Die Erfindung betrifft ein Radargerät, und zwar ein stationäres Radargerät zum Erfassen von Objektbewegungen in einem überwachten Gelände.

Unter Radarsystemen zur Überwachung eines Geländes, insbesondere im Hinblick auf Naturgefahren, gibt es zwei Kategorien. Eine erste Kategorie bilden die üblicherweise als Interferometrieradar bezeichneten Systeme. Um sowohl in der Dimension „Range“ (Abstand zur Radarantenne) als auch einer Richtung senkrecht dazu (horizontal, oft „Auflösung in Azimut“ bezeichnet) gute Auflösung zu erzielen, müsste an sich eine Antenne mit einer relativ grossen Ausdehnung (Apertur) in dieser Richtung senkrecht zur Strahlrichtung verwendet werden. In der Praxis wird diese Wirkung nebst einigen bekannten Systemen mit einer realen Apertur meist mit einer synthetischen Apertur erzielt, indem eine empfangende Antenne auf einem Schlitten montiert ist, welcher während einer Aufnahme senkrecht zur Strahlrichtung bewegt wird - analog zu einer Aufnahme von einem Flugzeug oder Satelliten aus. Aus diesem Grund benötigt eine einzelne Aufnahme üblicherweise recht viel Zeit, beispielsweise eine Minute oder mehr. Interferometrieradarsysteme eignen sich deshalb dafür, durch Vergleiche von nacheinander entstehenden Aufnahmen sehr langsame Bewegungen im Gelände zu erfassen, bspw. Bewegungen um einige Dezimeter bis einige Meter pro Tag oder gar pro Jahr. Dabei müssen für die meisten Anwendungen noch geeignete Korrekturmechanismen zur Elimination des Einflusses von Schwankungen von Eigenschaften der Atmosphäre vorgesehen sein. Das Feststellen solcher langsamer Bewegungen kann wichtig sein für Prognosen wie beispielsweise eine Abschätzung der geologischen Risiken. Interferometrieradarmessungen sind jedoch nicht dafür geeignet, in Echtzeit aktuelle Ereignisse wie Steinschläge oder Lawinenniedergänge zu erfassen. Zu diesem Zweck sind vielmehr Dopplerradarsysteme bekannt. In Dopplerradarsystemen wird das bspw. von einer einzigen Empfangsantenne oder von mehreren Empfangsantennen empfangene Radarechosignal mit hoher zeitlicher Auflösung aber mit nur grober räumlicher Auflösung (bspw. nur in der Dimension„Range“ grob aufgelöst oder auch zusätzlich mit einer sehr groben Auflösung in Azimut) erfasst, und es wird durch Fouriertransformation die Dopplerverschiebung zwischen Sende- und Empfangssignal ermittelt, woraus sich ein Geschwindigkeitsprofil in Abhängigkeit von der erfassten räumlichen Koordinate ergibt. So können sehr schnelle Bewegungen, wie beispielsweise Lawinenniedergänge oder Steinschlagereignisse in Echtzeit festgestellt werden, und es können entsprechende Massnahmen eingeleitet werden, bspw. die Sperrung eines gefährdeten Verkehrswegs.

Der Stand der Technik bringt diverse Nachteile mit sich. Wenn beispielsweise sowohl sehr langsame Bewegungen als auch, in Echtzeit, Ereignisse wie Lawinenniedergänge erfasst werden sollen, müssen zwei Radarsysteme unabhängig voneinander betrieben werden, ein Interferometrieradarsystem und ein Dopplerradarsystem. Das ist erstens entsprechend aufwändig und zweitens unbefriedigend, weil Messresultate unabhängig voneinander sind, d.h. es ist nicht, mindestens nicht ohne individuelle Analyse durch den Benutzer, möglich, vom Dopplerradarsystem erfasste Ereignisse mit Messresultaten der Interferometriemessung in Verbindung zu bringen beispielsweise zwecks Verbesserung der Prognosegenauigkeit. Ausserdem ergeben sich auch hardwareseitig kaum Synergien, unterscheiden sich doch Frequenzbandbreite und Sampling-Frequenzen der beiden Messarten erheblich, so dass sich bspw. seitens Auswerteelektronik ganz unterschiedliche Anforderungen stellen. Ein weiterer Nachteil der Dopplerradarmessung ist, dass ausser bei Verwendung von Radargeräten in einer sehr aufwändigen und daher teuren Ausgestaltung nebst der erwähnten sehr beschränkten räumlichen Auflösung auch der erfassbare Bereich von Geschwindigkeiten recht beschränkt ist und nicht viel mehr als eine sehr allgemeine Warnung vor einem Ereignis produziert werden kann. Es ist eine Aufgabe der Erfindung, hier Abhilfe zu schaffen und verbesserte Ansätze zur Verfügung zu stellen.

Gemäss einem ersten Aspekt der Erfindung wird ein stationäres Radargerät zur Verfügung gestellt, welches aufweist: - mindestens eine stationäre Sendeantenne zum Aussenden von Primär-

Radiowellen, eine Mehrzahl von stationären Empfangsantennen zum Erzeugen von Empfangssignalen, die durch vom Gelände aufgrund der Primär-Radiowellen zurückgeworfene Sekundär-Radiowellen bewirkt werden;

Und eine Ansteuerungs- und Auswerteeinheit.

Die Ansteuerungs- und Auswerteeinheit ist eingerichtet, ein frequenzmoduliertes Sendesignal zu erzeugen, welches die Sendeantenne bzw. jeweils mindestens eine der Sendeantennen zum Senden der Primär-Radiowellen veranlasst.

Dies geschieht einerseits so, dass das Aussenden aufeinanderfolgender Primär- Radiowellen-Chirps durch die mindestens eine Sendeantenne bewirkt wird um aus einer zeitlichen Entwicklung eines entsprechenden, auf nacheinander folgende Primär- Radiowellen-Chirps zurückgehenden (ersten) Empfangssignals eine Dopplerverschiebung und/oder eine Geschwindigkeit zu ermitteln. Die dafür verwendeten Primär-Radiowellen-Chirps folgen bspw. unmittelbar aufeinander. Ein Berücksichtigen nicht aller Chirps ist jedoch alternativ dazu nicht ausgeschlossen. Andererseits ist ein Abgleich von (verarbeiteten) zweiten Empfangssignalen vorgesehen, die auf ausgewählte Primär-Radiowellen-Chirps zurückgehen, und die von verschiedenen Empfangsantennen bewirkt werden, um eine Azimut-Auflösung zu ermitteln und so Azimut-aufgelöste Datensätze zu kreieren (Beamforming). Aus einem Abgleich zwischen Datensätzen, die nicht unmittelbar aufeinanderfolgenden Primär-Radiowellen- Chirps entsprechen, und die bspw. in einem zeitlich grösseren Abstand gewonnen wurden, wird eine zeitliche Entwicklung der Azimut-aufgelösten Datensätze bestimmt. Für den Abgleich zwischen den Datensätzen im Hinblick auf die zeitliche Entwicklung können oft mit Vorteil die Azimut-aufgelösten Datensätze verwendet werden, d.h. in vielen Situationen ist es vorteilhaft, wenn die Azimut-Auflösung vor dem Abgleich zwecks Ermittlung der zeitlichen Entwicklung vorgenommen wird. Das umgekehrte, d.h. das Durchführen des Abgleichs vor der Berechnung der Azimut-Auflösung ist aber insbesondere für die Erfassung der Bewegungen mit mittelgrossen Geschwindigkeiten, bei denen die Athmosphärenbedingungen und apparative Einflüsse als konstant angenommen werden können, ebenfalls nicht ausgeschlossen.

Bei der Auswertung des Empfangssignals sowohl für die Bestimmung der Dopplerverschiebung und/oder Geschwindigkeit (erste Datensätze) als auch für die Bestimmung der Azimut-aufgelösten Datensätze (zweite Datensätze) kann zusätzlich und bspw. in einem ersten Schritt, d.h. vor der Bestimmung der Dopplerverschiebung/Geschwindigkeit beziehungsweise der Azimut- Auflösung eine Range-Auflösung erhalten werden. Dies geschieht insbesondere über eine Fourier- Transformation unter Berücksichtigung der Tatsache, dass bei einem frequenzmodulierten Primärsignal die Frequenzdifferenz zwischen Sende- und Empfangssignal ein Mass für die Entfernung ist. Wie an sich bekannt kann das Empfangssignal daher mit dem Sendesignal gemischt werden um (unter Anwendung eines Tiefpassfilters zum Eliminieren von hochfrequenten Anteilen) ein

Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenzdifferenz zu erhalten. Eine erste (diskrete) Fouriertransformation dieses Zwischenfrequenzsignals über die während eines Chirps erfassten Abtastwerte ergibt die Range -Auflösung.

Die Bestimmung der Dopplerverschiebung und/oder Geschwindigkeit erfolgt bspw. durch eine zweite (diskrete) Fouriertransformation über die Chirps hinweg, d.h. als Eingangswerte werden die Range-Werte pro Chirp verwendet.

Es ist möglich, dass auch aus den ersten Datensätzen eine bspw. sehr grobe Azimut- Auflösung ermittelt wird, indem auch die zu den ersten Datensätzen führenden Empfangssignale von verschiedenen Empfangsantennen eingefangen werden und ein Abgleich, bspw. über eine weitere Fouriertransformation, stattfmdet (Beamforming mit grober Auflösung). Es ergibt sich dann eine Doppler-(bzw. Geschwindigkeit)-Auflösung in Funktion von Range und Azimut, wobei die Range- und Azimut-Auflösung unter Umständen beschränkt ist, was aber aufgrund der Auswertung der zweiten Datensätze ohne Weiteres in Kauf genommen werden kann.

Die Bestimmung der Azimut- Auflösung der zweiten Datensätze erfolgt bspw. ebenfalls mit einer (diskreten) Fouriertransformation, mit den verschiedenen Empfangsantennensignalen als Eingangswerten.

In Ausführungsformen sendet die Sendeantenne eine kontinuierliche Folge von bspw. identischen Chirps aus, und wobei für die ersten Datensätze alle Chirps berücksichtigt werden, während für die zweiten Datensätze eine Auswahl getroffen wird und bspw. nur jeder tausendste, Chirp oder Chirps in noch grösseren Abständen berücksichtigt werden.. Dieses Vorgehen ist grundsätzlich möglich. Es kann aber auf Grenzen stossen, insbesondere beim Auflösungsvermögen. Daher wird für Ausführungsformen insbesondere vorgeschlagen sein, dass das Aussenden der Primär-Radiowellen-Chirps in ersten Sequenzen und zweiten Sequenzen geschieht.

Die ersten Sequenzen bilden dann je eine Mehrzahl von aufeinanderfolgenden ersten Chirps, insbesondere von unmittelbar aufeinanderfolgenden ersten Chirps und dienen der Ermittlung der Dopplerverschiebung bzw. Geschwindigkeit, d.h. die entsprechenden Empfangssignale führen zu den ersten Datensätzen.

Die zweiten Sequenzen werden durch je mindestens einen zweiten Chirp gebildet und werden zwischen den ersten Sequenzen oder auch jeweils während einer ersten Sequenz ausgesandt. Sie können als die genannten ausgewählten Chirps verwendet werden, auf Basis von welchen die Azimut-aufgelösten (zweiten) Datensätze ermittelt werden.

Die ersten Chirps unterscheiden sich dabei von den zweiten Chirps. Dies kann beispielsweise einen oder mehreren der folgenden Unterschiede beinhalten:

Die zweiten Chirps können eine grössere Frequenzbandbreite aufweisen als die ersten Chirps (was eine feinere Range-Auflösung ermöglicht, was aber unter Umständen mehr Zeit benötigt);

Die Zweiten Chirps können langsamer sein als die ersten Chirps, d.h. sie können mehr Zeit benötigen als die ersten Chirps (was nicht ausschliesst, dass die Frequenzänderung pro Zeit (Frequenzanstieg in Funktion der Zeit; siehe unten) gleich ist wie bei den ersten Chirps; sie kann gleich, grösser oder kleiner sein als bei den ersten Chirps); Die zweiten Chirps können von verschiedenen Sendeantennen ausgesandt werden, wobei sich die Sendeantennen zwischen den zweiten Sequenzen und/oder innerhalb der zweiten Sequenzen unterscheiden.

Die zweiten Chirps können auch eine andere Frequenz-Zeit-Charakteristik aufweisen als die ersten Chirps, bspw. einen steileren Frequenzanstieg in Funktion der Zeit, und/oder allenfalls eine andere Codierung.

Generell gilt: die Chirps können positive oder negative Chirps sein. Wie an sich bekannt werden Chirps aber eine monoton steigende oder eine monoton sinkende Frequenz-Zeit- Charakteristik haben.

Die Länge und zeitliche Verteilung der ersten Sequenzen und der zweiten Sequenzen können fest vorgegeben sein. Es ist aber auch möglich, dass das Verweilen in den ersten bzw. zweiten Sequenzen jeweils adaptiv angepasst auf Grund einer vorangegangenen Auswertung von Datensätzen. In besonderen Situationen kann gar vorgesehen sein, dass zeitweise nur noch erste Sequenzen oder nur noch zweite Sequenzen ausgesandt werden -bspw. bei einem akuten Ereignis.

Während der ersten Sequenzen wird eine Mehrzahl von aufeinanderfolgenden ersten Chirps durch eine der Sendantennen ausgesandt. Die Sendeantenne ist jeweils während jeder ganzen ersten Sequenz immer dieselbe. Die Anzahl der ersten Chirps, die für die Bestimmung einer Dopplerverschiebung/Geschwindigkeit verwendet wird, und die daher rasch nacheinander abgesandt werden müssen, beträgt bspw. mindestens 500 oder mindestens 1000. Das heisst, wenn die zweiten Sequenzen zwischen den ersten Sequenzen liegen, beträgt die Anzahl der ersten Chirps pro erste Sequenz bevorzugt mindestens 500 oder mindestens 1000. Die ersten Chirps innerhalb einer ersten Sequenz folgen jeweils bspw. unmittelbar aufeinander, wobei sich ein (möglichst kleiner) Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden ersten Chirps durch apparative Limiten ergeben kann; ein solcher eventueller Abstand wird im Allgemeinen deutlich kleiner sein als die Länge eines ersten Chirps. Für die nacheinander folgenden verschiedenen ersten Sequenzen kann jeweils ebenfalls dieselbe Sendeantenne verwendet werden, wobei aber auch nicht ausgeschlossen ist, dass die ersten Sequenzen nacheinander von verschiedenen Sendeantennen erzeugt werden. Pro erster Sequenz wird durch Auswertung der zeitlichen Entwicklung des ersten Empfangssignals während der ersten Sequenz die Dopplerverschiebung beziehungsweise Geschwindigkeit in Funktion mindestens der Abstandskoordinate (Range) und beispielsweise auch in Funktion des Azimut-Winkels ermittelt.

Die ersten Datensätze - gegebenenfalls entsprechend der Auswertung der ersten Sequenzen - dienen der Messung von schnellen Bewegungen im Gelände, bspw. von Steinschlägen, Lawinenniedergängen etc. Die Auswertung der entsprechenden (ersten) Empfangssignale kann daher erfolgen wie von Dopplerradarmessungen bekannt.

Die mit den ersten Sequenzen erzielbare Ortsauflösung kann beschränkt sein: Die Auflösung in „Range“ (Abstand vom Radargerät) ist beschränkt durch die Frequenzbandbreite der ersten Chirps. Diese ist in Ausführungsformen weniger breit als dies der gesetzliche Rahmen erlauben würde, da die Chirp-Repetitionsfrequenz die maximale eindeutig bestimmbare Geschwindigkeit bzw. Dopplerverschiebung bestimmt und es daher vorteilhaft ist, wenn die ersten Chirps nur sehr kurz dauern. Die Auflösung in Azimut ist beschränkt durch die Apertur d.h. die beschränkte Ausdehnung des Ensembles von Empfangsantennen, welche für die Auswertung der ersten Sequenzen verwendet wird, bspw. eines Ensembles von in einem Modul unmittelbar nebeneinander angeordneten Antennen. Zum Gewinnen von Daten mit grösserer Rangeauflösung und/oder Azimut-Auflösung können gegebenenfalls die zweiten Sequenzen dienen. Die zweiten Sequenzen sind beispielsweise intermittierend mit den ersten Sequenzen, d.h. es wird zwischen ersten und zweiten Sequenzen abgewechselt, wobei jeweils auf eine erste Sequenz ohne Verzögerung eine zweite Sequenz folgt und umgekehrt. Die zweiten Sequenzen beinhalten je einen oder mehrere zweite Chirps, wobei die zweiten Chirps gegebenenfalls von unterschiedlichen Sendeantennen erzeugt werden können. Letzteres kann geschehen, indem innerhalb jeder zweiten Sequenz zweite Chirps von unterschiedlichen Sendeantennen ausgesandt werden, und/oder indem von zweiter Sequenz zu zweiter Sequenz unterschiedliche Sendeantennen je einen zweiten Chirp erzeugen. Es kann insbesondere vorgesehen sein, dass während eines Zyklus jede der Sendeantennen genau einen zweiten Chirp (auch genau zwei, drei.... jeweils bspw. unmittelbar aufeinanderfolgende Chirps sind im Prinzip nicht ausgeschlossen) produziert, wobei ein Zyklus eine oder mehrere erste Sequenzen und eine gleiche Anzahl zweiter Sequenzen umfasst.

Die zweiten Chirps können wie erwähnt insbesondere eine grössere Bandbreite aufweisen als die ersten Sequenzen, wodurch die erzielbare Auflösung in Range entsprechend grösser ist.

Die von den zweiten Chirps bewirkten zweiten Empfangssignale werden ausgewertet, um durch Korrelation von Empfangssignalen, die von verschiedenen Empfangsantennen bewirkt werden, und ggf. die auf von verschiedenen Sendeantennen ausgehende zweite Chirps zurückgehen um ein zusätzlich zur Auflösung in Range auch in Azimut aufgelöstes Phasen- und Amplitudenbild zu erhalten. Besonders günstig ist eine Kombination des Aussendens der Primär-Radiowellen-Chirps in ersten Sequenzen mit ersten Chirps und zweiten Sequenzen mit davon verschiedenen zweiten Chirps einerseits mit der Verwendung mehrerer Sendeantennen andererseits.

Gegenstand der Erfindung kann also insbesondere ein Radargerät zum Erfassen von Objektbewegungen in einem überwachten Gelände sein, welches aufweist: eine Mehrzahl von stationären Sendeantennen zum Aussenden von Primär- Radio wellen, eine Mehrzahl von stationären Empfangsantennen zum Erzeugen von Empfangssignalen, die durch vom Gelände aufgrund der Primär-Radiowellen zurückgeworfene Sekundär-Radiowellen bewirkt werden;

- Und eine Ansteuerungs- und Auswerteeinheit;

Wobei die Ansteuerungs- und Auswerteeinheit eingerichtet ist, ein frequenzmoduliertes Sendesignal zu erzeugen, welches jeweils mindestens eine der Sendeantennen zum Senden der Primär-Radiowellen veranlasst, wobei die Ansteuerungs- und Auswerteeinheit eingerichtet ist, das Aussenden von ersten Sequenzen von je einer Mehrzahl von ersten aufeinanderfolgenden Primär-Radiowellen- Chirps durch je genau eine der Sendeantennen zu bewirken und aus einer zeitlichen Entwicklung mindestens eines entsprechenden ersten Empfangssignals eine Dopplerverschiebung und/oder eine Geschwindigkeit zu ermitteln, und das Aussenden von zweiten Sequenzen von je mindestens einem zweiten Primär-Radiowellen-Chirp durch innerhalb der zweiten Sequenzen und/oder zwischen den zweiten Sequenzen verschiedene Sendeantennen zu bewirken und aus einem Abgleich von (verarbeiteten) zweiten Empfangssignalen, die den von den verschiedenen Sendeantennen ausgehenden zweiten Chirps entsprechen und von verschiedenen Empfangsantennen bewirkt werden, eine Azimut- Auflösung zu ermitteln. Die ersten und zweiten Chirps können sich auch gemäss dieser Definition nebst der Tatsache, dass die zweiten Chirps von verschiedenen Sendeantennen bewirkt werden, auch durch weitere Eigenschaften unterscheiden, bspw. eben die Bandbreite.

Möglich ist alternativ auch, dass mehrere Sendeantennen verwendet werden und jeweils sequentiell oder eventuell gleichzeitig nur eine Art von Sequenzen aussenden.

Für alle Aspekte der Erfindung gilt: Bei der Verwendung mehr als einer Sendeantenne unterscheidet die Auswerteeinheit zwischen Empfangssignalen, welche von Sendesignalen unterschiedlicher der Sendeantennen stammen. Jede Kombination einer Sendeantenne mit einer Empfangsantenne entspricht einem durch die Position der Sendeantenne und der Empfangsantenne bestimmten Pfad von vom Gelände reflektierter Mikrowellenstrahlung. Daraus ergibt sich, bei einer Anzahl n von Sendeantennen und einer Anzahl m von Empfangsantennen, eine virtuelle Empfangsantennenanordnung von n*m virtuellen Empfangsantennen. Dieses Multiple-Input-Multiple-Output- (MIMO- )Prinzip ist an sich auch für Radarabbildungen bekannt und erlaubt bei geeigneter Positionierung der Sende- und Empfangsantennen eine Winkelauflösung, die um ein Mehrfaches höher ist im Vergleich zur Auflösung, die mit dem blossen Array von Empfangsantennen erzielbar ist. Wie an sich bekannt, kann aus den Phasendifferenzen zwischen den n*m verschiedenen Signalen ein in Azimut aufgelöstes Phasen- und Amplitudenbild ermittelt werden.

Zur Verwirklichung des MIMO-Prinzips muss also bei der Auswertung der Empfangssignale zwischen Empfangssignalen unterschieden werden, die von Sendesignalen der verschiedenen Sendeantennen stammen. Als besonders einfach und robust hat sich der Zeitmultiplex- Ansatz herausgestellt, bei welchem wie bereits erwähnt die Sendesignale der Sendeantennen nicht gleichzeitig sondern nacheinander ausgesandt werden - entweder unmittelbar nacheinander oder auch in einem zeitlichen Abstand. Gegebenenfalls heisst das, dass die zweiten Chirps der verschiedenen Sendeantennen innerhalb einer zweiten Sequenz sequenziell erfolgen und/oder in verschiedenen zweiten Sequenzen ausgesandt werden.

Andere Ansätze wie bspw. ein Codemultiplexverfahren, bei empfangsseitig aufgrund eines bestimmten Signalmusters zwischen den von verschiedenen Sendeantennen stammenden Signalanteilen unterschieden wird, sind aber nicht ausgeschlossen und technisch ebenfalls machbar.

Das erfmdungsgemässe Vorgehen hat eine Reihe von Vorteilen:

Durch den Abgleich der Azimut-aufgelösten Datensätze, d.h. bspw. den Vergleich nacheinander aufgenommener Phasenbilder können langsame Bewegungen (von bspw. bis zu 1 mm/h und auch Bewegungen mit mittleren Geschwindigkeiten bspw. zwischen 1 mm/h und 300 mm/s erfasst werden. Die entsprechende Auflösung in Azimut ist dabei potentiell gross aufgrund der grossen virtuellen Apertur, die mit dem erfmdungsgemässen Vorgehen erreichbar ist. Auch die Auflösung in Range kann vergleichsweise gross sein, unter anderem weil gegebenenfalls für die zweiten Chirps mehr Zeit zur Verfügung steht und sie daher über einen deutlich breiteren Frequenzbereich erfolgen können als die ersten Chirps.

Der hier beschriebene Ansatz ermöglicht daher durch die Kombination der genannten Dopplerverschiebungs- und/oder Geschwindigkeitsermittlung einerseits mit dem ebenfalls vorstehend geschilderten Abgleich der Azimut-aufgelösten Datensätze andererseits (bspw. ggf. mittels den ersten und zweiten Sequenzen), mit einem einzigen stationären Radargerät sowohl eine Erfassung von Ereignissen, bei denen sich im Gelände etwas mit hoher Geschwindigkeit bewegt (Lawinen, Steinschläge, Murgänge, Dammbrüche etc.) in Echtzeit durch die Auswertung der ersten Sequenzen als auch die Abbildung des Geländes mit hoher Winkelauflösung und die Erfassung von langsamen Bewegungen durch Vergleich nacheinander entstandener Bilder, beispielsweise durch Vergleich der Phasen.

Die Erfassung von Ereignissen in Echtzeit mittels der Sequenz der nacheinander folgenden Primär-Radiowellen Chirps ermöglicht, dass ein Ereignis innerhalb von Sekundenbruchteilen, d.h. innerhalb von weniger als einer Sekunde, unter Umständen deutlich weniger als einer Sekunde festgestellt wird und Massnahmen eingeleitet werden können. Bei einer interferometrischen Messung gemäss dem Stand der Technik und unter Umständen auch bei der Ermittlung der zweiten Datensätze gemäss der hier beschriebenen Lehre dauert es hingegen beispielsweise einige Sekunden bis eine Messung über den ganzen virtuellen Apertur-Bereich abgeschlossen ist, und auch die Auswertung benötigt noch relativ viel Zeit, da die Resultate vieler (virtueller) Empfangsantennen kombiniert werden müssen - für eine Reaktion auf Ereignisse in Echtzeit wäre das alles zu langsam.

Ausserdem können gegebenenfalls die ersten Sequenzen wie erwähnt eine grössere Chirp-Repetitionsfrequenz aufweisen als die zweiten, beispielsweise verbunden mit einer tieferen Bandbreite. Dadurch wird der Eindeutigkeitsbereich von Geschwindigkeiten im Vergleich zu den interferometrischen Messungen deutlich höher, d.h. auch schnelle Bewegungen im Gelände können erfasst werden.

Für die Auswertung der zweiten Datensätze und gegebenenfalls für die zweiten Chirps kann hingegen etwas mehr Zeit zur Verfügung stehen, da die Bewegungen mit hohen Geschwindigkeiten durch die ersten Sequenzen erfasst werden. Daher können auch aufwändigere Auswertungsalgorithmen verwendet werden und können beispielsweise, auch wenn die Frequenzänderung pro Zeiteinheit innerhalb eines Chirps aufgrund von apparativen Limiten (insbesondere auswertungsseitig) nicht beliebig hoch angesetzt werden kann, grössere Frequenzbandbreiten abgedeckt und damit eine grössere Auflösung in Range erzielt werden - was wiederum wie nachstehend diskutiert eine Erfassung auch von sehr langsamen Bewegungen im Gelände ermöglicht.

Es gibt Anwendungen, in denen es viele Vorteile bringt, wenn sowohl langsame Bewegungen als auch Bewegungen mit mittleren Geschwindigkeiten als auch schnelle Bewegungen von bspw. schneller als 300 mm/s und bis zu einigen m/s oder gar bis zu 50 oder 100 m/s (Steinschlagsituationen) oder gar mehr erfasst werden können. Je nach Anwendung ist es dabei nicht unbedingt nötig, dass auch die Azimut- Auflösung hoch ist (bspw. wenn ohnehin genau bekannt ist, welches Objekt sich potentiell bewegen könnte - zum Beispiel eine zu überwachende Staumauer). Für solche Anwendungen kann es ausreichend sein, wenn das Radargerät eine einzige Sendeantenne aufweist. Dasselbe gilt, wenn das Radargerät eine sehr hohe Anzahl von bspw. in regelmässigen Abständen angeordneten Empfangsantennen aufweist. Falls das jedoch nicht der Fall ist und auch eine hohe Auflösung in Azimut erwünscht ist, liefert der vorstehend beschriebene Ansatz mit einer Mehrzahl von Sendeantennen einen sehr ökonomischen Ansatz, mit welchem durch eine hohe Anzahl virtueller Empfangsantennen die Azimut-Auflösung stark verbessert werden kann.

Unter einem„stationärem“ Radargerät wird hier ein Radargerät verstanden, welches in einer stationären, also gegenüber dem Grund ortsfesten Anordnung montierbar und betreibbar ist und keine sich gegenüber dem Grund bewegenden Antennen aufweist und/oder benötigt - dies beispielsweise im Gegensatz zu am Flugzeug oder Satelliten oder in einem Kraftfahrzeug montierten Radargeräten oder zu Radargeräten, die einen Schlitten aufweisen, auf dem die Antennen bewegt werden, welche als mobile Radargeräte jeweils nur funktionsfähig sind, wenn die Antennen relativ zum zu überwachenden Gelände bewegt werden. Oft kommt das Radargerät ganz ohne bewegliche Teile aus, wobei die Verwendung von Hilfsmitteln mit sich bewegenden Teilen (bspw. einem Ventilator, einer Harddisk oder dergleichen) natürlich nicht ausgeschlossen ist. Ebenfalls nicht ausgeschlossen ist, dass das Ensemble von Radarantennen als Ganzes um eine bspw. vertikale Achse rotierbar ist, wenn bspw. das zu überwachende Gebiet nicht immer dasselbe ist. Es kann bspw. denkbar sein, dass im Sommer und im Winter nicht dasselbe Gebiet überwacht werden muss. Ebenfalls denkbar ist, dass nachts ein anderes Gebiet zu überwachen ist als tagsüber.

In Ausführungsformen werden die zweiten Datensätze (gegebenenfalls beispielsweise beruhend auf den zweiten Sequenzen) auch ausgewertet, um Bewegungen mit mittleren Geschwindigkeiten von beispielsweise bis zu einigen mm/s zu erfassen. Solche können wichtig sein, um unmittelbar bevorstehende Ereignisse zu prognostizieren, bspw. einen unmittelbar bevorstehenden Dammbruch, Steilschlag oder Lawinenabgang. Eine solche Erfassung mittlerer Geschwindigkeiten mit guter Azimutauflösung im Georadarbereich war nach dem Stand der Technik nicht möglich, weil aufgrund der hohen notwendigen Repetitionsrate die Ortsauflösung von Dopplerradarmessungen dafür nicht ausreichend war und die verwendeten Messprinzipien der Interferometrieradarmessungen mit - langsam - bewegten Antennen eine solche Erfassung ebenfalls nicht ermöglichten.

Zum Erfassen der Signale zwecks Auswertung kann das Sendesignal mit dem zugehörigen Empfangssignal gemischt werden. Dies gilt gegebenenfalls sowohl während der ersten Sequenzen als auch während der zweiten Sequenzen. Das so erhaltene Mischsignal weist sowohl Signalanteile mit der Summe der Frequenzen von Sendesignal und Empfangssignal als auch Signalanteile mit der Differenzfrequenz Af auf. Mittels eines Frequenzfilters werden die Signalanteile mit der Summe der Frequenzen eliminiert. Die Differenzfrequenz (Zwischenfrequenz) hängt (wenn man zunächst eine Dopplerverschiebung ausser Acht lässt) aufgrund der innerhalb jedes Chirps vorgenommenen Frequenzmodulation direkt von der Entfernung zwischen dem Radargerät und der Reflexion ab. Besonders tieffrequente Anteile stammen demnach von Reflexionen in der Nähe des Radargeräts, die oft wenig aussagekräftig sind. Sie können durch ein weiteres Frequenzfilter (Hochpass) ebenfalls eliminiert werden. Es wird also insbesondere vorgeschlagen, das Zwischenfrequenzsignal zu digitalisieren und auszuwerten. Die in diesem Text diskutieren Auswertungsschritte betreffen also insbesondere das Zwischenfrequenzsignal. Sie können insbesondere eine Fouriertransformation des erfassten Signals (des Zwischenfrequenzsignals) beinhalten, welche unmittelbar die Range-Auflösung liefert.

Durch die Chirps wird wie an sich bekannt jeweils ein Frequenzbereich durchgefahren, insbesondere derselbe von Chirp zu Chirp. Wird das beschriebene Vorgehen mit ersten Chirps und zweiten Chirps gewählt, heisst das, dass jeder Chirp einer ersten Sequenz beziehungsweise einer zweiten Sequenz bei einer selben Anfangsfrequenz anfangen und den Bereich bis zu einer Endfrequenz durchfahren kann, wobei die Frequenz bspw. mindestens ungefähr linear in Funktion der Zeit ändern kann; auch andere Verläufe in Abhängigkeit der Zeit sind nicht ausgeschlossen, bspw. ein Dreiecksignal mit alternierender Zu- und Abnahme der Frequenz, Sinusmodulationen.

Die ersten Chirps können gegebenenfalls insbesondere einen Teilbereich des von den zweiten Chirps durchfahrenen Frequenzbereichs durchfahren, wobei dieser Teilbereich beispielsweise mindestens um einen Faktor 2 und beispielsweise um einen noch höheren Faktor weniger breit ist als der von den zweiten Chirps durchfahrene Bereich. Dafür können die zweiten Chirps entsprechend länger dauern, bspw. um denselben Faktor länger. Das Radargerät kann insbesondere mindestens ein Empfangsantennen-Modul mit einer Mehrzahl von entlang einer bspw. horizontalen Basislinie nebeneinander angeordneten Empfangsantennen aufweisen. Der Abstand der Empfangsantennen ist dabei abhängig vom benötigten Eindeutigkeitsbereich. Er kann beispielsweise zwischen ungefähr einer halben Wellenlänge (für einen grossen Eindeutigkeitsbereich) und einer Wellenlänge (für einen Eindeutigkeitsbereich von ca. 60°) oder bspw. auch bis zu zwei Wellenlängen (wenn der Eindeutigkeitsbereich nur klein ist, d.h. das zu überwachende Gebiet eng begrenzt ist) betragen. Die Wellenlänge bezieht sich auf die Strahlung, auf welche die Sendeantennen ausgelegt sind. Bspw. bei einer Arbeitsfrequenz um 17 GHz beträgt eine halbe Wellenlänge knapp 0.9 cm; auch andere Arbeitsfrequenzen von bspw. 10 GHz mit entsprechend anderen Wellenlängen und benötigten Antennenabständen sind möglich. Die Anzahl der Empfangsantennen pro Empfangsantennenmodul kann bspw. zwischen 8 und 32 betragen.

Generell kann die Arbeitsfrequenz unter 25 GHz liegen, bspw. zwischen 8 GHz und 25 GHz, speziell bei ca. 17 GHz.

Wenn darüber hinaus mehrere Sendeantennen vorhanden sind, kann deren Abstand so gewählt sein, dass sich die Orte der virtuellen Empfangsantennen, die sich durch Kombination verschiedener Sendeantennen mit den Empfangsantennen ergeben nicht überlappen, dass sich aber auch keine wesentlichen Lücken ergeben.

Gemäss einer ersten Option kann das insbesondere dadurch bewirkt werden, dass der Abstand benachbarter Empfangsantennen bspw. ungefähr eine halbe Wellenlänge bis eine Wellenlänge beträgt und dem zu erzielenden Abstand benachbarter virtueller Empfangsantennen entspricht, und der Abstand benachbarter Sendeantennen ungefähr der Ausdehnung eines Empfangsantennenmoduls entspricht, genauer der Empfangsantennenanzahl pro Empfangsantennenmodul multipliziert mit dem Abstand zwischen benachbarten Empfangsantennen. Die Anzahl der Sendeantennen kann bspw. zwischen 2 und 24 betragen. Die Sendeantennen können in optional Sendeantennenmodulen vorhanden sein, mit bspw. zwischen 2 und 6 Sendeantenennen pro Sendeantennenmodul.

Gemäss einer alternativen Option können auch Sendeantennenmodule mit einer Mehrzahl von nahe beieinanderliegenden Sendeantennen mit Empfangsantennenmodulen mit entsprechend weiter voneinander beabstandeten Empfangsantennen kombiniert werden, so dass die virtuellen Empfangsantennen, welche verschiedenen Sendeantennen entsprechen, eine gestaffelte Anordnung bilden.

Bei Ausführungsformen kann der Abstand zwischen benachbarten virtuellen Empfangsantennen (der gleichzeitig je nach Ausführungsform dem Abstand benachbarter realer Empfangsantennen entsprechen kann) bedürfnisgerecht gewählt werden und von ungefähr einer halben bis einer ganzen Wellenlänge verschieden sein. Er kann bspw. insbesondere dann grösser sein, wenn im Allgemeinen nur ein verhältnismässig kleiner Bereich (in Bezug auf die abzudeckenden Azimutwinkel) zu überwachen ist; für sehr breite zu überwachende Bereiche ist auch möglich, dass der Abstand kleiner als eine halbe Wellenlänge ist. Der optimale Antennenabstand kann nebst der Breite des zu überwachenden Bereichs auch von den Charakteristiken der verwendeten Antennen, insbesondere von deren Abstrahlwinkel abhängen. Bei grösserem Antennenabstand wird man Antennen mit einem schmalen „field of view“ verwenden (idealerweise auch Antennen mit nur wenig Seitenkeulen), damit nicht Signale uneindeutig gemischt werden.

Um eine besonders hohe Azimut-Auflösung zu erzielen, kann ausserdem eine Mehrzahl von Empfangsantennenmodulen mit je mehreren Empfangsantennen und/oder eine Mehrzahl von Sendeantennenmodulen mit je mehreren Sendeantenenn eingesetzt werden.

Unter Verwendung mehrerer Empfangsantennenmodule ergeben sich auch alternative Anordnungen von Sende- und Empfangsantennen, bspw. unmittelbar nebeneinander angeordnete Empfangsantennenmodule und in entsprechend grösserem Abstand angeordnete Sendeantennen, etc.

Im Gegensatz zu bekannten (langsamen) SAR-Radargeräten mit sich entlang der Basislinie während einer Aufnahme bewegenden Antennen müssen bei einem stationären Radargerät der hier diskutierten Art zum Erzielen einer ausreichend grossen Apertur Sende- und/oder Empfangsantennen teilweise vergleichsweise weit voneinander entfernt angeordnet sein. Das Sendesignal und/oder die Empfangssignale müssen daher zum Erzeugen des Mischsignals und also vor einer A/D-Wandlung über vergleichsweise grosse Distanzen von beispielsweise einem Meter oder mehr übertragen werden. Es ist eine Erkenntnis der vorliegenden Erfindung, dass das aufgrund der sehr hohen Anforderungen an die Phasenstabilität (die Auswertung beinhaltet wie erwähnt beispielsweise unter anderem einen Vergleich von Phasenbildern) eine Herausforderung darstellen kann. So können sich bspw. bei Temperaturschwankungen aufgrund von nicht konstanter Sonneneinstrahlung oder anderen die physischen Dimensionen von übertragenden Elementen beeinflussenden Schwankungen Veränderungen der Signallaufzeiten in der Elektronik und den Leitungen ergeben.

Daher wird nach einem zweiten Aspekt der Erfindung vorgeschlagen, das Sendesignal nach seiner Erzeugung in ein optisches Signal zu wandeln, über eine optische Signalleitung zu übertragen und vor dem Mischen mit dem Empfangssignal und/oder vor dem Aussenden durch die Sendeantenne in ein elektrisches Signal zurückzuwandeln. Es hat sich gezeigt, dass die optische Übertragung solcher analoger Sendesignale für die Zwecke eines stationären Radargeräts mit mehreren Sendeantennen und mehreren Empfangsantennen besonders geeignet ist.

Ergänzend oder alternativ zur Wandlung in ein optisches Signal und Zurückwandlung in ein elektrisches Signal können die genannten Schwankungen auch dadurch angegangen werden, dass stabile stationäre Reflektoren/Gebiete im überwachten Gelände genutzt werden, um die Messresultate zu kalibrieren.

Ergänzend oder als weitere Alternative kann bei einem signalübertragenden Kabel eine Laufzeitmessung vorgenommen werden, bspw. durch Reflexionsmessung bzw. Antennenkopplungen, wie bspw. beschrieben in D.C. Jenn et al., Adaptive phase synchronization in distributed digital arrays, published in 2010 NASA/ESA Conference on Adaptive Hardware and Systems. Fig. 3.

In Ausführungsformen kann insbesondere vorgesehen sein, dass das Sendesignal in einer tieferen Frequenz erzeugt wird und seine Frequenz eingangsseitig der jeweiligen Sendeantenne und eingangsseitig des Mischers um einen festen Faktor von bspw. 3, 4, 5 oder 6 multipliziert wird. Die Multiplikation für die Sendeantenne einerseits und die Mischer andererseits kann durch eine gemeinsame Multiplikationsstufe erfolgen (d.h. die Signale für die Mischer werden nach der Multiplikation abgezweigt), oder sie kann parallel erfolgen.

Nach der Frequenzmultiplikation kann eingangsseitig der Sendeantenne ausserdem noch - wie an sich bekannt - ein Leistungsverstärker vorgesehen sein. Dabei ist es das Sendesignal in der tieferen Frequenz - in diesem Text auch„erstes Signal“ genannt - welches über die optische Signalleitung übertragen wird. Diese Ausführungsformen haben den Vorteil, dass sie auch bei Sendesignalen von bspw. 17 GHz oder 10 GHz oder 20 GHz oder mehr die Verwendung von robusten elektrooptischen Wandlern und optischen Signalleitungen ermöglicht, was bei der Frequenz des eigentlichen Sendesignals nicht mehr ohne Weiteres möglich ist.

Nebst einem Radargerät umfasst die vorliegende Erfindung auch ein Verfahren zum Betreiben eines Radargeräts, wobei die Ansteuerung und die Signalauswertung wie in diesem Text beschrieben erfolgen. Im vorliegenden Text beschriebene, den Betrieb des Radargeräts inklusive Ansteuerung und Auswertung betreffende Merkmale können sowohl auf die Ausrüstung/Einrichtung des Radargeräts als auch auf das Betriebsverfahren bezogen werden. Zur Vermeidung von Wiederholungen werden sie nur einmal beschrieben.

Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder analoge Elemente. Die Zeichnungen sind schematisch und nicht massstäblich. Es zeigen: Fig. 1 Ein Radargerät in einer möglichen Anwendungssituation.

Fig. 2 ein Schema des Radargeräts mit Sendeantennen, Empfangsantennen und

Ansteuerungs- und Auswerteeinheit;

Fig. 3 ein Schema von elektronischen Komponenten des Radargeräts;

Fig. 4 das Prinzip der Abhängigkeit zwischen der Verzögerung des Radarechos einerseits und der Frequenz des Zwischenfrequenzsignals andererseits;

Fig. 5-7 je eine Abfolge von ersten und zweiten Sequenzen in drei verschiedenen

Betriebsarten; Fig. 8 das Prinzip der Identifikation stationärer Gebiete und/oder charakteristischer Punkte im überwachten Gelände;

Fig. 9 -1 1 je ein Schema für die Anordnung von Sende- und Empfangsantennen mit sich ergebenden virtuellen Empfangsantennen.

Figur 1 zeigt ein Radargerät 1 der erfmdungsgemässen Art in einer von vielen möglichen Anwendungssituationen. Das Radargerät ist stationär und mit einem geeigneten Gestell 1 1 1 versehen, durch welches es im Gelände ortsfest aufgestellt und verankert werden kann. Das Radargerät ist so aufgestellt, dass ein Überwachungsgebiet in einem Gelände 101 überwacht werden kann. In Fig. 1 ist schematisch ein Gefährdungsbereich 102 eingezeichnet, aus welchem beispielsweise Steinschlag- oder Lawinenniedergänge und/oder Murgänge zu befürchten sind, die eine darunter hindurchführende Strasse 104 gefährden könnten. Wie an sich beispielsweise aus DE 10 2017 106 851 oder aus DE 10 2018 104 281 bekannt ist das Radargerät 1 eingerichtet, Signalanlagen 105 anzusteuern, durch welche die Strasse unterhalb des Gefährdungsbereichs 102 gesperrt werden kann, wenn ein gefährdendes Ereignis festgestellt wird. Da das

Überwachungsgebiet relativ gross ein kann - ein typischer Abstand zwischen dem Radargerät und dem Überwachungsgebiet ist zwischen einem Bruchteil eines Kilometers und mehreren Kilometern, bspw. 0.5-5 km - können zu treffende Massnahmen auch davon abhängen, wo ein potentiell gefährdendes Ereignis festgestellt wurde, was ebenfalls in DE 10 2018 104 281 beschrieben ist. Zusätzlich oder alternativ kann das

Radargerät mit einer Kommunikationseinheit versehen sein, über welche es beispielsweise via ein Netzwerk 112 Messresultate an mindestens ein externes Gerät 113 senden kann und über welche es beispielsweise auch Programmierungsbefehle erhalten kann. Nebst der in Figur 1 dargestellten Überwachung eines natürlichen Geländes ist eine mögliche Anwendung eines Radargeräts der erfmdungsgemässen Art auch die Überwachung von grossen Bauwerken, beispielsweise Staudämmen, Deichen oder dergleichen. Die Verbindung mit einer Signalanlage oder dergleichen ist je nach gewählter Anwendung vorteilhaft oder auch nicht nötig. Es kann bspw. auch vorgesehen sein, dass beim Feststellen eines unmittelbar bevorstehenden oder gar eines bereits in Gang gesetzten Ereignisses einfach ein Alarm ausgelöst wird und die nötigen Vorkehrungen dann von einer Betreiberperson ausgelöst werden.

Im Unterschied zu Dopplerradargeräten gemäss dem Stand der Technik ermöglicht das Radargerät 1 zusätzlich zur Erfassung von Ereignissen in Echtzeit auch das hochaufgelöste Abbilden des Geländes im Überwachungsbereich sowie das Erfassen von sehr langsamen Bewegungen und von Bewegungen mit mittlerer Geschwindigkeit, was nachstehend noch eingehender erläutert wird.

Wie das in Figur 2 schematisch dargestellt ist, weist das Radargerät ein ortsfest, bspw. mit einem Gestell 1 11 der vorstehend erwähnten Art, montierbares Gehäuse 2 sowie eine Mehrzahl von relativ zum Gehäuse stationär angeordneten Sendeantennen 4. Die Sendeantennen sind in vorgegebenen Abständen in Bezug auf eine horizontale Richtung (y-Richtung; Azimut-Richtung) voneinander beabstandet angeordnet. Daneben weist das Radargerät ein ebenfalls während des Betriebs stationär angeordnetes Modul 5 mit einer Anordnung von mehreren Empfangsantennen 6 auf, die ebenfalls in vorgegebenen, im Wesentlichen regelmässigen Abständen und in derselben horizontalen Richtung (y) voneinander beabstandet angeordnet sind. Die Abstände der benachbarten Empfangsantennen müssen nicht genau gleich sein, sondern sie können in vorgegebener und bekannter Weise leicht verschieden sein. Das kann sogar vorteilhaft sein, weil leicht variierende Abstände benutzt werden können, um Artefakte bei der Auswertung zu reduzieren. Der Abstand der Empfangsantennen voneinander kann einem Wert zwischen ungefähr einer halben Wellenlänge und einer Wellenlänge entsprechen, d.h. bei 17 GHz zwischen knapp 0.9 cm und knapp 1.8 cm. Der Abstand zwischen den Sendeantennen 4 kann ungefähr der Anzahl Empfangsantennen in einem Modul 5 multipliziert mit deren Anzahl entsprechen, also im vorliegenden Beispiel bei 16 Empfangsantennen ca. 15 cm bis 30 cm.

Durch die Kombinationen der verschiedenen Sendeantennen 4 mit den

Empfangsantennen 6 des Empfangsantennenmoduls ergeben sich weitere virtuelle Empfangsantennen 6‘. Beispielsweise entspricht die Kombination der in Fig. 2 unten gezeichneten Sendeantenne 4 mit den Empfangsantennen 6 des

Empfangsantennenmoduls 5 einer Anordnung von in Fig. 2 unterhalb des Empfangsantennenmoduls 5 gepunktet eingezeichneten virtuellen Empfangsantennen 6‘ in Kombination mit der in Fig. 2 mittig gezeichneten Sendeantenne 4. Auf diese Weise vergrössert das MIMO-Prinzip die virtuelle Apertur der Antennenanordnung.

Um die virtuelle Apertur noch weiter zu vergrössern können ausserdem weitere stationär angeordnete Empfangsantennen-Module 15 vorhanden sein.

Der Abstand zwischen Empfangsantennen-Modulen 5, 15 entspricht im dargestellten Beispiel bspw. ca. der Anzahl Sendeantennen 4 multipliziert mit deren Abstand. Es ergibt sich in der Summe aufgrund des MIMO-Prinzips eine Anordnung von in der horizontalen y-Richtung in regelmässigen Abständen (entsprechend dem Abstand benachbarter Empfangsantennen innerhalb eines Moduls) voneinander beabstandeten insgesamt n*m‘*M virtuellen Empfangsantennen, wobei n die Anzahl der Sendeantennen, m‘ die Anzahl Empfangsantennen pro Modul und M die Anzahl Empfangsantennen-Module ist. Dieselbe Anordnung von virtuellen Empfangsantennen wäre auch mit einer entsprechend grösseren Anzahl von Sendeantennen (bspw. in Sendeantennen-Modulen gruppiert), einer grösseren Anzahl von Empfangsantennen pro Modul oder einer Anordnung von mehreren Empfangsantennen-Modulen unmittelbar nebeneinander kombiniert mit entsprechend in grösseren Abständen angeordneten Sendeantennen erreichbar. Die Art der Kombination von Sende- und Empfangsantennen kann auf diese Weise ohne Beeinträchtigung der Funktionalität variiert werden, was nachstehend anhand von Fig. 9- 11 noch illustriert wird.

Das Radargerät weist auch eine Steuerungs- und Auswerteeinheit 7 auf, die gegebenenfalls auch zur Kommunikation mit dem externen Gerät/den externen Geräten 113 eingerichtet ist.

Die Steuerungs- und Auswerteeinheit weist diverse teilweise nachstehend noch eingehender beschriebene elektronische Komponenten auf. Diese können mehr oder weniger integriert ausgestaltet sein. Insbesondere kann die Steuerungs- und Auswerteeinheit auch Komponenten umfassen, die an unterschiedenen Orten angeordnet sind und bspw. auch mit anderen Entitäten kombiniert sein können, bspw. indem sie in einem externen Computer implementiert oder direkt in einer Antenne integriert sind. Die Steuerungs- und Auswerteeinheit ist also als Einheit im funktionellen Sinn zu verstehen und ist nicht notwendigerweise auch physisch integriert.

Die Sendeantennen 4 erzeugen - bspw. sequenziell, wie nachstehend noch erläutert - Primär-Radiowellen 11, welche vom Gelände 101, wozu auch eventuelle sich bewegende Objekte 107 gehören, zurückreflektiert werden, so dass die so entstehenden Sekundär- Radiowellen 12 von den Empfangsantennen 6 erfassbar sind. Figur 3 zeigt ein Schema von Elementen der Steuerungs- und Auswerteeinheit zusammen mit je einer Sendeantenne 4 und einer Empfangsantenne 6. Ein Taktgeber OSC taktet einen numerisch gesteuerten Oszillator (DDS) der mit Hilfe eines Steuersignals 29 eine Frequenzrampe erzeugt, welche wiederum einer nachgeschaltete Phasenregelschleife mit einem hochfrequenten Oszillator (PLL) als Referenz dient und ein frequenzmoduliertes phasenstabiles erstes Signal erzeugt, beispielsweise in einem Frequenzband im tiefen Gigahertz-Bereich. Aus dem ersten Signal erzeugt bspw. ein Frequenzmultiplikator 22 ein höherfrequentes Sendesignal, dessen Frequenz ein ganzzahliges Vielfaches des ersten Signals ist (Multiplikation der Frequenz um einen Faktor F). Der Weg über den Frequenzmultiplikator ist optional, d.h. der Oszillator kann auch zur Erzeugung direkt des Sendesignals in der gewünschten Frequenz eingerichtet sein. Der Umweg über das weniger hochfrequente erste Signal macht insbesondere in Kombination mit der nachstehend noch eingehender beschriebenen optischen Signalübertragung Sinn.

Das frequenzmodulierte Sendesignal weist eine für Radiowellen für die vorgesehene Anwendung geeignete und gegebenenfalls gesetzlich freigegebene Frequenz auf. Beispielsweise bewegt es sich in einem Frequenzband um 17 GHz. Das Sendesignal wird geeignet verstärkt, bspw. durch einen Leistungsverstärker PA, der Sendeantenne zugeführt, welche die entsprechenden Primär-Radiowellen 11 aussendet.

Bei der Verwendung mehrerer Sendeantennen ist es auch möglich, das Signal optisch den verschiedenen Sendeantennen zuzuführen. Vor der Sendeantenne wird es dann jeweils auf elektrisch umgewandelt und mit einem Leistungsverstärker verstärkt.

Vom Gelände zurückreflektierte Sekundär-Radiowellen 12 erzeugen in der Empfangsantenne 6 ein Empfangssignal welches nach geeigneter Verstärkung (LNA) mit dem Sendesignal gemischt wird (Mischer 24). Dabei ist im Allgemeinen jeder Empfangsantenne 6 je ein eigener Mischer 24 zugeordnet, der sich örtlich in unmittelbarer Nähe der Empfangsantenne befindet. In der Ausführungsform von Fig. 3 wird nicht das Sendesignal, sondern das erste Signal an den Ort des Mischers übermittelt, weshalb dort ein zweiter Frequenzmultiplikator 23 vorhanden sein muss, um das Sendesignal mit der um Faktor F höheren Frequenz zu erzeugen.

Wie an sich bekannt resultiert ausgangsseitig des Mischers 24 ein Mischsignal, welches sowohl Signalanteile mit der Summe der Frequenzen von Sendesignal und Empfangssignal als auch Signalanteile mit der Differenzfrequenz Af aufweist. Durch ein Tiefpassfilter werden die hochfrequenten Anteile rausgefiltert, so dass nur Signalanteile mit der Differenzfrequenz Af weiterverarbeitet werden. Dieses gefilterte gemischte Signal wird im vorliegenden Text auch„Zwischenfrequenzsignal“ genannt. Es ist aussagekräftig aufgrund des anhand von Figur 4 schematisch dargestellten und für FMCW (Frequency Modulated Continuous-Wave)-Radargeräte der hier beschriebenen Art auch schon längst bekannten Zusammenhangs.

Das Radargerät kann beispielswiese genau einen Oszillator aufweisen, wobei das Sendesignal durch einen Schalter gesteuert der jeweils aktuellen Sendeantenne zugeführt wird, in der nachstehend noch anhand von Beispielen erläuterten Reihenfolge. Das Radargerät kann ausserdem pro Empfangsantenne je einen Mischer und A/D-Wandler aufweisen, so dass die Empfangssignale parallel erzeugbar und erfassbar sind. Das Sendesignal wird daher bspw. parallel je der aktuellen Sendeantenne sowie allen Empfangsantennen zugeführt.

Bei der Signalerfassung ergibt sich mit einer für genügend gute Auflösung und Eindeutigkeitsbereiche notwendigen hohen Sampling-Frequenz eine grössere Anzahl paralleler Empfangssignale, die, insbesondere für die Auswertung der Ereignisse mit grösseren Geschwindigkeiten in Echtzeit, sehr schnell verarbeitet werden müssen. Zu diesem Zweck kann die Ansteuerungs- und Auswerteeinheit geeignete Mittel zum sehr schnellen Durchfuhren von rechenintensiven Verarbeitungsschritten, bspw. Fouriertransformationen aufweisen. Beispielsweise können die Signale von den A/D- Wandlern durch mindestens ein FPGA (Field Programmable Gate Array) oder eine GPU der Ansteuerungs- und Auswerteeinheit aufgenommen und verarbeitet werden.

Figur 4 zeigt schematisch die Frequenz in Funktion der Zeit für eine Abfolge von Chirps, wobei das Sendesignal in ausgezogenen Linien und das Empfangssignal gepunktet dargestellt sind. Die Verzögerung des Empfangssignals (Echos) At bewirkt zu einem beliebigen eine Frequenzdifferenz Af zwischen Sende- und Empfangssignal, welche Frequenzdifferenz abhängig von At und dem Verlauf des Chirps ist. Bei einer linearen Frequenzmodulation, wie illustriert, ist die Verzögerung At proportional zur Frequenzdifferenz Af, zumindest wenn man eventuelle Dopplerverschiebungen des Empfangssignals zunächst ausser Acht lässt. Weil At proportional zum zurückgelegten Weg und damit zum Abstand zwischen Radargerät und Reflexionsort ist, ergibt sich aus dem Spektrum des Zwischenfrequenzsignals im Wesentlichen direkt die „Range“- Auflösung.

Zusätzlich zum erwähnten Tiefpassfilter, dessen Bedeutung vorstehend anhand Fig. 4 erklärt wurde, kann auf das Mischsignal auch ein Hochpassfilter angewandt werden, um sehr tieffrequente Signalanteile, die insbesondere von Reflexionen nahe bei der Sendeantenne stammen, wegzufiltem. Solche tieffrequenten Signalanteile sind oft vergleichsweise energiereich und kaum aussagekräftig. Die Funktionalitäten des Tiefpassfilters und des optionalen Hochpassfilters sind in der Ausführungsform von Fig. 3 in einem Bandpassfilter 25 implementiert; es ist aber auch möglich, dass Tiefpassfilter und Hochpassfilter als getrennte, einander nachgeschaltete Elemente vorhanden sind.

Das resultierende ggf. hochpassgefilterte Zwischenfrequenzsignal wird nach Analog- Digitalwandlung einer nachfolgenden Auswertung zugeführt.

Figuren 5-7 zeigen schematisch drei verschiedene Möglichkeiten für die Sendeantennenansteuerung.

Während ersten Sequenzen werden aufeinanderfolgende Chirps mit einer Frequenzbandbreite Bi als Sendesignal jeweils pro Sequenz derselben Sendeantenne TXi zugeführt. Wie in Fig. 5 illustriert (und wie auch in den nachfolgenden Beispielen so angewandt) kann insbesondere für alle ersten Sequenzen dieselbe Sendeantenne verwendet werden. Dabei werden die Chirps so gewählt, dass deren Repetitionsfrequenz möglichst gross, d.h. die Chirp-zu-Chirp-Zeitdauer möglichst klein gewählt ist. Eine erste Fouriertransformation kann jeweils pro Chirp durchgeführt werden und liefert pro Chirp eine Range-Auflösung. Bei der Auswertung kann ausserdem die zeitliche Entwicklung über die Chirps hinweg ausgewertet werden, um schnelle Bewegungen im Gelände zu erfassen. Dies kann insbesondere in an sich von Dopplerradarsystemen her bekannter Art durch eine zweite Fouriertransformation über eine ganze erste Sequenz oder allenfalls auch nur über einen Teil einer ersten Sequenz geschehen, welche die Dopplerfrequenzverschiebung sowie auch (grob aufgelöst) eine Phase ergibt. Resultat dieser Auswertung ist also eine sogenannte ,Range-Doppler-Map‘. Es kann insbesondere vorgesehen sein, dass Signalerfassung und Mischung während der ersten Sequenzen für eine Mehrzahl der Empfangsantennen durchgeführt werden, bspw. für alle Empfangsantennen 6 eines Moduls 5. Durch einen Abgleich von den verschiedenen Empfangsantennen 6 des einen Moduls empfangenen Signale kann mittels eines sogenannten Beamforming-Algorithmus zusätzlich zur Auflösung in Range und der Geschwindigkeits- (Dopplerfrequenz-)-Auflösung auch eine grobe Azimut-Auflösung erwirkt werden, d.h. eine Auflösung im Seitenwinkel. Ein solcher Abgleich kann bspw. analog einer Auswertung von Interferometrieradar-Signalen geschehen, wobei die erzielbare Genauigkeit durch die Apertur, d.h. die horizontale Ausdehnung des betreffenden Empfangsantennen-Moduls 5 begrenzt ist.

Die Frequenzbandbreite Bi, welche die Range -Auflösung bestimmt, kann bedürfnisgerecht angepasst sein. Konkret kann die Frequenzbandbreite Bi vergleichsweise klein gewählt sein. Dies weil einerseits die Frequenzdifferenz Af auch zur Steilheit des Frequenzanstiegs pro Flanke proportional ist (siehe Fig. 4) und bei höheren Zwischenfrequenzwerten der Signalerfassungs- und Bearbeitungsaufwand aufgrund der nötig werdenden höheren Abtastrate grösser ist als bei kleineren Zwischenfrequenzwerten - weshalb die Flanken nicht beliebig steil gewählt werden können. Andererseits ist die mit dem beschriebenen Verfahren maximale eindeutig erfassbare Geschwindigkeit direkt von der Repetitionsfrequenz der Chirps abhängig, weshalb die Chirps kurz sein müssen. Beispielsweise kann es vorteilhaft sein, wenn die Chirp-zu-Chirp-Zeit nicht grösser als zwischen 40 und lOOps, ist.

Die Zeitdauer T i einer ersten Sequenz berechnet sich durch die Anzahl N der Chirps pro erste Sequenz - sinnvollerweise für eine genügend gutes Signal-Rauschverhältnis bspw. mindestens einige hundert, bspw. 512 - multipliziert mit der Chirp-zu-Chirp-Zeit. Die in der Praxis benötigte Anzahl erster Chirps hängt von der minimalen Radar Cross Section (RCS) eines zu beobachtenden Objekts sowie von der Entfernung ab: je kleiner die Objekte sind, die erfasst werden müssen und je weiter entfernt sie sind, desto grosser muss der sogenannte , Doppler Gain‘ sein. Der Gain steigt mit der Anzahl der ersten Chirps pro erste Periode. Bei grossen N fällt unter Umständen auch ins Gewicht, dass sich bei den bewegten Objekten während einer ersten Sequenz auch der Abstand zum Radargerät ändert und dieser Effekt bei der Fourier-Transformation berücksichtigt werden muss.

Die zweiten Sequenzen dienen dazu, eine besser winkelaufgelöste Abbildung des überwachten Geländes zu erhalten und insbesondere auch um langsame Bewegungen und Veränderungen zu messen. Zu diesem Zweck werden erstens die zweiten Chirps der zweiten Sequenzen von unterschiedlichen Sendeantennen, in den dargestellten Ausführungsbeispielen sequentiell, d.h. jeweils nicht gleichzeitig, ausgesandt. Zweitens weisen die zweiten Chirps eine vergleichsweise grosse Bandbreite auf. Insbesondere ist die Bandbreite der zweiten Chirps grösser als diejenige der ersten Chirps, beispielsweise um mindestens einen Faktor 3 oder gar um einen Faktor 5, 8 oder mehr.

Es kann aber, wie beispielsweise auch in Figuren 5-7 illustriert, vorgesehen sein, dass die Steilheit der Chirps der ersten und der zweiten Chirps dieselbe ist. Als , Steilheit ⁴ wird hier die Änderung di! di der Frequenz der Primärstrahlung pro Zeiteinheit bezeichnet, d.h. bei einer in Funktion der Zeit linearen Frequenzzunahme oder Frequenzabnahme die Steigung der entsprechenden Flanken. Eine gleiche Steilheit der ersten und zweiten Chirps hat den Vorteil, dass das Zwischenfrequenzsignal während der ersten und der zweiten Sequenzen im selben Frequenzbereich ist.

In Fig. 5 beinhalten die zweiten Sequenzen je einen Chirp von jeder der Sendeantennen, d.h. die Sendeantennen senden nacheinander je einen Chirp aus, um eine zweite Sequenz zu bilden. Die in Reaktion auf die entsprechenden Primär-Radiowellen erzeugten rückgestreuten Sekundär-Radiowellen werden jeweils durch jede der Empfangsantennen erfasst. Es ergeben sich insgesamt n*m Signale, wobei m die Anzahl Empfangsantennen und n die Anzahl der Sendeantennen ist.

Die Auswertung der zweiten Empfangssignale, d.h. der Empfangssignale, die auf die zweiten Chirps zurückgehen, erfolgt beispielsweise mit Ansätzen wie an sich aus der Radar-Interferometrie bekannt, mit nachstehend noch näher erläuterten Besonderheiten. Aus den Phasendifferenzen zwischen den unterschiedlichen zweiten Empfangssignalen (und unter Anwendung eines sogenannten„Phase Unwrapping“ zum Beseitigen von Mehrdeutigkeiten) ergibt sich unter Verwendung von trigonometrischen Beziehungen eine Azimut-Winkel-aufgelöste Abbildung. Ein Phasenvergleich in Abhängigkeit von der Zeit lässt ausserdem auf langsame Bewegungen im Gelände schliessen. Die maximale so beobachtbare und eindeutig bestimmbare Geschwindigkeit wird durch die Periode T _p , d.h. durch die Zeitdauer eines ganzen Zyklus entsprechend der Zeitdauer zwischen zwei von einer bestimmten Sendeantenne ausgehenden zweiten Chirps TXi. Im Ausführungsbeispiel von Fig. 5 entspricht diese Zeitdauer T _p der Summe der Zeitdauer Ti einer ersten Sequenz und der Zeitdauer T2 einer zweiten Sequenz. Ist eine Bewegung schneller als n _p»c, i ⁼ l/4*(1/T _r ) kann sie aufgrund des aliasing-Effekts allein mittels des Phasenvergleichs nicht mehr eindeutig von einer langsamen Bewegung unterschieden werden.

Es ist ohne weiteres realistisch, dass v _max,i deutlich grösser ist als die Geschwindigkeiten von beispielsweise maximal einigen Metern pro Jahr, welche durch die Auswertung interferometrischer Messungen im Stand der Technik bisher ermittelbar waren. Geht man bspw. - als Bespiel mit willkürlich, aber realistisch gewählten Zahlenwerten - von 512 Chirps mit Chirp-zu-Chirp Zeitdauer von 70 ps während einer ersten Sequenz und 5 Chirps mit einer Chirp-zu-Chirp-Zeitdauer von 600 ps aus, ergibt sich für T _p eine Periode von 38.84 ms, was über v _max,i =Z/4*(l/T _p ) bei 17 GHz einer Geschwindigkeit von mehr als 100 mm/s entspricht.

Wenn v _max,i von derselben Grössenordnung ist wie die minimale durch die Auswertung der ersten Sequenzen auflösbare Geschwindigkeit v _ra in,d liefert das erfmdungsgemässe Vorgehen erstmals eine Abdeckung des im Wesentlichen ganzen Geschwindigkeitsspektrums, ohne Lücke bei mittleren Geschwindigkeiten.

Wenn wie in den hier dargestellten Ausführungsformen die ersten Sequenzen und zweiten Sequenzen nicht gleichzeitig oder überlappend sind, sondern nacheinander, wird die Überwachung sehr schneller Ereignisse während der zweiten Sequenzen unterbrochen. Wenn ein solches schnelles Ereignis (Lawinenniedergang, Steinschlag etc.) während einer zweiten Sequenz beginnt, ergibt sich daraus im ungünstigsten Fall eine gewisse Verlängerung der bestmöglichen Reaktionszeit, um maximal die Länge einer zweiten Sequenz. Für viele Anwendungen sind solche Verzögerungen von der Grössenordnung einige wenige Millisekunden (3 ms im vorstehend angegebenen Zahlenbeispiel) absolut tolerierbar und beeinträchtigen die Funktionalität des ganzen Radargeräts nicht wesentlich. Die Erfassbarkeit mittelgrosser Geschwindigkeiten von typischerweise einigen Millimetern pro Sekunde ist bei solchen Anwendungen höher zu gewichten, ergibt sich doch daraus die Möglichkeit, schon vor dem Beginn der Ereignisse zu reagieren, indem im Allgemeinen kurz vor dem Lösen einer Lawine oder eines Steinschlags oder kurz vor einem Dammbruch sich das Ereignis durch eine erhöhte Bewegung im Gelände mit solchen mittelgrossen Geschwindigkeiten ankündigt.

Für den Fall, dass in ganz bestimmten Anwendungsfällen eine solche Unterbrechung der ersten Sequenzen für Millisekunden nicht tolerierbar ist, kann die Unterteilung zwischen ersten und zweiten Sequenzen auch in anderer Weise gewählt werden, so dass die zweiten Sequenzen - und damit die , Unterbrechungen - kürzer werden, wobei dafür der Eindeutigkeitsbereich der erfassbaren mittleren Geschwindigkeiten kleiner wird.

Figur 6 illustriert ein entsprechendes Beispiel, in welchem die zweiten Sequenzen nur je einen einzigen Chirp aufweisen und die zweiten Chirps von zweiter Sequenz zu zweiter Sequenz je von einer verschiedenen Sendeantenne ausgesandt werden. Die Zeitdauer T2 einer zweiten Sequenz, um welche die Überwachung schneller Ereignisse jeweils unterbrochen wird, ist dann entsprechend kleiner. Dafür nimmt die Zeitdauer die Zeitdauer T _p zwischen zwei von derselben Sendeantenne ausgesandten zweiten Chirps zu, weil sie mehrere - entsprechend der Anzahl Sendeantennen - erste Sequenzen umfasst, so dass der Eindeutigkeitsbereich der Geschwindigkeiten von via zweiten Sequenzen erfassten Bewegungen entsprechend kleiner ist.

Figur 7 schliesslich zeigt den allgemeinen Fall, von welchem die Ausführungsformen von Fig. 5 und 6 Spezialfälle darstellen. Pro Zyklus können mehrere zweite Sequenzen vorhanden sein, die im Prinzip unterschiedliche Längen aufweisen können, wobei sich die Anzahl der zweiten Chirps über alle zweiten Sequenzen pro Zyklus zur Gesamtanzahl addiert, die in den hier dargestellten Beispielen der Anzahl Sendeantennen entspricht. Es kann insbesondere vorgesehen sein, dass die zweiten Sequenzen jeweils gleich lang sind, was ausser in den Spezialfällen der Figuren 5 und 6 voraussetzt, dass die Anzahl der Sendeantennen nicht prim ist. Beispielsweise können bei sechs Sendeantennen pro Zyklus zwei zweite Sequenzen mit je drei Chirps oder drei zweite Sequenzen mit je zwei Chirps Vorkommen.

Eine jeweils gleiche Anzahl von zweiten Chirps pro zweiter Sequenz erleichtert die Auswertung der von den zweiten Sequenzen erzeugten Messresultate. Dies weil die Korrektur der gemessenen Phasen aufwändiger wird, wenn Länge der zweiten Sequenzen jeweils nicht gleich ist: zwischen den Chirps bewegt sich das überwachte Gelände ja gegebenenfalls auch. Bevor die virtuellen Empfangsantennen einer kompletten Messung über die Chirps aller n Sendeantennen berechnet werden können, müssen diese Phasen korrigiert werden. Das ist potentiell einfacher, wenn die Phasendifferenz von Chirp zu Chirp konstant angenommen werden kann.

Im Allgemeinen wird das Radargerät eingerichtet sein, die Abfolge der ersten Sequenzen und der zweiten Sequenzen zyklisch zu wiederholen, wobei wie erwähnt die Zykluslänge T _p besonders kurz ist, wenn wie in Fig. 5 die zweiten Sequenzen je Chirps aller Sendeantennen umfassen.

Das Radargerät kann eingerichtet sein, immer in derselben Betriebsart zu laufen, d.h. die Länge der zweiten Sequenzen kann fest eingerichtet sein. Es ist aber auch eine Option, dass das Radargerät eine Einstellung der Betriebsart erlaubt und also die Länge der zweiten Sequenzen - und damit die Länge T _p der ganzen Zyklen, wie anhand von Figuren 5-7 erklärt - wählbar und an die aktuellen Bedürfnisse anpassbar ist.

Eine solche Anpassung kann auch von der Ansteuerungs- und Auswerteeinheit 7 oder einem externen Gerät automatisch vorgenommen werden. Falls beispielsweise in einem Modus wie in Fig. 6 dargestellt beschleunigte Bereiche erkannt werden, kann auf einen Modus wie in Fig. 5 dargestellt gewechselt werden, um diese Beschleunigung noch länger interferometrisch mit den zweiten Sequenzen und mit höheren Maximalgeschwindigkeiten verfolgen zu können.

Ganz allgemein gilt der bereits vorstehend skizzierte Zusammenhang, dass die Frequenzbandbreite die Auflösung in Range, die Länge der Sequenzen die Geschwindigkeitsauflösung, der zeitliche Abstand zweier für die Geschwindigkeitsmessung verwendeter Chirps (d.h. im Idealfall von unmittelbar nacheinander folgenden Chirps die Zeitdauer eines Chirps) die maximale bestimmbare Geschwindigkeit und die Zeitdauer einer Messung das Signal-Rauschverhältnis bestimmt. Vor diesem Hintergrund können die Parameter adaptiv gewählt werden, bspw. indem beim Feststellen eines Ereignisses der dieses Ereignis besonders aussagekräftig charakterisierende Messwert besonders schnell und/oder besonders genau gemessen wird. Auch gibt es die Möglichkeit, dass wenn von einem Ereignis bekannt ist, in welchem Azimut-Bereich es stattfmdet nur in diese Richtung gemessen werden kann.

Die Auswertung der den zweiten Sequenzen entsprechenden Signale kann in Ausführungsformen wie folgt geschehen:

In einem ersten Schritt wird wie bei der vorstehend beschriebenen Auswertung der ersten Sequenzen pro Sendeantenne-Empfangsantenne-Kombination je durch Fouriertransformationen eine sogenannte ,Range-Doppler-Map‘ errechnet, d.h. die Frequenz und Phase werden in Funktion des Abstandes (Range) erfasst.

In einem zweiten Schritt erfolgt die Korrektur der Phasen von bewegten Objekten. Dies ist nötig, weil die Sendeantennen nicht gleichzeitig senden und sich die Objekte zwischen den Aufnahmen bewegt haben können. Die ,RangeDoppler-Maps‘ die den von den verschiedenen Sendeantennen erzeugten Empfangssignalen entsprechen, repräsentieren das überwachte Gebiet an unterschiedlichen Zeitpunkten. Die Anpassung erfolgt unter Berücksichtigung des zeitlichen Abstandes zwischen den zweiten Chirps so, dass die angepassten ,Range-Doppler-Maps‘ einer Momentanaufnahme zu einem selben Zeitpunkt entsprechen. In einem dritten Schritt erfolgt das sogenannte Beamforming, d.h. das Errechnen einer Range-Doppler-Map für jeden Azimutwinkel beziehungsweise eben ein Phasenbild in Funktion von Range und Azimut. Entsprechende bildgebende Auswertungsverfahren, mit denen aus Vergleich von Range-Doppler-Bildem von Empfangssignalen, die von unterschiedlichen Empfangsantennenpositionen, entsprechend unterschiedlichen Aspektwinkeln, aus erfasst werden, sind an sich bekannt. Sie wurden insbesondere für die sogenannte SAR-Interferometrie (Synthetic Aperture Radar Interferometry) entwickelt, bei welcher eine synthetische Antennenapertur dadurch erzielt wird, dass sich Sende- und Empfangsantenne entlang der sogenannten Basislinie (entsprechend Linie in y-Richtung in Fig. 2, entlang welcher die Antennen aufgereiht sind) bewegen. Entsprechende Auswertungssoftware ist kommerziell erhältlich.

Nachfolgendes gilt generell für Aspekte und Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung:

Besondere Herausforderungen können sich erstens bei der Auswertung der zeitlichen Entwicklung der Phasenbilder ergeben, weil sich die atmosphärischen Randbedingungen in Funktion der Zeit ändern. Zweitens können sich Herausforderungen dadurch ergeben, dass es aufgrund von geringfügigen Ungenauigkeiten bei der Signalübertragung über die Distanzen zwischen den Antennen sowie aufgrund der zeitlichen Staffelung der zweiten Chirps zusammen mit Schwankungen der atmosphärischen Randbedingungen eine Verzerrung der Auflösung in Azimut (Azimutverkrümmung) gibt.

Für die Elimination des Einflusses athmosphärischer Schwankungen in Funktion der Zeit auf die zeitliche Entwicklung der Phasenbilder wird beispielsweise folgendes Verfahren vorgeschlagen: Für die Bestimmung von mittelgrossen Geschwindigkeiten von bspw. einigen mm/h bis einigen mm/s werden Interferogramme (Phasendifferenzen von Paaren von in Range und Azimut aufgelösten interferometrischen Messungen) mit kurz nacheinander, bspw. innerhalb einer Sekunde oder von wenigen Sekunden bis Minuten entstandenen Aufnahmen erzeugt. Hier reicht eine einfache Korrektur bspw. basierend auf den Annahmen, dass sich die Randbedingungen in einfacher Weise, bspw. linear in Funktion der Zeit ändern (gleitendes Athmosphärenmodell).

Für die Bestimmung sehr langsamer Geschwindigkeiten von bspw. einigen mm pro Jahr bis mm/Tag können Interferogramme von Messungen gemacht werden, , die in grösseren Zeitabständen entstanden sind, bspw. in Abständen von Monaten. Innerhalb eines so grossen Zeitraums können die atmosphärischen Randbedingungen sowie auch die Beschaffenheit von Oberflächen etc. (z.B. aufgrund von Bodenfeuchtigkeit, Schneebedeckung etc.) so stark schwanken, dass eine einfache Korrektur der vorstehenden Art nicht ausreicht. Es wird stattdessen vorgeschlagen, dass wie folgt vorgegangen wird: Bei der Einrichtung des stationären Radargeräts wird im Gelände mindestens ein stationäres Gebiet 41 (siehe Figur 8) identifiziert und definiert. Solche stationären Gebiete 41 sind Gebiete, von denen aufgrund von geologischen Gegebenheiten bekannt ist, dass keine langsame Geländebewegung zu erwarten ist. Für die Auswertung während des Betriebs werden Interferogramme von Aufnahmepaaren berechnet, die in einem grösseren zeitlichen Abstand von bspw. einigen Monaten nacheinander entstanden sind. In einem ersten Auswertungsschritt werden Paare von Aufnahmen gesucht, die in ungefähr diesem zeitlichen Abstand nacheinander entstanden sind, und bei denen die Bilder der stationären Gebiete 41 möglichst gut miteinander übereinstimmen. Dafür können Bildverarbeitungsalgorithmen, die möglichst ähnliche Aufnahmen identifizieren können, verwendet werden. Von solchen Aufnahmepaaren mit möglichst gut übereinstimmenden Bildern der stationären Gebiete 41 werden dann die Phasenbilder von anderen Gebieten verglichen, um Bewegungen im Gelände festzustellen.

Ein stationäres Gebiet 41 der beschriebenen Art kann allenfalls auch benutzt werden um die Laufzeitänderungen auf den Kabeln und in der Elektronik als Folge von Temperaturschwankungen und /oder Alterung zu kompensieren.

Auch für die Elimination von Verzerrungen in Azimut wird ein neuartiges Verfahren vorgeschlagen. Es wird die Tatsache aus genutzt, dass nicht nur das Phasenbild, sondern auch das Amplitudenbild, d.h. die Empfangssignal-Amplitude in Funktion der aufgelösten Koordinaten , Range‘ und , Azimut für das Gelände charakteristisch ist. Es können insbesondere charakteristische Punkte 42 im Gelände auch im Amplitudenbild identifizierbar sein. Solche charakteristischen Punkte 42 können sich bspw. durch ihre besondere Lage oder besondere Beschaffenheit (Reflexionseigenschaften) auszeichnen. Auch die Verwendung charakteristischer Muster anstelle von charakteristischen Punkten ist möglich. Es wird vorgeschlagen, die Abhängigkeit des Bildes vom Azimutwinkel im Sinne einer Entzerrung so zu korrigieren, dass die charakteristischen Punkte 42 auf die - vorbekannte - Azimutkoordinate abgebildet werden. Zu diesem Zweck kann ein Gleichungssystem aufgestellt werden mit den Entzerrungskorrekturen (den rauschenden Phasendifferenzen zwischen RX-Antennen resp. verschiedenen TX-Antennen) als Unbekannten aufgestellt werden, durch welches das aktuelle Amplitudenbild auf ein Referenzamplitudenbild - mit den charakteristischen Punkten am richtigen Ort - abgebildet wird.

Gemäss einer besonderen Ausgestaltung wird für das Erhalten eines solchen Referenzamplitudenbilds beim Einrichten des stationären Radargeräts eine Kalibrierungsmessung wie folgt vorgenommen: Es werden die charakteristischen Punkte 42 im Gelände identifiziert, und eine Drohne wird so gesteuert und programmiert, dass ihre Flugbahn einem Abschnitt eines geraden Strahls zwischen dem jeweiligen charakteristischen Punkt 42 und dem Radargerät entspricht. Die Drohne wird während dieses Flugs vom Radargerät erfasst. Der reale Azimut-Winkel des Drohnenstandorts während des Flugs ergibt sich aus der Flugbahn der Drohne. Dieses Vorgehen wird zeitnah für verschiedene charakteristische Punkte 42 wiederholt. Das während dieser Drohnenflüge aufgenommene Amplitudenbild wird zum Generieren des Referenzamplitudenbilds verwendet, wobei eine Entzerrungskorrektur anhand der bekannten Drohnen- Azimutwinkel während der verschiedenen vorgenommen wird.

Die Auswertung der während der zweiten Sequenzen erfolgten Messungen (der zweiten Empfangssignale) bedingt trotz der Möglichkeit von Entzerrungskorrekturen der vorstehend beschriebenen Art eine besonders hohe Stabilität der Phasen. Das bedeutet auch, dass die Messgenauigkeit sehr empfindlich auf apparativ bedingte Phasenverschiebungen zwischen Sendesignal und zugehörigem Empfangssignal ist. Solche können sich beispielsweise in der Praxis ergeben, wenn das entsprechende analoge Signal über längere Strecken übertragen werden muss, zum Beispiel aufgrund von Temperaturschwankungen und dadurch verursachte Längen- oder andere Dimensionsschwankungen.

Zu diesem Zweck wird gemäss dem zweiten Aspekt der Erfindung vorgeschlagen, dass die Übertragung des Sendesignals - beispielsweise in Form des ersten Signals, aus welchem das höherfrequente Sendesignal durch Frequenzmultiplikation gewonnen wird - über grössere Distanzen optisch erfolgt. Im in Fig. 2 illustrierten Beispiel ergeben sich bei Verwendung von mehreren Empfangsantennen-Modulen insbesondere grössere Distanzen vom Oszillator (gebildet aus Taktgeber und Phasenregelschleife) zu den Empfangsantennen-Modulen hin. Daher wird in Fig. 3 vorgeschlagen, das erste Signal via einen elektrisch-optischen Wandler (E/O) in der Nähe des Oszillators, eine optische Signalleitung und einen optisch-elektrischen Wandler (O/E) in der Nähe des entsprechenden Empfangsantennenmoduls an den Mischer 24 zu übertragen. Insbesondere bei Anordnungen mit weiter voneinander entfernt angeordneten Sendeantennen (bspw. wenn die Sendeantennen auf einer anderen Platine angeordnet sind als der Oszillator, in Kombination mit einem grösseren Empfangs antennenmodul und/oder bei Verwendung von besonders vielen Sendeantennen) kann ergänzend oder alternativ auch die Übertragung des Sendesignals bzw. des ersten Signals an die Sendeantennen optisch erfolgen.

Die Erzeugung eines ersten Signals von etwas tieferer Frequenz und das Gewinnen des Sendesignals aus diesem Signal durch Frequenzmultiplikation (Frequenzmultiplikatoren 22, 23 in Fig. 3) macht - sofern man nicht sofern man nicht auf die Phasenkohärenz von Sendesignal dem für das Mischen am Mischer verwendete Signal angewiesen ist - im Zusammenhang mit der optischen Übertragung des Signals besonders Sinn aus folgendem Grund: Die optische Übertragung von Signalen mit Frequenzen von bspw. 17 GHz wäre relativ aufwändig und daher sind die dafür benötigten Komponenten nicht ohne Weiteres am Markt erhältlich oder kostspielig. Das Vorgehen mit der Erzeugung des ersten Signals von etwas tieferer Frequenz in Kombination mit der Frequenzmultiplikation vor dem Leistungsverstärker PA beziehungsweise dem Mischer 24 löst dieses Problem auf elegante Weise und verbessert so die Wirtschaftlichkeit nachhaltig.

Figur 9 zeigt eine zu Fig. 2 ähnliche Anordnung eines Empfangsantennenmoduls 5 mit einer Mehrzahl von in regelmässigem Abstand angeordneten Empfangsantennen 6 sowie mit drei Sendeantennen 4 (Sendeantennen I-III). Bei einem die Sekundär-Radiowellen 12 zurückwerfender Gegenstand, der in grosser Entfernung angeordnet ist, ist die Differenz zwischen der Wegstrecke von zwei verschiedenen der Sendeantennen 4 ausgehender Strahlung dieselbe, wie wenn die Strahlung von einer einzigen Sendeantenne ausginge und auf im entsprechenden Abstand zueinander angeordnete Empfangsantennen träfe. Die gezeichnete Anordnung ist daher diesbezüglich äquivalent zu einer Anordnung mit einer einzigen Sendeantenne 4 - entsprechend der ersten Antenne - in Kombination mit einem entsprechend vergrösserten Array von - virtuellen - Empfangsantennen 6‘. Die virtuellen Empfangsantennen 6‘ können entsprechend den physischen Sendeantennen zugeordnet werden (Gruppe II, I und III). Wenn die Sendeantennen die zweiten Chirps nacheinander aussenden, werden nacheinander die Signale der virtuellen Empfangsantennen 6‘ der entsprechenden Gruppe erfasst.

Figur 10 zeigt eine alternative Anordnung - ebenfalls mit nur einem einzigen Empfangsantennenmodul 5. In dieser Ausführungsform ist der Abstand benachbarter Empfangsantennen grösser (hier entsprechend einer ganzen Wellenlänge l anstatt bloss einer halben Wellenlänge wie in den bisher beschriebenen Ausführungsbeispielen). Dafür ist die Anordnung der Sendeantennen 4 so, dass die virtuellen Empfangsantennen 6‘ eine gestaffelte Anordnung bilden. Im dargestellten Beispiel ergibt sich diese gestaffelte Anordnung daraus, dass die Sendeantennen 4 Gruppen von je zwei Sendeantennen bilden, welche im Abstand von eineinhalb Wellenlängen zueinander angeordnet sind. Auch Gruppen im Abstand von einer halben Wellenlänge oder fünf Wellenlängen etc. ergäben diesen Effekt. Zur Illustration sind in Fig. 10 diejenigen virtuellen Empfangsantennen, welche der realen Empfangsantenne 6 ganz links entsprechen, mit einem Punkt gekennzeichnet.

Die Ausführungsform von Fig. 10 hat wie andere Ausiührungsformen mit in etwas grösserem Abstand voneinander angeordneten realen Empfangsantennen den Vorteil, dass Empfangsantennen mit einem grösseren Gain verwendet werden können. Figur 11 schliesslich zeigt eine besonders einfache Anordnung mit nur einem Empfangsantennenmodul 5 aber mit mehreren Sendeantennenmodulen 50 mit je einer Mehrzahl von Sendeantennen 4. Die Abstände benachbarter Sendeantennen 4 entsprechen der , Breite‘ des Empfangsantennenmoduls, d.h. der Anzahl Empfangsantennen multipliziert mit dem Abstand benachbarter Empfangsantennen.

Ausführungsformen mit Sendeantennenmodulen oder mit mehreren Empfangsantennenmodulen ermöglichen eine einfache Anpassbarkeit der Hardware an benutzerspezifische Bedürfnisse: Je nach Anforderungen an die Azimut- Auflösung kann eine grössere oder kleinere Anzahl von Modulen verwendet werden.

Unzählige weitere Kombinationen von Sende- und Empfangsantennen, welche eine regelmässige Anordnung von virtuellen Empfangsantennen 6‘ ergeben, sind denkbar.