zeitintervall entspricht ca. 4 ms entsprechend 0,4 ms pro Abschnitt des Rasters. Kanal 1 ist in Spannungsintervalle von 10 V aufgeteilt, Kanal 2 ebenfalls in Intervallen von 10 V aufgeteilt, Kanal 3 in Intervalle von 5 V und Kanal 4 in Intervallen von 100 mA je Abschnitt des Rasters der senkrechten Achse aufgetragen. Die einzelnen Kanäle wurden zur besseren Übersichtlichkeit mit einem festen Spannungs- bzw. Stromoffset zueinander verschoben . Figur 8 zeigt eine beispielhafte Brückenschaltung im Zustand vor (linker Abschnitt) und nach (rechter Abschnitt) der Aktivierung des Low-Side-MOSFET LSI. Im linken Abschnitt der Figur 8 ist der Stromfluss I _0N durch HS0 und LSI während der Bestromung einer Phase gezeigt. Durch Schließen des Schalters HS0 oder während einer OFF-Zeit der gepulsten Gleichspannung kommt es zu einem Abklingen des Stromes innerhalb der Low- Side. Wie im rechten Abschnitt der Figur 8 gezeigt, ist der Schalter LSI leitend geschaltet. Das Schalten von LSI ist in dieser Variante aktiv notwendig, da der Low-Side-MOSFET LSI während einer OFF-Zeit der gepulsten Gleichspannung sperrt. Durch das Schalten des Schalters LSI fällt die Spannung V(MOUTO) innerhalb der Low Side auf V _M vss ^_ V _D i _0de ab. V _Diode ist die Spannung, die an der Freilaufdiode des

Halbleiterschalters LSO in der Low-Side abfällt. Es fließt somit ein Freilaufström I _0FF durch die Motorwicklung und die unteren Brückenschalter LSO und LSI, wodurch elektrische Energie in der Brückenschaltung abgebaut wird. Sobald der BEMF-Komparator feststellt, dass V(MOUTO) kleiner oder gleich V(MOUTl) ist, wird der Low-Side MOSFET LSI wieder abgeschaltet (geschlossen) . Dies ist der Fall, wenn die Spannung auf den Wert der Spannung V _M vss abgefallen ist.

Figur 9 zeigt ein Ablaufdiagramm einer beispielhaften Implementierungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Das Ablaufdiagramm stellt einen Regelkreis dar. Beide Varianten des aktiven Ansteuerns der Halbleiterschalter auf der Highoder auf der Low Side können in den Arbeitsablauf des BEMF- Komparators integriert werden. Entsprechende

Zeitgeberereignisse (Zeitpunkte) etc. können durch die Benutzung von CAPCOM (capture/compare) -Timern generiert werden, die mit dem Ausgang des BEMF-Komparators gekoppelt sind. Nach dem Starten der BEMFC Interrupt Service Routine (BEMF ISR) (701) wird die Phase bestimmt (702) . Zu der ermittelten Phase wird im Schritt (703/705) die Quadrantenposition und der entsprechende Fly-Back-Puls ermittelt. Wird im Falle einer H-Brückenschaltung mit vier Brückenschaltern der Spannungsverlauf der betreffenden Phasenwicklung über den elektrischen Drehwinkel aufgetragen, kann eine elektrische Umdrehung (360°) in vier Quadranten aufgeteilt werden, wobei in jedem Quadranten ein Kommutierungsvorgang und somit auch ein Flyback-Puls auftritt. In einer B6-Brückenschaltung eines dreiphasigen BLDC-Motors wird die Aufteilung entsprechend in sechs Sextanten vorgenommen, da hier sechs Kommutierungsvorgänge und somit sechs Flyback-Pulse auftreten. Auf der Grundlage der ermittelten Flyback-Pulse werden im Schritt (704) je nach Wahl der Verfahrensvariante die Halbleiterschalter HS1 oder LSI leitend geschaltet. Im Schritt (707) wird ein Zeitgeberereignis generiert, beispielsweise als Steuersignal für eine Geschwindigkeitsregelung des Motors mittels eines PI- oder PID-Controllers.

Liste der Bezugszeichen

1 Brückenschaltung

2 obere Brückenseite

3 untere Brückenseite

4 Gleichstrommaschine/Elektromotor

5 Phasenwicklung

701 bis 708 Verfahrensschritte

BJT Bipolartransistor

Ci _n Kondensator

COM Komparator

LSO, LSI, LS2 Halbleiterschalter

HSO, HS1, HS2 Halbleiterschalter

Rl, R2, R3 Widerstände

VS virtueller Sternpunkt