L'alimentation d'un moteur à polyphasé à commutation électronique à partir du réseau secteur monophasé met en oeuvre généralement un étage redresseur et un étage convertisseur comprenant des moyens de commutation électronique pilotés à partir de consignes et d'informations de position issues de capteurs, pour alimenter les différentes phases de ce moteur. La présente invention concerne plus particulièrement mais non limitativement le cas de moteurs à réluctance variable à commutation électronique alimentés par un convertisseur de puissance.

On observe que dans les procédés actuels d'alimentation de moteur à commutation électronique, le courant délivré par la source d'alimentation subit des perturbations qui peuvent être à des fréquences multiples de la fréquence secteur. Ces perturbations peuvent conduire à un dépassement des valeurs des harmoniques de courant autorisées par la norme CEI 61000-3-2. On résout actuellement ce problème en filtrant le courant d'alimentation afin de le débarrasser des harmoniques de courant supérieurs à la fréquence du secteur. On insère par exemple un filtre, passif (à base de filtres L, C) ou actif (de type PFC :"Power Factor Correction" : Correction de Facteur de Puissance), entre l'étage redresseur et l'étage convertisseur. L'adjonction d'un filtre PFC en amont de l'étage convertisseur conduit à un surcoût significatif et prohibitif de l'électronique lorsque les

puissances à commander dépassent plusieurs centaines de Watts.

On connaît, par le document FR 2 44 577 au nom du présent déposant, un procédé pour alimenter un moteur électrique polyphasé à réluctance variable à commutation électronique à partir d'une source de tension redressée, comprenant pour chaque phase, des séquences de magnétisation pendant lesquelles la tension redressée est appliquée sur la phase, des séquences de démagnétisation pendant lesquelles l'inverse de la tension redressée est appliqué sur la phase, une détection de perturbations affectant le courant délivré par la source de tension redressée, et en réponse à une telle détection, des séquences de roue libre pendant lesquelles l'énergie magnétique présentement stockée dans au moins l'une des phases est sensiblement maintenue dans celle (s)-ci.

Or, il s'avère que les procédés d'alimentation actuels ne sont pas complètement satisfaisants car ils ne permettent pas une grande latitude de fonctionnement du moteur ou requièrent des dispositifs de filtrage coûteux.

En particulier, il n'existe pas actuellement de solution économique satisfaisante pour offrir un asservissement efficace du courant d'alimentation du convertisseur.

Le but de l'invention est de remédier à ces inconvénients en proposant un procédé pour alimenter un moteur à commutation électronique, qui procure une plus grande souplesse de commande que les procédés actuels, dans le but de satisfaire les contraintes actuelles en matière de compatibilité électromagnétique sans avoir besoin de recourir à des dispositifs de filtrage actif tels que des PFC.

On atteint les objectifs précités avec un procédé pour alimenter un moteur électrique polyphasé à commutation électronique à partir d'une source d'alimentation en tension, comprenant :

-une'filtration électrique passive en aval de la source d'alimentation pour atténuer les fluctuations rapides du courant d'alimentation délivré par ladite source, -une conversion de la tension fournie par la source pour alimenter les phases du moteur, mettant en oeuvre un ensemble d'interrupteurs commandables présentant soit un état passant, soit un état bloqué, chaque combinaison d'états desdits interrupteurs définissant une configuration de conversion, -une régulation du courant d'alimentation autour d'une consigne de courant, mettant en oeuvre une alternance entre deux configurations de conversion, -une détermination du courant moyen d'alimentation, -un séquencement de cycles de magnétisation et de démagnétisation des phases du moteur initiés par des consignes de magnétisation ou de démagnétisation des phases, chaque cycle comprenant une pluralité de périodes de séquencement à l'intérieur de chacune desquelles lesdites consignes de magnétisation ou de démagnétisation ne changent pas.

Suivant l'invention, ce procédé met en oeuvre en outre, pendant au moins une des périodes de séquencement par cycle, plusieurs couples de configurations de conversion de manière à ce que le courant moyen d'alimentation respecte au mieux la consigne de courant.

Ainsi, ce procédé d'alimentation procure à moindre coût un contrôle efficace du courant d'alimentation contribuant à une optimisation du facteur de puissance et à la satisfaction des contraintes de compatibilité électromagnétique. Par ailleurs, le procédé d'alimentation selon l'invention contribue à une réduction sensible du bruit acoustique généré par le moteur ainsi alimenté.

On définit ici par période de séquencement une période de temps au cours de laquelle les ordres ou

consignes envoyés par un séquenceur ne changent pas. Il est à noter qu'a l'intérieur d'une périoae de séquencement, deux couples de conrigura lGns successirS peuvent posséder une configuration identique ou équivalente.

Dans une forme préférée de mise en oeuvre du procédé selon l'invention, celui-ci comprend en outre une sélection d'un couple de configurations agencé pour permettre la production de deux valeurs de courant d'alimentation encadrant au plus près la consigne de courant et pour prendre en compte les consignes de magnétisation ou de démagnétisation des phases.

Le procédé d'alimentation selon l'invention peut en outre avantageusement comprendre une suite de couples de configurations prédéfinie en fonction des consignes de magnétisation ou de démagnétisation.

Il peut en outre être prévu un passage d'un couple de configurations en cours à un couple de configurations suivant lorsque le couple de configurations en cours ne garantit plus une production de deux courants d'alimentation encadrant la consigne de courant.

Il est avantageux de prévoir, à chaque initialisation d'une période, une détermination d'un premier couple de configurations appartenant à la suite de couples prédéfinie en fonction du dernier couple de configurations actif de la période précédente, puis une mise en oeuvre de ce premier couple de configurations.

L'une des configurations du couple de configurations sélectionné peut par exemple comprendre au moins un état de roue libre.

Dans une forme particulière de mise en oeuvre du procédé d'alimentation selon l'invention, on peut prévoir qu'à l'intérieur d'une période de séquencement, deux couples de configurations successifs possèdent une configuration identique ou équivalente produisant des

différences de potentiel sensiblement identiques sur les phases du moteur.

Dans un premier mode de réalisation, la source de tension est une source de tension alternative redressée et la consigne de courant présente une forme voisine d'un sinus redressé sensiblement en phase avec la tension d'alimentation.

Dans un second mode de réalisation, la source de tension est une source de tension sensiblement constante et la consigne de courant est de forme sensiblement continue.

Suivant un autre aspect de l'invention, il est proposé un circuit pour alimenter un moteur polyphasé à commutation électronique à partir d'une source d'alimentation en tension, ce circuit. mettant en oeuvre le procédé selon l'invention et comprenant : -des moyens de filtrage électrique passif en série avec la source d'alimentation pour atténuer les fluctuations rapides du courant d'alimentation délivré par ladite source, -un convertisseur pour alimenter, à partir de la source d'alimentation filtrée, les phases du moteur, ce convertisseur comprenant des interrupteurs commandables présentant soit un état passant, soit un état bloqué, chaque combinaison d'états desdits interrupteurs définissant une configuration de conversion, -des moyens pour déterminer le courant moyen d'alimentation du convertisseur, -des moyens pour réguler le courant d'alimentation agencés pour générer, en fonction d'une consigne de courant et de la mesure du courant, un signal logique de régulation permettant d'alterner entre deux couples de configurations de conversion en réponse c ce signal logique, et

-un séquenceur de phases produisant des signaux logiques de consigne qui définissent des cycles de magnétisation et de démagnétisation des phases, chaque cycle se décomposant en une pluralité de périodes de séquencement à l'intérieur de chacune desquelles les consignes envoyées par le séquenceur à l'ensemble des phases ne changent pas.

Suivant l'invention, ce circuit est caractérisé en ce qu'il comprend en outre un dispositif de sélection disposé entre le séquenceur de phases et le convertisseur et agencé pour mettre en oeuvre, pendant chaque période de séquencement définie par le séquenceur de phases, successivement plusieurs couples de configurations de manière à ce que le courant moyen du convertisseur respecte au mieux la consigne de courant.

Le séquenceur de phases produit des signaux logiques de consigne qui définissent des cycles de magnétisation et de démagnétisation des phases en fonction du sens de rotation du moteur et de l'orientation du couple mécanique moyen souhaitée sur le moteur.

Le dispositif de sélection est de préférence agencé pour sélectionner le couple de configurations qui permet la production de deux valeurs de courant d'alimentation encadrant au plus près la consigne de courant et pour prendre en compte les consignes de magnétisation ou de démagnétisation des phases.

D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront encore dans la description ci-après. Aux dessins annexés donnés à titre d'exemples non limitatifs : -la figure 1 est un schéma-bloc d'un circuit d'alimentation selon l'invention ; -les figures 2A et 2B illustrent deux modes de réalisation d'une régulation du courant moyen d'alimentation du convertisseur ;

-la figure 3 est. un organigramme correspondant à une mise duprocédéd'alimentationselonoeuvre l'invention dans sa forme la plus générale ; -la figure 4 est un organigramme correspondant à une mise en oeuvre particulière du procédé d'alimentation selon l'invention ; -la figure 5A est un tableau représentant les transitions caractéristiques entre couples de configurations dans le cas d'une alimentation triphasée non symétrique à six transistors, dans le sens de rotation direct ; la figure 5B est un tableau représentant les transitions caractéristiques entre couples de configurations dans le cas d'une alimentation triphasée non symétrique à six transistors, dans le sens de rotation inverse ; -la figure 5C est un tableau représentant les transitions caractéristiques entre couples de configurations dans le cas d'une alimentation triphasée symétrique à six transistors, dans les deux sens de rotation ; -la figure 6 illustre un exemple d'une suite effective de couples de configurations effectuée dans le cas d'une alimentation triphasée non symétrique à six transistors, dans le sens de rotation direct ; les figures 7A à 7D illustrent respectivement les couples de configuration V5, W3, W4 et W5 correspondant à la suite de couples représentée en figure 6 ; la figure 8 illustre un exemple de couple de configurations, dans ie cas d'une alimentation symétriqueàquatretransistors;triphaséênon les figure 9A et 9B sont des tableaux représentant les transitions caractéristiques entre couples de

configurations dans le cas d'une alimentation<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> triphasée non symétrique à quatre transistors, respectivement dans le sens direct et dans le sens inverse de rotation ; -la figure 10 est un tableau représentant les transitions caractéristiques entre couples de configurations dans le cas d'une alimentation triphasée symétrique à quatre transistors, dans les deux sens de rotation ; -la figure 11 illustre un exemple de couple de configurations, dans le cas d'une alimentation biphasée à quatre transistors ; -la figure 12 est un tableau représentant les transitions caractéristiques entre couples de configurations. dans le cas d'une alimentation biphasée à quatre transistors, dans les deux sens de rotation ; -la figure 13 est un tableau représentant les transitions caractéristiques entre couples de configurations dans le cas d'une alimentation biphasée à trois transistors, dans les deux sens de rotation ; -la figure 14 illustre un exemple de couple de configurations, dans le cas d'une alimentation bidirectionnelle biphasée non symétrique à huit transistors ; -la figure 15 est un tableau représentant les transitions caractéristiques entre couples de configurations dans le cas d'une alimentation bidirectionnelle biphasée non symétrique à huit transistors, dans le sens direct de rotation ; la figure 16 est un tableau représentant les transitions caractéristiques entre couples de configurations dans le cas d'une alimentation

bidirectionnellebiphaséenon..'T.étnquechuit transistors, dan-s le sens inverse ce rotation ; -la figure 17 est un chronogramme détaillé des signaux de commande des interrupteurs commandés d'un convertisseur au sein d'un circuit d'alimentation selon l'invention, du courant dans une phase du moteur et du courant d'alimentation du convertisseur ; -la figure 18 est un chronogramme des signaux de commande des interrupteurs commandés d'un convertisseur au sein d'un circuit d'alimentation selon l'invention, du courant dans une phase du moteur et du courant d'alimentation, dans le cas d'une alimentation continue ; et -la figure 19 est un chronogramme des signaux de commande des interrupteurs commandés d'un convertisseur au sein d'un circuit d'alimentation selon l'invention, du courant dans une phase du moteur et du courant d'alimentation, dans le cas d'une alimentation alternative.

On va maintenant décrire, en référence à la figure 1, un exemple de réalisation d'un circuit d'alimentation selon 1'invention.. Le circuit d'alimentation 1 comporte une chaîne de conversion de puissance comprenant un dispositif de filtrage 2 en entrée duquel est reliée une source de tension d'alimentation A, et un convertisseur de puissance de structure conventionnelle 3 alimentant les phases d'un moteur polyphasé à commutation électronique M. Le circuit d'alimentation 1 cornporte en outre un circuit de contrôle et de commande 10 incluant un régulateur de courant moyen 6, un circuit 5 de génération de signaux logiques de modulation appliqués au convertisseur 3, un séquenceur de phases 7 et un dispositif de sélection 100 qui réalise le-choix des couples de configurations appliqués au convertisseur 3.

Dans la suite de la description, on conviens que <BR> <BR> <BR> l'état logique 1 correspond à la production d'un courant : d'alimentation supérieur à celui produit : par l'éuat logique 0 à l'intérieur d'un même couple de configurations.

A titre d'exemple pratique de réalisation d'un circuit d'alimentation selon l'invention, le filtre 2 est un filtre de type (L, C) avec pour valeurs typiques, L= 1 mH et C= 4,7 uF. Ce filtre est conçu de telle façon que le courant moyen en amont du filtre soit sensiblement égal au courant moyen en aval du filtre.

Le séquenceur de phases 7 reçoit des consignes de sens de rotation et de signe de couple, et des données de génération de période provenant par exemple d'un capteur de position. Le régulateur 6 reçoit une information de mesure 4 du courant d'alimentation du convertisseur 3 et une information de consigne de courant Icons, ces deux informations étant également appliquées au dispositif de sélection 100 qui est relié au séquenceur de phases 7.

Dans une forme préférée de réalisation, le régulateur de courant moyen présente de préférence une première structure 20 telle que représentée en figure 2A, incluant un composant soustracteur 21 entre la mesure du courant d'alimentation du convertisseur et la consigne de courant, un circuit intégrateur 22, un circuit comparateur à zéro 23 et un limiteur de fréquence 24 dont la sortie génère directement un signal logique à rapport cyclique variable MLI.

Dans une variante de réalisation, ce régulateur peut aussi présenter une autre structure illustrée par la figure 2B, incluant un circuit moyenner 31, par exemple de type R, C, pour fournir une valeur moyenne de ia mesure du courant d'alimentation du convertisseur, un circule comparateur 32 entre la mesure de courant moyennée et la consigne de courant, et un limiteur de fréquence 24.

On va maintenant-décrire les ou <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> procédé d'alimentation selon l'invention dans sa mise en oeuvre la plus générale au sein du dispositif de sélection, en référence à la figure 3.

Le séquenceur 7 génère un ensemble SL de signaux logiques dont les durées définissent des périodes de séquencement T à l'intérieur desquelles les consignes de magnétisation et de démagnétisation ne changent pas. Le dispositif de sélection 100 (figure 1) prend en compte ces demandes logiques et sélectionne, parmi un ensemble des configurations possibles, un ensemble de M configurations Confl, Conf2,.., ConfM permettant de respecter les demandes du séquenceur. Pour chacune des configurations sélectionnées, on calcule les courants d'alimentation Iconfl, Iconf2,.., IconfM du convertisseur, en utilisant notamment des mesures des courants de phase. On effectue ensuite des calculs d'erreurs de courant Ierreur égales à la différence entre le courant calculé Iconf et une consigne de courant Icons. Si l'erreur de courant est positive., on sélectionne la configuration minimisant |Ierreurl et on associe cette configuration à l'état logique 1 de la commande MLI. Si l'erreur de courant est négative, la configuration minimisant. |ferreur| sera associée au niveau logique 0 de la commande MLI. Les deux configurations ainsi sélectionnées constituent un couple de configurations [Conf X, Conf Y].

Dans une mise en oeuvre pratique du procédé d'alimentation selon l'invention correspondant à une version simplifiée et illustrée par la figure 4, à chaque prise en compte d'une nouvelle demande du séquenceur 7 correspondant à une nouvelle période, on mémorise le dernier couple de configurations utilisé. On génère la suite de couples de configurations prédéfinie en mémoire qui est compatible avec cette nouvelle demande : Couple

l=Confl/Conf2,Couple2=Conf3/Conf4,..,CoupleC=ConrP/ Conf Q.Onsélectionne1=prer.'.e;'couplea configurations de cette suite, et on mesure le courant d'alimentation du convertisseur 3 lorsque la commande MLI est au niveau logique 0. Si le courantc:'alimentationdu convertisseur est inférieur a la consigne de courant Icons, on maintient le couple sélectionné. Au contraire, si le courant d'alimentation est supérieur à la consigne de courant, on change le couple de configurations sélectionné en prenant dans la suite de couples le couple suivant.

On va maintenant présenter plusieurs exemples pratiques de sélection de couples de configurations correspondant à des structures classiques de convertisseur de puissance et à des modes usuels d'alimentation de moteurs à réluctance variable, en référence aux figures 5 à 13 et 17 à 19. Il est à noter que pour ces figures, il sera utilisé systématiquement des références communes pour des composants ou couples identiques.

On considère tout d'abord, en référence aux figures 5A à 7D, un convertisseur de puissance 50 à six transistors T1-T6 pour alimenter un moteur triphasé. Ce convertisseur de puissance est relié en amont à une source de tension continue E et comporte un étage de filtrage de type (L, C). Ce convertisseur présente une structure classique en trois demi-ponts asymétriques pourvus chacun de deux diodes de roue libre, et procure une alimentation triphasée.

Un premier tableau, représenté en figure 5A, illustre 1'ensemble des couples de configurations utilisés dans le sens direct pour cette structure tableau,comprenanttroiscolonnesd'alimentation.Ce <BR> <BR> <BR> <BR> correspondant aux trois phases U, V M du moteur alimenté et six rangées correspondant à des séquences

caractéristiques, regroupe ainsi couples de configurations àunecombinaisonchacun spécifique d'états des transistors du convertisseur et d'une commande MLI dont le rapport cyclique peut varier de 0 à 100% et est représenté par la coefficient a. Dans chaque case de ce tableau est indiquée l'expression du courant d'alimentation du convertisseur.

Ainsi, dans la case (W, 4), le coure :'. ! d'alimentation est exprimé par la relation :-Iu-av + Iw où Iu, Iv et Iw représentent respectivement les courants injectés dans les phases U, V et N et ou le coefficient a peut varier de façon continue entre 0 et 1. Le coefficient a égal à 1 peut correspondre soit à une magnétisation (+I), soit à une déma_nétisation (-I), tandis qu'un coefficient a nul correspond à un état de roue libre.

Le passage d'une colonne à une autre se fait à chaque nouvelle période de séquencement et est donc géré par le séquenceur 7. A l'intérieur d'une colonne, le passage d'une ligne à une ligne suivante est déclenché par le dispositif de sélection lorsqu'l détecte que le couple de configurations en cours n'est plus approprié.

Les flèches inscrites dans chaque tableau indiquent le choix du premier couple de configurations lors d'un changement de période. Il est à noter cue lors de chaque transition de couple de configurations, il y a continuité du courant d'alimentation moyen du convertisseur.

Lors d'une inversion de sens demandée par le séquenceur, on se réfère au tableau correspondant représenté par exemple par la figure 5E. est possible de définir des séquences dites symétriques pouvant être utilisées dans les deux sens de rotatif~. Dans ce cas, on fait référence à un tableau unique représenté par la figure 5C.

On va maintenant décrire unexe'.cnpratiquede réalisation d'une suite de couples de configurations dans <BR> <BR> <BR> le sens direct de rotation, illustré par la figure 6 et les figures 7A à 7D.

On considère par exemple un premier couple de configurations appelé V5 représenté dans la colonne V et dans la ligne 5 du tableau de la figure 6 par 1'expression de courant-Iu+aIv-Iw. Dans ce premier couple de configurations, c'est la phase V du moteur qui est magnétisée en modulation MLI tandis que les deux autres phases U et W se démagnétisent. Le transistor bas T4 de la branche V du convertisseur est maintenu à l'état passant tandis que le transistor haut T3 est commandé en modulation MLI (figure 7A).

Lorsque le séquenceur 7 ordonne une nouvelle période de séquencement correspondant à une commutation de. la phase V à la phase W, le tableau de la figure 6 indique par une flèche appropriée le passage du couple V5 au couple W3 illustré par la figure 7B. Dans ce second couple de configurations, la phase U se démagnétise, la phase W est alimentée en permanence, tandis que la phase V est soumise à une magnétisation contrôlée par commande MLI du transistor haut T3 Le passage de ce second couple de configurations W3 au couple de configurations W4 suivant dans la même colonne du tableau est commandé par le dispositif de sélection en fonction de conditions de minimisation de 1'erreur de courant. Dans ce nouveau couple de configurations N4 (figure 7C), le transistor haut T3 de la branche V est maintenu ouvert, tandis que le transistor bas T4 est commandé en mode MLI, ce qui place 1'enroulement V en situation de démagnétisation par roue libre contrôlée. On peut noter qu'il est dans ce cas <BR> <BR> <BR> possible d'inverser les commandes des transistors T3 et T4, ce qui produit un couple de configurations équivalent. On passe ensuite, sur ordre du dispositif de

sélection 100, au couple de configurations W5 (figure 7D)<BR> <BR> <BR> dans lequel les deux phases U et sont pleineme ! lt<BR> <BR> <BR> démagnétisées et la phase W est placée en situation de<BR> <BR> <BR> magnétisation contrôlée par commande MLI du transistor haut TS de la branche W. On reste normalement dans ce couple de configurations jusqu'à ce que le séquenceur 7 ordonne une nouvelle période de séquencement <BR> <BR> <BR> correspondant à une commutation de la phase W à la phase<BR> <BR> <BR> U.

On peut aussi appliquer le procédé d'alimentation selon 1invention pour un convertisseur de puissance 60 comportant quatre transistors et quatre diodes selon une structure classique représentée en figure 8. Le couple de configurations correspondant à cette figure comporte une première configuration associée aux états logiques [1011] des transistors Tl-T4 et une seconde configuration associée aux états logiques [1001]. Dans ce mode d'alimentation, seuls six couples de configurations sont parcourus pour chaque sens de rotation, comme l'illustrent les figures 9A et 9B. On peut aussi prévoir une alimentation triphasée symétrique avec cette structure de convertisseur à quatre transistors, en référence au tableau de couples de configurations représenté en figure 10.

On peut également mettre en oeuvre le procédé selon l'invention pour alimenter un moteur biphasé à commutation électronique. Dans un premier exemple d'application à un convertisseur de puissance 70 constitué de deux demi-ponts asymétriques et correspondant à une alimentation nécessairement symétrique, en référence aux figures 11 et 12, la suite de couples de configurations comprend, pour les deux sens de rotation, 8 couples de configurations qui peuvent être parcourus séquentiellement selon des transitions indiquéesindiquéespar les flèches. Le couple configurations

représenté en figure 11 est I c--c C. a correspond l'expression de courant-a.Iu-Iv.

On peut aussi envisager un mot l'alimerltatio !-, biphasée nécessairement symétrique avec un montage à trois transistors, ce mode d'alimentation procurant quatre couples de configurations représentés en figure 13.

Dans le cas d'une alimentation bidirectionnelle biphasée non symétrique réalisée au moyen d'un convertisseur 80 à huit transistors T1-T8 constitué de deux ponts complets, qui peut être utilisée pour piloter pas exemple un moteur à commutation électroniqueà aimants ou un moteur asynchrone, en référence à la figure 14, à chaque sens de rotation est associée une suite de 16 couples de configurations représentés en figures 15 et 16. Dans ce mode d'alimentation, chaque enroulement, du moteur biphasé peut être alimenté dans un sens ou dans un autre, ce qui conduit à quatre périodes par cycle représentées dans les tableaux des figures 15 et 16, par les quatre colonnes U+, V+, U-, V-correspondant aux différentes combinaisons d'application de la tension d'alimentation sur les deux phases. Le couple de configurations représenté en figure 14 peut ainsi désigné sous le terme de couple V+2 et correspond à 1'expression de courant-aIu++Iv+.

Les performances spécifiques du procédé d'alimentation selon l'invention sont illustrées par les chronogrammes des figures 17 à 19. Ainsi, la forme d'onde du courant d'alimentation, représentée en figure 17 et associée à la structure de convertisseur illustrée par le tableau de la figure 6, comprend une première zone de commutation MLI du courant correspondant à un couple de <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> configurations VS, une seconde zone déclenchée par une commutation de phase commandée par le séquenceur 7 à l'occasion d'une nouvelle période de séquercement et

correspondant à un premier couple de configurations H3 dans cette période, une troisième zone initiée lorsoue le courant mesuré au niveau MLI=0 dépasse la consigne de courant et correspondant au couple de configurations W4, et une quatrième zone initiée lorsqu'à nouveau le courant mesuré au niveau MLI=0 dépasse la consigne de courant et correspondant au couple de configurations W5. On quitte ce couple de configurations dès qu'un ordre de commutation de phase est émis par le séquenceur 7 pour entreprendre une nouvelle suite de couples de configurations U3, U4, U5. Ce processus de commutation de couples de configurations assure un contrôle efficace du courant moyen d'alimentation Ialim autour de la consigne de courant Icons lors des différentes périodes d'alimentation malgré les commutations de phase.

L'observation des signaux logiques C (TL), C (TH) de commande des transistors respectivement haut et bas d'une même branche du convertisseur, en l'occurrence ici la branche W, indique que les transistors haut et bas restent commandés en MLI au delà de la d'une période T de séquencement.

Si l'on observe maintenant, en référence à la figure 18, des formes d'onde caractéristiques d'un convertisseur de puissance commandé avec le procédé d'alimentation selon l'invention, le signal logique de commande C (TL) d'un transistor IGBT inférieur présente une forme classique en créneau, tandis que le signal logique de commande C (TH) du transistor IGBT supérieur associé présente une forme de créneau comprenant une première partie non découpée et une seconde partie correspondant à une modulation MLI à haute fréquence.

Le courant Iphase dans une phase présente au début <BR> <BR> <BR> <BR> d'un cycle une forme d'onde comprenant un front montant non découpé suivi d'une première zone de décroissance "sous contrôle MLI"sur le reste de la durée d'une

période de commande du transistor zone "sous contrôle"MLI sur la fin de la commande du transistor supérieur, d'une zone de décroissance sous contrôle MLI hors des fenêtres de ccrrjnande des deux transistors précités, et enfin d'une zone d'annulation du courant à la fin du cycle. On observe que le courant d'alimentation Ialim du convertisseur est bien contrôlé autour d'une consigne de courant constante, ce qui valide le procédé d'alimentation selon l'invention. la validation du procédé d'alimentation selon l'invention est également effective dans le cas d'un courant d'alimentation devant respecter une consigne de courant sinusoïdale, comme l'illustrent les chronogrammes de la figure 19. On observe ainsi que le courant d'alimentation mesuré Ialim présente une allure sensiblement sinusoidale avec une modulation MLI de faible amplitude relative, alors que le courant de phase Iphase présente une forme d'onde sensiblement irrégulière.

Il est à noter qu'une mise en oeuvre simplifiée du procédé d'alimentation selon l'invention consiste à effectuer une sélection d'une suite de trois couples de configurations du convertisseur avec un seul interrupteur en modulation de largeur d'impulsions (MLI). Mais cette mise en oeuvre pose un problème de non continuité des couples de configurations lors d'un événement exceptionnel tel qu'un changement brusque des consignes envoyées par le séquenceur. A titre d'exemple, on peut citer le cas d'une demande d'inversion du sens de rotation. Dans ce cas, la séquence de couples de configurations n'a pas eu le temps de se dérouler normalement et le premier couple deconfigurations peut ne plus assurer la continuité du courant consommé par le convertisseur.

D'une manière générale, le procédé d'alimentccicn selon l'invention peut être utilisé pour tout type de moteur à commutation électronique (MCE), des moteurs synchrones à aimants ou des moteurs asynchrones à cage d'écureuil par exemple. Le nombre de phases du moteur peut être par exemple 2,3,4 ou 5.

La gamme de fréquence typique pour le signal MLI lorsqu'il est appliqué à des interrupteurs IGBT, est comprise entre 10 kHz et 50 kHz.

Il faut noter que la description qui vient d'être faite ne concerne que des exemples de fonctionnement très particulier et que les trois phases peuvent connaître des états énergétiques quelconques indépendamment de leurs rangs respectifs. En particulier, on peut envisager des recouvrements de phase.

Bien sûr, l'invention n'est pas limitée aux exemples qui viennent d'être décrits et de nombreux aménagements peuvent être apportés à ces exemples sans sortir du cadre de l'invention. Ainsi, le nombre de phases et de paires de pâles du moteur à commutation électronique alimenté avec ce procédé peut être quelconque. Par ailleurs, le procédé selon l'invention peut accepter toute loi usuelle de réglage des angles de début des séquences de magnétisation et de démagnétisation. Le choix des interrupteurs de puissance ne saurait se limiter aux transistors IGBT proposés dans la description mais peut inclure toute autre technologie de transistor. De plus, les logiques de commande des interrupteurs hauts et bas peuvent bien sûr être permutées