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Title:
METHOD FOR TRIGGERING THE CHANGING OF A TRANSISTOR TO THE ON STATE
Document Type and Number:
WIPO Patent Application WO/2020/011768
Kind Code:
A1
Abstract:
The present invention relates to a method for triggering the changing of a switching transistor of a quasi-resonant DC-to-DC voltage converter to the on state. The method comprises the steps of phase-shifting (E1) the drain voltage of the transistor by a predetermined temporal phase-shift value corresponding to the difference between the duration of a quarter-period of the damped sinusoidal oscillation generated when the transistor is turned off and the duration that elapses between the command to change the transistor to the on state and said transistor effectively conducting and, when the phase-shifted voltage is equal to the reference voltage, triggering (E2) the command to change the transistor to the on state such that the transistor begins to conduct at the time when the value of the drain voltage is at a minimum.

Inventors:
CANNAVO JEAN (FR)
BIELLMANN CEDRICK (FR)
BAVOIS THIERRY (FR)
Application Number:
PCT/EP2019/068360
Publication Date:
January 16, 2020
Filing Date:
July 09, 2019
Export Citation:
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Assignee:
CONTINENTAL AUTOMOTIVE FRANCE (FR)
CONTINENTAL AUTOMOTIVE GMBH (DE)
International Classes:
H03K17/13; F02D41/20; H02M3/156; H02M3/335; H02M3/338
Foreign References:
US20120049822A12012-03-01
US20170288553A12017-10-05
US20100315062A12010-12-16
Attorney, Agent or Firm:
MAJEWSKI, Marc (FR)
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Claims:
REVENDICATIONS

1. Procédé de déclenchement de la mise à l’état passant d’un transistor (30) de commutation d’un convertisseur (1 ) de tension continu-continu quasi-résonant, ledit convertisseur (1 ) étant alimenté par une tension d’entrée (VIN) et comprenant un module de contrôle (10) et une bobine à induction (20) reliée à un transistor (30) à effet de champ comprenant un drain (D), une source (S) et une grille (G), ladite grille (G) étant reliée au module de contrôle (10) afin que ledit module de contrôle (10) commande le transistor (30) dans un état passant du courant entre le drain (D) et la source (S) ou dans un état bloquant du courant entre le drain (D) et la source (S), la tension mesurée au niveau du drain (D) prenant, à la coupure du transistor (30), la forme d’un créneau suivi d’une oscillation sinusoïdale amortie centrée autour de la tension d’entrée (VIN) du convertisseur (1 ) et caractérisée par sa période {TRES), ledit procédé comprenant les étapes de :

• déphasage de la tension de drain (VDRAIN) du transistor (30) d’une valeur de déphasage temporelle prédéterminée correspondant à la différence entre la durée d’un quart de la période {TRES) de l’oscillation sinusoïdale amortie et la durée s’écoulant entre la commande de mise à l’état passant du transistor (30) et la conduction effective dudit transistor (30),

• lorsque la tension déphasée (VDRAIN_DPH) est égale à la tension d’entrée (VIN) du convertisseur (1 ), déclenchement de la commande de mise à l’état passant du transistor (30) de sorte que le transistor (30) commence à conduire au moment où la valeur de la tension de drain (VDRAIN) est minimum.

2. Procédé selon la revendication 1 , dans lequel la valeur de déphasage temporelle prédéterminée est obtenue en utilisant un filtre déphaseur de type RC dont le produit de la valeur de la résistance (R) et de la valeur de la capacité (C) est égal à :

où TRÈS est la période de l’oscillation sinusoïdale amortie et tM est la durée s’écoulant entre la commande de mise à l’état passant du transistor (30) et la conduction effective dudit transistor (30).

3. Procédé selon la revendication précédente, dans lequel le produit de la valeur de la résistance (R) et de la valeur de la capacité (C) du filtre déphaseur est compris entre par exemple entre 0 et 300ns.

4. Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le transistor (30) est de type MOS.

5. Convertisseur (1 ) de tension continu-continu quasi-résonant pour véhicule automobile, ledit convertisseur (1 ) étant alimenté par une tension d’entrée (VIN) et comprenant un module de contrôle (10) et une bobine à induction (20) reliée à un transistor (30) à effet de champ comprenant un drain (D), une source (S) et une grille (G), ladite grille (G) étant reliée au module de contrôle (10) afin que ledit module de contrôle (10) commande le transistor (30) dans un état passant du courant entre le drain (D) et la source (S) ou dans un état bloquant du courant entre le drain (D) et la source (S), la tension (VDRAIN) mesurée au niveau du drain (D) prenant, à la coupure du transistor (30), la forme d’un créneau suivi d’une oscillation sinusoïdale amortie centrée autour de la tension d’entrée (VIN) du convertisseur (1 ) et caractérisée par sa période {TRES), le module de contrôle (10) étant configuré pour déphaser la tension de drain (VDRAIN) d’une valeur prédéterminée correspondant à la différence entre la durée d’un quart de la période {TRES) de l’oscillation sinusoïdale amortie et la durée s’écoulant entre la commande de mise à l’état passant du transistor (30) par le module de contrôle (10) et la conduction effective dudit transistor (30), le module de contrôle (10) étant configuré pour :

• déphaser la tension de drain (VDRAIN) du transistor (30) d’une valeur de déphasage temporelle prédéterminée correspondant à la différence entre la durée d’un quart de la période {TRES) de l’oscillation sinusoïdale amortie et la durée s’écoulant entre la commande de mise à l’état passant du transistor (30) et la conduction effective dudit transistor (30),

• détecter que la tension déphasée est égale à la tension d’entrée (VIN) du convertisseur (1 ), et

• lorsque la tension déphasée (VDRAIN_DPH) est égale à la tension d’entrée (VIN) du convertisseur (1 ), déclencher la commande de mise à l’état passant du transistor (30) de sorte que le transistor (30) commence à conduire au moment où la valeur de la tension de drain (VDRAIN) est minimum.

6. Convertisseur (1 ) selon la revendication 1 , dans lequel le module de contrôle (10) comprend un filtre déphaseur de type RC dont le produit de la valeur de la résistance (R) et de la valeur de la capacité (C) est égal à :

où TRÈS est la période de l’oscillation sinusoïdale amortie et tM est la durée s’écoulant entre la commande de mise à l’état passant du transistor (30) et la conduction effective dudit transistor (30).

7. Convertisseur (1 ) selon la revendication précédente, dans lequel le module de contrôle (10) comprend un comparateur (110), une première branche (B1 ), comportant le filtre déphaseur connecté d’une part à la tension de drain (VDRAIN) et d’autre part à une masse (M), et une deuxième branche (B2) comportant un pont résistif connecté d’une part à la tension d’entrée (VIN) du convertisseur (1 ) et d’autre part à la masse (M) et dont le point milieu (P2) est connecté à une première entrée du comparateur (1 10) afin de servir de tension de référence.

8. Convertisseur (1 ) selon la revendication précédente, dans lequel la première branche comporte une capacité (C) et un pont résistif, ledit pont résistif étant constitué d’une première résistance (R1 ), reliée d’une part à la tension de drain (VDRAIN) et d’autre part à un point milieu (P1 ) dudit pont résistif, et d’une deuxième résistance (R2), reliée d’une part au point milieu (P1 ) dudit pont résistif et d’autre part à la masse (M), la capacité (C) étant connectée d’une part au point milieu (P1 ) dudit pont résistif et d’autre part à la masse (M) et le point milieu (P1 ) étant également connecté à une deuxième entrée du comparateur (110).

9. Convertisseur (1 ) selon l’une des revendications 5 à 8, dans lequel le transistor (30) est de type MOS.

10. Véhicule automobile comprenant un convertisseur (1 ) selon l’une des revendications 5 à 9.

Description:
PROCEDE DE DECLENCHEMENT DE LA MISE A L'ETAT PASSANT D'UN TRANSISTOR

La présente invention concerne la conversion de tension et plus particulièrement un procédé de déclenchement de la mise à l’état passant d’un transistor de commutation d’un convertisseur de tension continu-continu quasi-résonant.

Un convertisseur de tension continu-continu, également connu sous le nom de DCDC, permet de transformer une tension d’entrée, par exemple de 12 V, en une tension de sortie plus élevée, par exemple de 65 V, ou vice versa. Le principe consiste à charger une bobine avec du courant et à couper le courant cycliquement, à l’aide d’un interrupteur, notamment d’un transistor, par exemple de type MOS.

Dans une telle solution, l’alternance des mises à l’état passant et à l’état bloquant du transistor génère des pertes dites « de commutation ». Plus précisément, ces pertes se produisent lorsque du courant circule encore dans la bobine et que le transistor présente une tension positive entre son drain et sa source lors de la mise à l’état passant du transistor (appelée mise « ON » par l’homme du métier). Ces pertes augmentent avec l’intensité des courants circulant simultanément dans la bobine et dans le transistor et avec la tension aux bornes du transistor. Or, il est important de maîtriser ces pertes car elles réduisent significativement le rendement du convertisseur.

Une solution permettant de réduire les pertes de commutations, connue sous le nom de convertisseur DCDC « quasi-résonant », consiste à synchroniser le déclenchement de l’instant de mise à l’état passant du transistor avec l’intervalle de temps (dit « de résonance ») pendant lequel l’intensité du courant circulant dans la bobine est nulle ou négative (i.e. circulant dans le sens opposé) et la tension aux bornes du transistor (i.e. entre le drain et la source) est minimale (ou mieux, nulle ou négative).

En pratique, on connaît trois méthodes pour déclencher la mise à l’état passant du transistor. Une première méthode consiste à commander la mise à l’état passant du transistor dès que la valeur de sa tension de drain devient nulle en décroissant. Une deuxième méthode consiste à comparer la valeur de la tension de drain du transistor avec une valeur de cette même tension de drain déphasée de plus de 180° par un filtre RC passe-bas puis à commander la mise à l’état passant du transistor lorsque ces deux valeurs sont égales. Une troisième méthode consiste à utiliser un enroulement secondaire de la bobine, c’est-à-dire à utiliser un transformateur de tension qui commande la mise à l’état passant (ON) du transistor lorsque la tension de l’enroulement secondaire détecte que la une tension aux bornes du transistor descend en-dessous d’un seuil prédéterminé.

La première méthode n’est pas utilisable lorsque le convertisseur est de type « élévateur » (ou « boost » pour l’homme du métier) et que sa tension de sortie est inférieure au double de sa tension d’entrée ou que le convertisseur est de type « abaisseur » (ou « buck » pour l’homme du métier) et que sa tension de sortie est inférieure à la moitié de sa tension d’entrée. En effet, dans ces deux cas, la tension de drain passe par des minima positifs mais ne s’annule jamais, ce qui empêche le déclenchement de la mise à l’état passant du transistor et présente un inconvénient important, d’autant que ces types de convertisseurs sont relativement courants.

Le condensateur série utilisé dans la deuxième méthode génère un signal de tension de drain retardé de plus de 180° par rapport au signal de tension de drain après la démagnétisation de la bobine (i.e. lorsque le courant circulant dans la bobine est nul) qui s’ajoute au temps nécessaire pour comparer la tension de drain et la tension de drain retardée par le condensateur série et pour commander la mise à l’état actif du transistor. Il en résulte bien souvent que l’intervalle de temps de résonance est déjà écoulé lorsque la mise à l’état passant du transistor est déclenchée, ce qui peut conduire à des pertes de commutation et présente là encore un inconvénient important.

Enfin, la troisième méthode requiert l’utilisation d’un transformateur, ce qui est particulièrement coûteux, notamment dans le cadre d’une utilisation du convertisseur dans un véhicule automobile pour lequel il peut être important voire nécessaire de limiter le coût des équipements.

Il existe donc le besoin d’une solution simple, rapide, fiable, peu onéreuse et efficace permettant de déclencher la mise à l’état passant du transistor pendant l’intervalle de temps de résonance.

A cette fin, l’invention a tout d’abord pour objet un procédé de déclenchement de la mise à l’état passant d’un transistor de commutation d’un convertisseur de tension continu-continu quasi-résonant, ledit convertisseur étant alimenté par une tension d’entrée et comprenant un module de contrôle et une bobine à induction reliée à un transistor à effet de champ comprenant un drain, une source et une grille, ladite grille étant reliée au module de contrôle afin que ledit module de contrôle commande le transistor dans un état passant du courant entre le drain et la source ou dans un état bloquant du courant entre le drain et la source, la tension mesurée au niveau du drain prenant, à la coupure du transistor, la forme d’un créneau suivi d’une oscillation sinusoïdale amortie centrée autour de la tension d’entrée du convertisseur et caractérisée par sa période, ledit procédé comprenant les étapes de :

• déphasage de la tension de drain du transistor d’une valeur de déphasage temporelle prédéterminée correspondant à la différence entre la durée d’un quart de la période de l’oscillation sinusoïdale amortie et la durée s’écoulant entre la commande de mise à l’état passant du transistor et la conduction effective dudit transistor, • lorsque la tension déphasée est égale à la tension d’entrée du convertisseur, déclenchement de la commande de mise à l’état passant du transistor de sorte que le transistor commence à conduire au moment où la valeur de la tension de drain est minimum.

Le procédé selon l’invention permet de basculer le transistor à l’état passant à l’instant où la tension de drain est minimum, ce qui permet de réduire les pertes. L’utilisation de la tension d’entrée du convertisseur comme tension de déclenchement de la commande de mise à l’état passant du transistor, à la différence d’une tension nulle comme cela est implémenté dans les solutions de l’art antérieur, permet au convertisseur d’être fonctionnel dans toute la gamme de la tension d’entrée et aussi lorsque la tension de sortie est supérieure au double de sa tension d’entrée. Par ailleurs, l’invention permet d’éviter l’utilisation d’un transformateur, l’utilisation d’une simple bobine permettant de simplifier l’architecture du convertisseur et d’en réduire le coût.

De préférence, la valeur de déphasage temporelle prédéterminée est obtenue en utilisant un filtre déphaseur de type RC dont le produit de la valeur de la résistance et de la valeur de la capacité est égal à :

où TR È S est la période de l’oscillation sinusoïdale amortie et t M est la durée s’écoulant entre la commande de mise à l’état passant du transistor et la conduction effective dudit transistor.

Avantageusement, le produit de la valeur de la résistance et de la valeur de la capacité du filtre déphaseur est compris par exemple entre 0 et 300 ns.

Selon un aspect de l’invention, le transistor est de type MOS.

L’invention concerne aussi un convertisseur de tension continu-continu quasi- résonant pour véhicule automobile, ledit convertisseur étant alimenté par une tension d’entrée et comprenant un module de contrôle et une bobine à induction reliée à un transistor à effet de champ comprenant un drain, une source et une grille, ladite grille étant reliée au module de contrôle afin que ledit module de contrôle commande le transistor dans un état passant du courant entre le drain et la source ou dans un état bloquant du courant entre le drain et la source, la tension mesurée au niveau du drain prenant, à la coupure du transistor, la forme d’un créneau suivi d’une oscillation sinusoïdale amortie centrée autour de la tension d’entrée du convertisseur et caractérisée par sa période, le module de contrôle étant configuré pour déphaser la tension de drain d’une valeur prédéterminée correspondant à la différence entre la durée d’un quart de la période de l’oscillation sinusoïdale amortie et la durée s’écoulant entre la commande de mise à l’état passant du transistor par le module de contrôle et la conduction effective dudit transistor, le module de contrôle étant configuré pour

• déphaser la tension de drain du transistor d’une valeur de déphasage temporelle prédéterminée correspondant à la différence entre la durée d’un quart de la période de l’oscillation sinusoïdale amortie et la durée s’écoulant entre la commande de mise à l’état passant du transistor et la conduction effective dudit transistor,

• détecter que la tension déphasée est égale à la tension d’entrée du convertisseur, et

• lorsque la tension déphasée est égale à la tension d’entrée du convertisseur, déclencher la commande de mise à l’état passant du transistor de sorte que le transistor commence à conduire au moment où la valeur de la tension de drain est minimum.

Selon un aspect de l’invention, le module de contrôle comprend un filtre déphaseur de type RC dont le produit de la valeur de la résistance et de la valeur de la capacité est égal à :

où TR È S est la période de l’oscillation sinusoïdale amortie et t M est la durée s’écoulant entre la commande de mise à l’état passant du transistor et la conduction effective dudit transistor.

De manière préférée, le module de contrôle comprend un comparateur, une première branche, comportant le filtre déphaseur connecté d’une part à la tension de drain et d’autre part à une masse, et une deuxième branche comportant un pont résistif connecté d’une part à la tension d’entrée du convertisseur et d’autre part à la masse et dont le point milieu est connecté à une première entrée du comparateur afin de servir de tension de référence.

Selon un aspect de l’invention, la première branche comporte une capacité et un pont résistif, ledit pont résistif étant constitué d’une première résistance, reliée d’une part à la tension de drain et d’autre part à un point milieu dudit pont résistif, et d’une deuxième résistance, reliée d’une part au point milieu dudit pont résistif et d’autre part à la masse, la capacité étant connectée d’une part au point milieu dudit pont résistif et d’autre part à la masse et le point milieu étant également connecté à une deuxième entrée du comparateur

Avantageusement, le produit de la valeur de la résistance et de la valeur de la capacité du filtre déphaseur est compris par exemple entre 0 et 300 ns. Selon un aspect de l’invention, le transistor est de type MOS.

L’invention concerne enfin un véhicule automobile comprenant un convertisseur tel que présenté précédemment.

D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront lors de la description qui suit faite en regard des figures annexées données à titre d’exemples non limitatifs et dans lesquelles des références identiques sont données à des objets semblables.

- La figure 1 illustre une forme de réalisation du convertisseur selon l’invention.

- La figure 2 illustre une forme de réalisation du module de contrôle du convertisseur selon l’invention.

- La figure 3 est un exemple de diagramme de tension illustrant la tension de drain, la tension de drain déphasée, le déclenchement de la mise à l’état passant du transistor et la mise à l’état passant effective du transistor.

- La figure 4 illustre schématiquement un mode de réalisation du procédé selon l’invention.

On a représenté à la figure 1 un exemple de convertisseur 1 selon l’invention. Le convertisseur 1 est destiné à être monté dans un véhicule automobile, par exemple afin de fournir une tension de sortie Vout permettant de contrôler des injecteurs 2 de carburant.

Le convertisseur 1 est un convertisseur de tension continu-continu quasi- résonant. Dans l’exemple décrit ci-après, mais de manière non limitative, le convertisseur 1 est un convertisseur élévateur (boost) permettant de recharger une capacité dite « intermédiaire » Cint fournissant l’énergie nécessaire pour activer les injecteurs 2 de carburant.

Le convertisseur 1 transforme une tension d’entrée VIN (courant d’entrée I I ) fournie par la batterie du véhicule en une tension de sortie Vout appliquée aux bornes de la capacité intermédiaire Cint, les tensions étant mesurées par rapport à une masse M. Le convertisseur est configuré pour faire tendre la tension de sortie Vout faire un valeur cible.

Toujours en référence à la figure 1 , le convertisseur 1 comprend un module de contrôle 10, une bobine à induction 20, un transistor 30 à effet de champ, un contrôleur de retour 40 et comparateur 50. La bobine à induction 20 est montée en entrée du circuit de sorte à être chargée quand elle est parcourue par le courant d’entrée I I .

Une diode DI est montée entre la bobine à induction 20 et la borne haute de la capacité intermédiaire Cint qui correspond à la sortie du convertisseur 1 reliée aux injecteurs 2. La diode DI est passante de la bobine à induction 20 vers la capacité intermédiaire Cint mais bloquante de la capacité intermédiaire Cint vers la bobine à induction 20 afin d’éviter que la capacité intermédiaire Cint ne se décharge dans le convertisseur 1.

Le transistor 30 comprend un drain D, une source S et une grille G, ladite grille G étant reliée au module de contrôle 10 afin que ledit module de contrôle 10 commande le transistor 30 dans un état passant du courant entre le drain D et la source S ou dans un état bloquant du courant entre le drain D et la source S. Lorsque le module de contrôle 10 commande le transistor 30, via la grille G, pour que ledit transistor 30 commute de l’état bloquant à l’état passant, un délai s’écoule entre le déclenchement de la commande de la grille G du transistor 30 et l’instant où le courant circule entre le drain D et la source du transistor 30 (i.e. l’instant où le transistor 30 devient conducteur).

La source S est reliée à la masse M via une résistance de shunt Rs. La grille G est reliée au module de contrôle via une résistance de contrôle Rc. Une capacité Cres est connectée en parallèle du transistor 30, entre le drain D et la source S afin de rendre le convertisseur 1 quasi-résonnant.

En référence à la figure 3, la tension VDRAIN mesurée au niveau du drain D prend, à la coupure du transistor 30, la forme d’un créneau suivi d’une oscillation sinusoïdale amortie centrée autour de la tension d’entrée V IN du convertisseur 1 et caractérisée par sa période TR È S.

Le module de contrôle 10 est configuré pour déphaser la tension de drain VDRAIN d’une valeur prédéterminée correspondant à la différence entre la durée d’un quart de la période TR È S de l’oscillation sinusoïdale amortie et la durée s’écoulant entre la commande de mise à l’état passant du transistor 30 par le module de contrôle 10 et la conduction effective dudit transistor 30.

Le module de contrôle 10 est configuré pour détecter que la tension déphasée est égale à la tension d’entrée V IN et pour, lorsque la tension déphasée est égale à la tension d’entrée VIN, commander la mise à l’état passant du transistor 30 de sorte que le transistor 30 commence à conduire au moment où la valeur de la tension de drain VDRAIN est minimum.

Le contrôleur de retour 40 permet de mesurer la tension de sortie Vout du convertisseur 1 afin d’activer ou désactiver le convertisseur 1. Plus précisément, le contrôleur de retour 40 active le convertisseur 1 lorsque la tension de sortie Vout est inférieure à sa valeur cible et désactive le convertisseur 1 lorsque la tension de sortie Vout est supérieure ou égale à sa valeur cible. Dans l’exemple de la figure 2, le contrôleur de retour 40 est un comparateur de tension comparant la tension de sortie Vout du convertisseur 1 et sa tension cible, par exemple de 65 V.

Le comparateur 50 reçoit en entrée une tension fixe de référence Vref et la tension définie aux bornes de la résistance de shunt Rs et donnant une image du courant circulant dans la source S du transistor 30. La sortie du comparateur 50 est reliée au module de contrôle 10 et permet de couper la grille G du transistor 30 lorsque le courant circulant dans la source S atteint la valeur fixe de courant égale au rapport de la valeur de la tension fixe de référence Vref sur la valeur de la résistance de shunt Rs. La valeur de la tension fixe de référence Vref peut par exemple être comprise entre 100mV et 300mV.

On a représenté à la figure 2 un exemple de module de contrôle 10. Le module de contrôle 10 comprend tout d’abord deux branches B1 , B2.

La première branche B1 comporte un pont résistif constitué d’une première résistance R1 , reliée d’une part à la tension de drain VDRAIN et d’autre part à un point milieu P1 du pont, et d’une deuxième résistance R2, reliée d’une part au point milieu P1 du pont et d’autre part à la masse M. Une capacité C est connectée d’une part au point milieu P1 du pont et d’autre part à la masse M. La résistance équivalent du pont résistif est notée R et l’ensemble constitué du pont résistif R et de la capacité C constitue un filtre déphaseur de type RC. Le point milieu P1 est également connecté à une des entrées d’un comparateur 110.

La deuxième branche B2 comporte aussi un pont résistif constitué d’une première résistance R3, reliée d’une part à la tension d’entrée V IN du convertisseur 1 et d’autre part à un point milieu P2 du pont, et d’une deuxième résistance R4, reliée d’une part au point milieu P2 du pont et d’autre part à la masse M. Le point milieu P2 est connecté à l’autre entrée du comparateur afin de servir de tension de référence audit comparateur 110.

Les valeurs de la résistance R et de la capacité C du filtre déphaseur sont choisies de sorte que le produit de la valeur de la résistance R et de la valeur de la capacité C soit égal à :

OÙ TRÈS est la période de l’oscillation sinusoïdale amortie et t M est la durée s’écoulant entre la commande de mise à l’état passant du transistor 30 et la conduction effective dudit transistor 30.

Le module de contrôle 10 comprend une bascule logique 120 de type RS-Q qui est connectée à la sortie du comparateur 110 via son entrée S (Set) et à la sortie du comparateur 50 via son entrée R (Reset). La sortie Q de la bascule logique 150 est connectée à une première entrée d’une porte logique 130 de type ET. Cette porte logique 130 de type ET est connectée via sa deuxième entrée au contrôleur de retour 40, qui est de type comparateur de tension, avec une logique de type inverse. La sortie de la porte logique 120 de type ET est connectée à un driver 140 permettant de contrôler la grille G du transistor 30. La mise en œuvre du procédé selon l’invention va maintenant être décrite en référence aux figures 3 et 4.

Lorsque le courant circulant dans la bobine 20 devient nul, la tension de drain VDRAIN du transistor 30 devient égale à la tension d’entrée VIN du convertisseur 1 à un instant T0.

Ensuite, le comparateur 110 détecte que la tension de drain déphasée VDRAIN_DPH par les branches B1 , B2 du module de contrôle 10 devient égale à la tension d’entrée V IN à un instant T1 , postérieur à l’instant T0 en étant décalée temporellement de la valeur de déphasage générée par le filtre déphaseur RC dans une étape E1.

Le signal de sortie fourni par le comparateur 1 10 est utilisé pour commander, dans une étape E2, la mise à l’état passant du transistor 30 via le pilote 140 en commandant l’entrée de la bascule logique 120.

Le délai T s’écoulant alors entre le déclenchement de la mise à l’état passant du transistor 30 à l’instant T1 et la conduction effective du transistor 30, à un instant T2 défini par le déphase généré par le filtre déphaseur RC, permet alors au transistor 30 de commencer à conduire audit instant T2 auquel la valeur de la tension de drain VDRAIN est minimum.

Le procédé selon l’invention permet ainsi de minimiser les pertes par commutation du transistor 30 en le rendant conducteur au moment où de telles pertes sont les plus faibles.