Beschreibung

Die Erfindung betrifft ein Radar-Verfahren sowie ein Radar-System, insbesondere ein Primär-Radar- Verfahren sowie Primär-Radar-System.

Radar-Systeme, insbesondere Radar-Systeme mit verteilten Radareinheiten ohne verteiltes gemeinsames hochfrequentes Trägersignal zum Senden und Empfangen sind grundsätzlich bekannt. Diese räumlich verteilten Anordnungen können z. B. als Lokalisierungssystem bzw. Funkortungssystem zur Schätzung der Position der anderen oder mindestens einer weiteren aktiven Radareinheit, zur Erfassung bzw. Erkennung des Umfelds, also von passiven Objekten, Personen, etc.,

(allgemein als passives Radarziel bezeichnet) oder zur Fernerkundung bzw. Erdbeobachtung verwendet werden.

Ohne weitere Schritte ist es mit einer solchen Anordnung jedoch grundsätzlich nicht möglich, eine kohärente Messung durchzuführen, also Information zu verwenden, welche von der Phasenlage der gemessenen Signale abhängt. Diese Information erlaubt beispielsweise die Schätzung einer Geschwindigkeit, einer genauen Position oder eines Winkels mit den Phasenwerten aller Radareinheiten. Ferner ist der Einfluss von Phasenrauschen aufgrund der inkohärenten Lokaloszillatoren wesentlich höher als bei homodynen Radarsystemen, wodurch die Genauigkeit einer Abstandsmessung deutlich verschlechtert wird.

Bekannte Anordnungen umfassen mindestens zwei räumlich getrennte, nicht-kohärenten Sende-Empfangseinheiten (NKSE, nachfolgend gleichbedeutend mit Station „S" verwendet, oder gleichbedeutend als Radareinheit bezeichnet), die jeweils einen eigenen Lokaloszillator als Taktquelle enthalten. Folgende Beschreibung beruht auf [Pat2] bzw. [Pat3], wonach Daten, welche nach einem Mischvorgang von einem analog-zu- digital-Wandler (ADC) abgetastet wurden, von einer zur anderen Einheit (es wird hierbei von mindestens zwei Radareinheiten ausgegangen) übertragen werden und auftretende Fehler in der Synchronisation kompensiert werden.

Hierzu können unterschiedliche Schritte in der Signalverarbeitung durchgeführt werden, je nachdem ob die Taktrate beider Lokaloszillatoren vorher angeglichen wurde, oder eine gewisse Drift vorliegt [1]. Hierbei senden und empfangen beide Einheiten zur gleichen Zeit über den gleichen (oder einen annähernd gleichen), reziproken (oder quasi reziproken) Funkkanal im Vollduplexverfahren, weswegen der Einfluss von Störgrößen (Phasenrauschen, Nichtlinearitäten, zeitlicher Offset und unbekannte Startphasen) der abgetasteten Basisbandsignale stark korreliert ist [Pat2] und [Pat3], bzw. entgegengesetzte Auswirkung hat und korrigiert werden kann [Patl].

Die Funkortung mittels Radartechnik unterscheidet sich von der Umfelderkennung und der Fernerkundung darin, dass vorzugsweise die Übertragungsparameter einer einzigen Sichtverbindung („line-of-sight" - LOS) ermittelt werden. Der zu erwartende Signalpegel ist insbesondere bei geringen Abständen, z. B. in Gebäuden, sehr groß, da mindestens eine weitere aktive Radareinheit sendet und die empfangene Leistung bei einem bestimmten Abstand r mit 1/r ² abfällt. Das Ziel der Umfelderkennung und Radarfernerkundung ist die Erkennung von passiven Radarzielen, welche die ausgesendeten elektromagnetischen Wellen reflektieren. Die

Abstandsabhängigkeit der Leistung wird hierbei über beschrieben. Allgemein kann keine vereinfachende Annahme über die Zielverteilung, die Zielanzahl oder den erwarteten Signalpegel getroffen werden. Dieser Zusammenhang kann mathematisch über die Kanalimpulsantwort dargestellt werden.

Die in [Pat2] beschriebene Multiplikation der abgetasteten Signale führt theoretisch zu einer vollständigen Phasenrauschunterdrückung, sofern nur ein einzelnes bzw. nur ein sehr dominantes Ziel vorliegt. Eher nachteilig ist hierbei jedoch eine Faltung aller Zielantworten im Spektralbereich, was eine praktische Verwendung mitunter ausschließt. In [Patl] und [Pat3-5] wird eine Kleinsignalnäherung zur Beschreibung des Phasenrauschens verwendet, was insbesondere bei hohen Signalpegeln nicht immer zutreffend ist. Weitergehend kann die beschriebene lineare Verrechnung problematisch sein, sobald verteilte Antennenarrays nach [Pat4] oder [Pat5] verwendet werden und mehrere Ziele unter unterschiedlichen Winkeln auftreten, was ein gängiger Fall in vielen praktischen Anwendungen ist. Aufgrund der winkelabhängigen Phasenverschiebung kann hierdurch eine Auslöschung auftrete n und die Zieldetektion erschwert bzw. verhindert werden. Ferner kann z. B. bei Sicherheitsfunktionen im Straßenverkehr oder bei der Fernerkundung nicht angenommen werden, dass eine Korrektur der Störgrößen über einen isolierten Signalpfad (also über ein im Winkel und Abstand isoliertes Punktziel) möglich ist.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine möglichst gute Qualität von nutzbaren Signalen (insbesondere einer Unterdrückung von Phasenrauschen und Nichtlinearitäten) zu erreichen, wobei das entsprechende Radar-Verfahren bzw. Radar-System möglichst effizient und vielseitig ersetzbar sein soll.

Diese Aufgabe wird insbesondere durch die Merkmale gemäß Anspruch 1 gelöst.

Insbesondere wird die Aufgabe gelöst durch ein Radar-Verfahren, insbesondere Primär-Radar-Verfahren, bei dem mindestens eine erste und mindestens eine zweite, insbesondere räumlich voneinander getrennte, Sende- und Empfangseinheit, gleichzeitig oder zeitlich überlappend Signale senden und empfangen, wobei aus einem von der jeweiligen Sende- und Empfangseinheit empfangenen und gesendeten Signal ein jeweiliges Vergleichssignal, insbesondere Mischsignale usw. (vorzugsweise s in der ersten Sende- und Empfangseinheit und/oder in der zweiten Sende- und Empfangseinheit) gebildet werden, wobei eine Phasenkorrektur für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten gebildet wird, vorzugsweise ein Phasenkorrekturwert für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten (bzw. für jeden Zeitpunkt /) aus den Vergleichssignalen gebildet wird, insbesondere derart, dass, vorzugsweise durch eine mathematische Operation, ein Maß für eine Phasendifferenz pro Abtastwert zwischen den zumindest zwei Signalen und gebildet wird. Besonders bevorzugt wird eine Phasenkorrekturwertfunktion gebildet, die einen Phasenkorrekturwert für jeden der Vielzahl von Abtastwerten (bzw. für jeden Signalzeitpunkt t) abbildet.

Die nachfolgend beschriebene Methode zur Schätzung und Unterdrückung von Phasenrauschen bei verteilten Radareinheiten ist insbes. aus einem oder mehreren der folgenden Gründe gegenüber dem Stand der Technik und insbes. gegenüber [Patl-5] vorteilhaft:

Die Genauigkeit der Schätzung der Störgrößen wird durch Einbezug der kompletten Kanalimpulsantwort, also der gesamten verfügbaren Information der abgetasteten Signale, erhöht.

Da es sich um ein vergleichsweise genaues Verfahren handelt, ist die erreichbare Verbesserung der Qualität der Nutzsignale, also die Unterdrückung von Phasenrauschen und Nichtlinearitäten, höher.

Die Funktion des Verfahrens kann ggf. unabhängig von einer Zielverteilung bzw.einer Kanalimpulsantwort gewährleistet werden, was besonders bei mehreren Zielen oder starker Mehrwegeausbreitung vorteilhaft ist.

Das Verfahren ist vergleichsweise recheneffizient und einfach, da keine Vorinformation nötig ist, bzw. keine Vorauswahl/Detektion von Zielen durchgeführt werden muss.

Die Verwendung von Mehrkanalradaren wird begünstigt, da der Einfluss von Phasenrauschen auf allen Kanälen identisch ist und mit den berechneten Korrekturwerten kompensiert werden kann.

Konkret kann das Verfahren auf dem Verfahren gemäß DE 10 2014 104 273 A beruhen. Insbesondere wird ein Radar-Verfahren realisiert, bei dem

- in einer ersten, insbesondere nicht-kohärenten, Sende-Empfangseinheit ein erstes Signal erzeugt und über einen Pfad gesendet, insbesondere ausgestrahlt wird,

- in einer weiteren, insbesondere zweiten, insbesondere nicht-kohärenten, Sende-Empfangseinheit ein erstes Signal erzeugt und über den Pfad gesendet, insbesondere ausgestrahlt wird,

- in der ersten Sende-Empfangseinheit ein Vergleichssignal aus deren erstem Signal und aus einem solchen von der weiteren Sende- Empfangseinheit über den Pfad empfangenen ersten Signal gebildet wird und

- in der weiteren Sende-Empfangseinheit ein weiteres Vergleichssignal aus deren erstem Signal und aus einem solchen von der ersten Sende- Empfangseinheit über den Pfad empfangenen ersten Signal gebildet wird,

- wobei das weitere Vergleichssignal von der weiteren Sende- Empfangseinheit zu der ersten Sende-Empfangseinheit übertragen, insbesondere kommuniziert wird.

Ein entsprechender Pfad ist insbesondere eine Luftschnittstelle, über die die jeweiligen Signale bzw. Vergleichssignale (Mischsignale) mittels Antennen gesendet bzw. übertragen und empfangen werden können.

Einer entsprechenden Sende-Empfangseinheit zugeordnete Signale und die damit verbundenen weiteren Berechnungen, Auswertungen oder sonstigen Verfahrensschritte, insbesondere die Bildung des jeweiligen Vergleichssignals (vorzugsweise Mischsignals), kann in der (jeweiligen) Sende-Empfangseinheit durchgeführt werden und/oder in einer (ggf. körperlich eigenständigen, optional räumlich getrennten) Auswerteeinrichtung (Auswerteeinheit), die mit der (jeweiligen) Sende- Empfangseinheit (kommunizierend) verbunden ist.

Beispielsweise kann die (jeweilige) Sende-Empfangseinheit als eine Anordnung aus insbesondere einer oder mehreren Antennen mit einigen (wenigen) signalerzeugenden oder signalverarbeitenden Komponenten ausgebildet sein, während weitere Komponenten (beispielsweise Signalvergleichseinheiten oder eine Auswerteeinrichtung die zur Auswerteeinheit als konstruktiv eigenständige Komponenten an eine solche Anordnung angeschlossen sein können). Soweit Komponenten eingesetzt werden, können diese, soweit technisch realisierbar, als Hardware aus verarbeitenden Komponenten ausgebildet sein und/oder als ganze oder teilweise in einem Prozessor ausgeführte Signal- bzw. Datenverarbeitungsschritte umgesetzt werden.

Unter einem von der jeweiligen Sende- und Empfangseinheit empfangenen und gesendeten Signal ist insbesondere ein Signal zu verstehen, das von der jeweiligen (z. B. ersten) Sende-Empfangseinheit zu einer anderen (z. B. zweiten Sende-Empfangseinheit) gesendet wird, wobei es sich vorzugsweise bei dem entsprechenden empfangenen Signal um das von der anderen (z. B. zweiten) Sende-Empfangseinheit stammende Signal handelt. Ein erstes Mischsignal wird vorzugsweise in der ersten Sende- Empfangseinheit gebildet. Ein zweites Vergleichssignal, insbesondere Mischsignal wird vorzugsweise in der zweiten Sende- Empfangseinheit gebildet.

Vorzugsweise wird eine Phasenkorrektur für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten, die dem entsprechenden Vergleichssignal zugeordnet sind, gebildet. Unter einer Vielzahl von Abtastwerten kann ggfs, eine Untermenge aller Abtastwerte (eines entsprechenden Signals) verstanden werden. Vorzugsweise kann es sich bei einer Vielzahl von Abtastwerten um unmittelbar aufeinanderfolgende Abtastwerte handeln, die insbesondere eine Untermenge der Abtastwerte bilden. Die Vielzahl entspricht vorzugsweise mindestens 50 %, weiter vorzugsweise mindestens 90 %, noch weiter vorzugsweise mindestens 99 % sämtlicher Abtastwerte. Besonders bevorzugt wird eine Phasenkorrektur für sämtliche Abtastwerte durchgeführt.

In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei zur Bildung einer Phasenkorrekturwertfunktion eine Multiplikation des einen Signales mit dem konjugiert Komplexen des jeweils anderen Signals durchgeführt wird und/oder die beiden Signale nach Betrag und Phase dargestellt werden und die Phasen der beiden Signal für jeden Abtastwert bzw. für jeden Zeitpunkt t voneinander abgezogen werden. Die Multiplikation im Zeitbereich kann alternativ durch eine Faltung im Frequenzbereich umgesetzt werden.

In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei die Phasenkorrekturwertfunktion zur Korrektur zumindest eines der abgetasteten Zeitsignale (etc.) verwendet wird und zwar vorzugsweise derart, dass aus der Phasenkorrekturwertfunktion ein Ausdruck gebildet wird, vorzugsweise eine Funktion komplexer Zahlen mit konstanter Amplitude und der Phase Yiit), wobei dieser Ausdruck dann mit dem Zeitsignal (etc.) multipliziert wird und so ein oder mehrere phasenkorrigierte Signal(e) (etc.) gebildet werden (vgl. insbesondere Gleichung (13)). In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei die Signale (Sende- und Empfangssignale) linear frequenzmodulierte Signale (z. B. FMCW und/oder LFM) sind.

In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei die mindestens zwei Sende- und Empfangseinheiten zueinander Sichtkontakt haben.

In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei die mindestens zwei Sende- und Empfangseinheiten zur Erdfernerkundung konfiguriert sind und/oder auf, insbesondere separaten, Flugobjekten, vorzugsweise Satellit(en) und/oder Flugzeug(en), angebracht sind.

In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei ein Phasenfehler mit Basisbandsignalen von zumindest einem Empfangskanal geschätzt und bei zumindest einem weiteren Empfangskanal kompensiert wird.

In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Radar-Verfahren vorgeschlagen, wobei zumindest eine Sende- und Empfangseinheit, vorzugsweise mindestens zwei und/oder sämtliche Sende- und Empfangseinheiten, ein (jeweiliges) Antennenelement für das gemeinsame Senden und Empfangen verwendet.

Die obengenannte Aufgabe wird weiterhin insbesondere gelöst durch ein Radar-System insbesondere Primär-Radar-System, vorzugsweise zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend mindestens zwei, insbesondere räumlich getrennte, Sende- und Empfangseinheiten, die konfiguriert sind gleichzeitig oder zeitlich überlappend Signale zu senden und zu empfangen, wobei mindestens eine Auswerteeinheit des Radar-Systems, vorzugsweise jede der zumindest zwei Sende- und Empfangseinheiten (Sl, S2), insbesondere jeweils, konfiguriert ist/sind, ein Vergleichssignal, vorzugsweise Mischsignal, aus einem von der jeweiligen Sende- und Empfangseinheit gesendeten und empfangenen Signal zu bilden, wobei eine Phasenkorrektur für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten gebildet wird, vorzugsweise ein Phasenkorrekturwert für jeden einer Vielzahl von Abtastwerten (bzw. für jeden entsprechenden Zeitpunkt t) aus den Vergleichssignalen bzw. gebildet wird, insbesondere derart, dass, vorzugsweise durch eine mathematische Operation, ein Maß für die Phasendifferenz pro Abtastwert zwischen den zumindest zwei Signalen und gebildet wird.

In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Auswerteeinheit konfiguriert, zur Bildung der Phasenkorrekturwertfunktion eine Multiplikation des einen Signales mit dem konjugiert Komplexen des jeweils anderen Signals durchzuführen und/oder die beiden Signale und nach Betrag und Phase darzustellen und die Phasen der beiden Signale für jeden Abtastwert bzw. für jeden Zeitpunkt t voneinander abzuziehen.

Die Auswerteeinheit (Auswerteeinrichtung) kann eine körperliche Einheit bilden oder sich über mehrere körperlich eigenständige Unter-Einheiten verteilen (beispielsweise sich auf die mehreren Sende- und Empfangseinheiten verteilen).

Das Radar-System ist vorzugsweise konfiguriert, das obige Verfahren auszubilden. Insbesondere kann die Auswerteeinheit entsprechend konfiguriert sein, die im obigen Verfahren genannten Verfahrens-, insbesondere Rechenschritte, durchzuführen. Zum Abtasten des jeweiligen Vergleichssignals kann vorzugsweise ein Analog-zu-Digital-Wandler zum Einsatz kommen.

Die obengenannte Aufgabe wird weiterhin insbesondere gelöst durch eine Verwendung eines Radar-Verfahrens der obigen Art und/oder eines Radar- Systems der obigen Art, zur Funkortung mit mindestens zwei verteilten Sende- und Empfangseinheiten, welche zueinander bevorzugt Sichtkontakt haben, insbesondere zur präzisen Lokalisierung, vorzugsweise zur Messung von Abständen und/oder Verschiebungen und/oder Geschwindigkeiten.

Die obengenannte Aufgabe wird weiterhin insbesondere gelöst durch eine Verwendung eines Radar-Verfahrens der obigen Art und/oder eines Radar- Systems der obigen Art, zur Umfelderkennung mit mindestens zwei verteilten Sende- und Empfangseinheiten, welche weiter vorzugsweise zur Detektion von Objekten in der Umgebung, insbesondere im Straßenverkehr oder in der Luftraumüberwachung, verwendet werden.

Die obengenannte Aufgabe wird weiterhin insbesondere gelöst durch eine Verwendung eines Radar-Verfahrens der obigen Art und/oder eines Radar- Systems der obigen Art, zur Fernerkundung mit mindestens zwei verteilten Sende- und Empfangseinheiten, insbesondere zur Erdfernerkundung, welche bevorzugt auf separaten Satelliten und/oder Flugzeugen angebracht sind.

Die obengenannte Aufgabe wird weiterhin insbesondere gelöst durch eine Verwendung eines Radar-Verfahrens der obigen Art und/oder eines Radar- Systems der obigen Art, zur Reduzierung einer Anforderung an eine Signalerzeugung, z.B. mittels Phasenregelschleife (PLL) oder direkter digitaler Synthese (DDS).

Weitere Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen. Die Erfindung wird nachfolgend auch hinsichtlich weiterer Aspekte bzw. Merkmale anhand der beigefügten Figuren beschrieben. Hierbei zeigen:

Fig. 1 zwei miteinander kommunizierende Sende-Empfangseinheiten sowie (passive) Radarziele;

Fig. 2 eine weitere Darstellung von zwei erfindungsgemäßen Sende- Empfangseinheiten;

Fig. 3 eine exemplarische Darstellung von Beat-Signalen;

Fig. 4 eine Darstellung einer Superposition von Beat-Signalen der Sende-Empfangseinheiten;

Fig. 5 eine Darstellung von Signalen nach Fig. 3 und 4 nach einer Fourier-Transformation;

Fig. 6 eine exemplarische Darstellung einer Phasenstörung der Signale gemäß den Fig. 3 und 4;

Fig. 7 Beat-Signale nach Schätzung einer Phasenstörung pro Abtastwert;

Fig. 8 Darstellung einer verbesserten Phasenrauschunterdrückung der jeweiligen Signale aus Fig. 3 und 4 einschließlich Kompensation.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild mit einem verteilten Radarsystem zur Umfelderfassung, welches zwei räumlich getrennte Radareinheiten (Sende- und Empfangseinheiten) umfasst. Die Radareinheiten verfügen vorzugsweise jeweils zumindest über einen gemeinsamen Kanal zum gleichzeitigen Senden und Empfangen von Signalen (TRX1/2), also insbesondere über ein Antennenelement, welches für beide Zwecke verwendet wird.

Die Trennung von Sende- und Empfangssignal an der gemeinsamen Antenne wird hier exemplarisch über einen Transmissionsmischer (Ml/2) durchgeführt. Alternativ kann dies auch über eine geeignete Koppelstruktur oder einen Zirkulator erfolgen.

Weiterhin kann zumindest eine Radareinheit über weitere Kanäle zum Senden und/oder Empfangen verfügen.

Ferner verfügt jede Radareinheit vorzugsweise über eine eigene Taktquelle (LOl/2), eine eigene Phasenregelschleife zum Erzeugen eines hochfrequenten Signals (PLL1/2) und einen analog-zu-digital-Wandler

(ADC1/2) zum Abtasten der heruntergemischten Signale und welche vorzugsweise erfindungsgemäß vorteilhaft weiterverarbeitet werden sollen.

Das Subskript ^k gibt die Nummer des FMCW (frequency modulated continuous wave) Chirps an, wobei z. B. entweder nur steigende oder fallende Rampen oder abwechselnd sowohl steigende als auch fallende Rampen als Chirp-Sequenz verwendet werden können [1]. Exemplarisch sind drei passive Radarziele (Zl-3) dargestellt, wobei die jeweilige

Signallaufzeit durch und der Dämpfungsfaktor durch angegeben werden können.

Ein System zur Funkortung mit zwei Radareinheiten ist exemplarisch in Fig. 2 dargestellt, wobei die Hardwarekomponenten identisch mit denen in Fig. 1 sein können. Hier existiert ein direkter Übertragungsweg, also eine Sichtverbindung (LOS), zwischen beiden Radareinheiten, welche in der Regel den stärksten Übertragungspfad darstellt und die relevanten Informationen (z. B. Abstand voneinander und Geschwindigkeit zueinander) liefert. Im vorliegenden Beispiel befinden sich die Radareinheiten in der Nähe einer reflektierenden Wand, was beispielsweise bei der Lokalisierung in Gebäuden der Fall sein kann. Daher existiert ein zweiter Signalpfad, bedingt durch die Mehrwegeausbreitung. Auch hier wäre eine Erweiterung der Radareinheiten, z. B. um mehrere Empfangskanäle, möglich. Dies hätte beispielsweise den Vorteil, dass die empfangene Leistung größer wird, dass störende Mehrwegeausbreitung unterdrückt werden kann, und/oder dass zusätzlich Azimut- und/oder Elevationswinkel für eine 2D oder 3D Lokalisierung geschätzt werden können.

Ohne Beschränkung der Allgemeinheit wird die Modellierung für zwei Radareinheiten (Sende- und Empfangseinheiten) durchgeführt, wobei bei mehr als zwei Radareinheiten eine analoge Berechnung paarweise erfolgen kann. Vorzugsweise verfügt jede Station über eine Antenne, welche gleichzeitig zum Senden und Empfangen verwendet wird.

Der Übertragungskanal ist vorzugsweise in beiden Richtungen gleich, verhält sich also reziprok.

Vorteilhaft für diese Erfindung ist die Modulation der Sende- und Empfangssignale mittels linearer Frequenzmodulation, bezeichnet als FMCW oder LFM (linear frequency modulation). Dies ist aufgrund der geringen Anforderung an die Hardwarekomponenten und der einfachen Zuordnung Signalanteilen (z.B. Trennung der Signale von verschiedenen Radareinheiten) im Spektrum vorteilhaft.

Allgemein lässt sich ein Übertragungskanal (vgl. Fig. 1 und 2), insbesondere eine Luftübertragungsstrecke, durch die Kanalimpulsantwort beschreiben, wobei (komplexer Zahlenraum) und (reeller Zahlenraum) die komplexe Amplitude und die Laufzeit über den Signalpfad angeben. Der Ausdruck S(t) bezeichnet die Diracdistribution.

Vereinfachend wird angenommen, dass die Signaldauer eines Chirps hinreichend kurz ist (z.B. weniger als 10 ms, vorzugsweise weniger als 1 ms und/oder mehr als 10 ms, vorzugsweise mehr als 100 ms), also die Amplitude und die Laufzeit während dieser Zeit keiner relevanten Änderung durch Bewegung von Radarzielen oder Radareinheiten unterliegen. Wird also ein Signal s _TX (f) über diesen Kanal übertragen, ergibt sich das empfangene Signal über die Faltung

Der lineare Operator * bezeichnet die Faltung in einer Dimension. Der in (2) dargestellte Sachverhalt gibt an, dass das gleiche Signal über M Signalpfade gesendet und zeitverschoben sowie gedämpft empfangen wird.

Unter Anwendung des Signalmodells aus [1] mit (2), nach einer hierin beschriebenen Vorkorrektur der Störgrößen, lässt sich ein mathematisches Modell für die Beatsignale nach dem Mischvorgang finden. Diese können für Station 1 und 2 als modelliert werden, wobei die auftretenden Variablen im Folgenden beschrieben werden. Die Laufzeit bzw. der Abstand zu Radarzielen kann über die Beatfrequenz /„, berechnet werden (in der sog. „fast-time") und die Geschwindigkeit aus mehreren FMCW Chirps (Chirp-Sequence Radar) über die Phasenverschiebung (in der sog. „slow-time"). Bei Systemen mit mehreren Empfangsantennen ist es über diesen Phasenwert auch möglich, den Einfallswinkel einer elektromagnetischen Welle zu bestimmen. Insgesamt werden K FMCW Chirps gesendet und die Chirpnummer wird mit k angegeben. Das Phasenrauschen (auch Nichtlinearitäten) von Station 1 und 2 wird über die Zufällsvariablen und dargestellt und die unbekannten Startphasen der Lokaloszillatoren über

Wie aus [1], bzw. [Patl] oder [Pat3] bekannt ist, werden die Beatsignale der beiden Stationen durch Störungen annähernd gleich, bzw. mit gegensätzlichem Vorzeichen, beeinflusst. Der Einfluss von Phasenrauschen in der fast-time ist also in hohem Maße korreliert, da die Laufzeit (oft weniger als sehr kurz ist.

Die typischerweise auftretende Phasenänderung (beschrieben über das Leistungsdichtespektrum) kann daher in beiden Mischsignalen als betragsmäßig identisch angenommen werden. Es gilt

Ferner ist die empfangene Zufallsfolge in guter Näherung unabhängig vom Abstand der Ziele, da die Laufzeitdifferenz klein gegenüber der Dauer eines FMCW Chirps ist. Gemäß dem Stand der Technik wird die Näherung durch Abbruch einer Taylorentwicklung beim linearen Glied verwendet. Praktisch kann dies z.B. über Signalquellen mit hinreichend niedrigem Phasenrauschen sichergestellt werden.

Nach der Schätzung und Korrektur der unbekannten Startphasen nach [Pat3] können die Signale in (3) und (4) mit dem Zusammenhang in (6) als dargestellt werden. Durch eine lineare Operation im Zeit- oder Frequenzbereich (hier durch eine Addition) kann der Störanteil kompensiert und der Dynamikbereich der Nutzsignale vergrößert werden.

Beispielhaft ist dieses Verfahren mit den Signalen aus Fig. 3 in Fig. 4 dargestellt, wodurch eine Phasenrauschunterdrückung von etwa 15 dB erreicht werden kann. Dieser Schritt kann auch in mehreren Dimensionen angewendet werden, was in Fig. 5 für die Schätzung von Abstand und Geschwindigkeit gezeigt wird. Die erreichbare Verbesserung hängt vorwiegend davon ab, wie gut die Kleinsignalnäherung in (6) eingehalten wurde.

Für eine Verbesserung der Phasenrauschunterdrückung wird zunächst die Eigenschaft aus (5) auf die Zeitsignale in (3) und (4) angewendet, was zu führt, wobei für eine vereinfachte Darstellung verwendet wird.

Hieran wird ersichtlich, dass alle Signalpfade des Übertragungskanals gleichermaßen durch die Störgrößen beeinflusst werden, welche vor dem Summenzeichen stehen. Der deterministische Anteil der Signale in (9) und (10) wurde der Übersicht halber als bezeichnet und ist identisch in beiden Radarstationen. Erfindungsgemäß ist an dieser Stelle eine direkte Schätzung der Störgrößen (d.h. Phasenfehler) pro Abtastwert (für jeden Zeitpunkt t) für jeden FMCW Chirp aus den Zeitsignalen über die Operation wodurch eine Phasenkorrekturwertfunktion (d.h. ein Phasenkorrekturwert pro Abtastwert bzw. für jeden Signalzeitpunkt gebildet wird. Die Operation arg{·} liefert das Argument einer komplexen Zahl. Hierbei wird durch ein hoher

Pegelgewinn gegenüber weißem Rauschen erreicht. Die Division durch 2 kann zu Phasensprüngen in der slow-time führen, wobei eine geeignete Methode zur Korrektur in [1] erklärt wird. Werden Signalquellen mit vergleichsweise hohem Phasenrauschen verwendet, kann diese Operation auch in der slow-time verwendet werden. Beispielhaft wird das Ergebnis dieser Schätzung in Fig. 6 dargestellt, wobei die unterschiedlichen Farben den 64 Chirps zugeordnet werden können.

Die Korrektur mit den Werten aus (12) kann über die Multiplikation berechnet werden, wobei die resultierenden Signale beider Stationen identisch sind, falls die Schätzung als ideal angenommen werden kann. Das Ergebnis dieser Methode ist grafisch in Fig. 7 (eindimensional) und Fig. 8 (zweidimensional) dargestellt und die resultierende Verbesserung des Dynamikbereichs beträgt ca. 40 dB.

Bei Mehrkanalradaren ist die auftretende Störung in allen Empfangskanälen (quasi) identisch, da der Laufzeitunterschied sehr gering ist. Mittels (12) kann die Störung, bevorzugt über einen Kanal mit gemeinsamer Antenne zum Senden und Empfangen, ermittelt und die Korrektur auf die Zeitsignale aller Kanäle angewendet werden.

Soll alternativ nur die unbekannte Startphase ermittelt werden, wird vorzugsweise eine Fouriertransformation in der fast-time durchgeführt, woraus die Beatspektren resultieren, wobei F {·} eine Fouriertransformation darstellt.

Weiterhin kann eine Anwendung von Fensterfunktionen vor der Fouriertransformation erfolgen. Diese wird hier nicht miteinbezogen, da die Berechnung unabhängig davon durchgeführt werden kann. Die Position der Maxima in (14) und (15) wird durch Phasenrauschen nur schwach beeinflusst, weshalb näherungsweise gilt. Anstelle der Multiplikation im Zeitbereich können die Startphasen auch über eine Multiplikation der vorstehenden Signale im

Frequenzbereich bestimmt werden, falls keine Korrektur in der fast-time durchgeführt werden soll. Das oben beschriebene Verfahren kann für ein hochgenaues Lokalisierungssystem (mit einer Genauigkeit im Bereich von 10 mm oder besser; oder 1 mm oder besser) verwendet werden, welches aufgrund des hohen Signalpegels von der verbesserten Phasenrauschunterdrückung profitiert. Ferner kann eine Verschiebung oder der genaue Abstand durch Messung der Signalphase mit wesentlich höherer Genauigkeit geschehen. Zusätzlich wird die Genauigkeit einer möglichen Geschwindigkeitsschätzung verbessert. Eine Erweiterung der Radareinheiten um mehrere Empfangskanäle nach [2] wird mit dem oben beschriebenen Verfahren für Mehrkanalsysteme zur Funkortung begünstigt.

Ebenfalls kann dieses Verfahren für verteilte MIMO (multiple-input multiple- output) Radare zur Detektion von passiven Radarzielen (z.B. im Automobilbereich oder zur Luftraumüberwachung) eingesetzt werden. Diese Systeme können kohärent betrieben werden, was zusätzliche Informationen liefert, wie bistatische oder multistatische Geschwindigkeit, unterschiedliche Beobachtungsperspektiven, eine vektorielle Geschwindigkeitsschätzung, eine Höheninformation mittels Interferometrie oder die Verbesserung von Auflösung und Genauigkeit einer Winkelmessung. Weitergehend kann die Qualität eines Bilds der Umgebung mittels synthetischem Aperturradar (SAR) durch eine Beobachtung aus mehreren Perspektiven verbessert werden. Mit der vorliegenden verbesserten Schätzung der Phasenstörung kann dies unabhängig vom beobachteten Szenario geschehen und eine Unterdrückung dieser Phasenstörung auf alle Kanäle angewendet werden.

Typischerweise verwenden verteilte SAR Systeme zur Fernerkundung, z.B. der Erdoberfläche, zumindest zwei Satelliten [3]. Hierbei sendet zumindest ein Satellit Signale aus, welche an passiven Radarzielen reflektiert werden und von dem selben Satellit und mindestens einem weiteren Satelliten empfangen werden. Aufgrund der separaten Sender und Empfänger werden bei dieser Anwendung bevorzugt hochgenaue Taktquellen eingesetzt. Zusätzlich erfolgt vorzugsweise ein regelmäßiger Phasenabgleich über ein dediziertes Synchronisationssignal, welches zwischen den Satelliten transmittiert wird.

Die vorliegende Erfindung kann vorteilhaft dahingehend verwendet werden, dass ein FMCW Signal zeitgleich sowohl zwischen den Satelliten übertragen wird und zur „Beleuchtung" eines entsprechenden Gebiets (z.B. eines definierten Bereichs der Erdoberfläche) verwendet wird. Dies kann beispielsweise über eine Antenne mit geeigneter Richtcharakteristik geschehen oder bevorzugt über jeweils zwei Antennen mit geeigneter vorgeschalteter Koppelstruktur. Die Trennung der jeweiligen Signale durch geeignete Offsets in Zeit oder Frequenz wird in [1] beschrieben. Aufgrund der stark unterschiedlichen Laufzeit ist eine Trennung der Signale, welche direkt übertragen und von Objekten reflektiert werden, im Beatspektrum möglich. Anhand des Phasenverlaufs des direkt übertragenen Signals können Korrekturweite ermittelt werden. Mit diesen Korrekturwerten können Phasenstörungen des Signals korrigiert werden, welches zur bistatischen oder multistatischen Erdbeobachtung verwendet wird.

Zusammenfassung von eigenständigen und weiterbildenden Aspekten der Erfindung:

1) Verfahren bei dem mindestens zwei räumlich getrennte Sende- und Empfangseinheiten gleichzeitig Signale senden und empfangen und ggf. mischen, wobei in jeder der zumindest zwei Sende- und Empfangseinheiten jeweils ein Signal, in der Sende- und Empfangseinheit 1 bzw in der Sende- und Empfangseinheit 2 usw. gebildet wird dadurch gekennzeichnet, dass eine Phasenkorrekturwertfunktion pro Abtastwert (für jeden Zeitpunkt /) aus den Zeitsignalen derart gebildet wird, dass durch eine mathematische Operation ein Maß für die Phasendifferenz pro Abtastwert zwischen den zumindest 2 Signalen und gebildet wird 2) Verfahren nach Aspekt 1) wobei zur Bildung dieser Phasenkorrekturwertfunktion vorzugsweise entweder eine Multiplikation des einen Signales mit dem konjugiert komplexen des jeweils anderen Signals durchgeführt wird oder aber die beiden Signal nach Betrag und Phase dargestellt werden und die Phasen der beiden Signal für jeden Abtastwert bzw. für jeden Zeitpunkt t voneinander abgezogen werden.

3) Verfahren nach 1) bei dem die Phasenkorrekturwertfunktion zur Korrektur zumindest eines der abgetasteten Zeitsignale etc. verwendet wird und zwar vorzugsweise derart, dass aus der Phasenkorrekturwertfunktion ein Ausdruck gebildet wird, vorzugsweise eine Funktion komplexer Zahlen mit konstanter Amplitude und der Phase wobei dieser Ausdruck dann mit dem Zeitsignal etc. multipliziert wird und so ein oder mehrere phasenkorrigierte Singale s etc. gebildet werden (vgl. Gleichung

13))

4) Verfahren und Vorrichtung nach 1) mit Verwendung von linear frequenzmodulierten (FMCW/LFM) Sende- und Empfangssignalen.

5) Vorrichtung nach 1) zur Funkortung mit mindestens zwei verteilten Radareinheiten, welche zueinander bevorzugt Sichtkontakt haben, zur präzisen Lokalisierung, also die Messung von Abständen und/oder Verschiebungen und/oder Geschwindigkeiten.

6) Vorrichtung nach 1) zur Umfelderkennung mit mindestens zwei verteilten Radareinheiten, welche zur Detektion von Objekten in der Umgebung, insbesondere im Straßenverkehr oder in der Luftraumüberwachung, verwendet werden. 7) Vorrichtung nach 1) mit mindestens zwei verteilten Radareinheiten zur Fernerkundung, insbesondere zur Erdfernerkundung, welche bevorzugt auf separaten Satelliten und/oder Flugzeugen angebracht sind.

8) Vorrichtung und Verfahren nach 1) für verteilte Radareinheiten mit einem Antennenarray, bestehend aus mehreren Empfangsantennen, bei dem der Phasenfehler mit den Basisbandsignalen von zumindest einem Empfangskanal geschätzt und bei zumindest einem weiteren Empfangskanal kompensiert wird.

9) Vorrichtung nach 1) welche bei zumindest einer Radareinheit ein Antennenelement für das gemeinsame Senden und Empfangen verwendet.

10) Vorrichtung nach 1) welche dazu verwendet wird, die Anforderung an die Signalerzeugung, z.B. mittels Phasenregelschleife (PLL) oder direkter digitaler Synthese (DDS), zu reduzieren.

Zitierte Patentliteratur:

[Patl] WO 2010/019975 Al.

[Pat2] DE 10 2014 104 273 Al.

[Pat3] WO 2017/118621 Al.

[Pat4] WO 2018/158281 Al.

[Pat5] WO 2018/158173 Al. Weitere zitierte Literatur:

[1] M. Göttinger, F. Kirsch, P. Gulden, and M. Vossiek, "Coherent Full-Duplex Double-Sided Two-Way Ranging and Velocity Measurement Between Separate Incoherent Radio Units," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 67, no. 5, pp. 2045-2061, 2019.

[2] R. Feger, C. Pfeffer, W. Scheiblhofer, C. M. Schmid, M. J. Lang, and A. Stelzer, "A 77-GHz Cooperative Radar System Based on Multi-Channel FMCW Stations for Local Positioning Applications," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 61, no. 1, pp. 676-684, 2013.

[3] G. Krieger et al., "TanDEM-X: A Satellite Formation for High-Resolution Radar Interferometry," IEEE Trans. Geosci. Remote Sens., vol. 45, no. 11, pp. 3317- 3341, 2007.