Stand der Technik Oszillatorschaltungen werden zur Takterzeugung bei analogen wie digitalen elektronischen Schaltungen eingesetzt. Der Frequenzstabilisierung dient dabei üblicherweise ein Quarzelement, welches parallel zu einem Oszillatorverstärker in einer sogenannten a- Struktur angeschlossen werden kann. Der externe Quarz wird zur präzisen Frequenzselektion benötigt, während der interne Oszillatorverstärker die not- wendige Energie liefert, um die Schwingung auf- rechtzuerhalten.

Diese Schaltungstechnik bedingt große Amplituden der Quartzschwingung. Dadurch ergibt sich aufgrund des nichtlinearen Großsignalverhaltens des Oszilla- torverstärkers ein hoher Oberwellenanteil der Quarzschwingung beziehungsweise ein hoher Klirrfak- tor, der bei bekannten Oszillatoren in der Größen- ordnung von 5 % liegt. Solche Oberwellen machen sich in Verbindung mit den großen Amplituden als parasitär geleitete Störung von empfindlichen, ana- logen Signalen bemerkbar, insbesondere wenn das Os- zillatorsignal über eine im Vergleich zu anderen Bauelementen große Pad-und Pinstruktur geführt wird. Die hohen Klirranteile und große Amplitude eines solchen bekannten Oszillators wirken sich so- mit qualitäts-und ausbeutemindernd aus.

Aus G. J. Fortier und I. M. Filanovsky,"A lineari- zed model of a twin-T RC oscillator employing an amplitude control system with multipliers", Int. J.

Electronics, Vol. 61, Nr. 5, Seiten 617-625, 1986, ist eine Amplitudenregelung zur Klirrdämpfung eines Oszillators bekannt, die mit Hilfe von Opera- tionsverstärkerschaltungen und Multiplizierern ver- wirklicht wird. Diese Amplitudenregelung ist für den Einsatz im Audio-Bereich (Frequenzen im KHz- Bereich) konzipiert und arbeitet bei höheren Fre- quenzen nicht mehr zuverlässig. Desweiteren ist der Oszillator mit diskreten Bauelementen realisiert, bei denen eine Feineinstellung der Parameterwerte möglich ist. Derartige diskrete Schaltungen mit in- dividuell eingemessenen Bauelementen sind jedoch aufwendig und teuer.

In A. Benjaminson,"Bridge Circuits enhance Cry- stal-Oscillator Stability", Microwaves & RF, Vol.

34, Nr. 11, Seiten 85 bis 97,1995, wird ein klirrarmer Oszillator im MHz-Bereich beschrieben.

Auch diese Losung benötigt jedoch mehrere diskrete Elemente, unter anderem eine sogenannte hot- carrier"-Diode als Teil der Amplitudenregelung.

Dieser Entwurf ist daher für die Massenfertigung von anwendungspezifischen integrierten Schaltungen (ASICs) zu teuer. Außerdem ist die bei diesem Kon- zept verwendete Amplitude von 800mV viel zu hoch.

Auch die aus B. Harvey,"Oscillators blend Low Noi- se and Stable Amplitude", Microwaves & RF, Vol. 33, Nr. 13, Seiten 125 bis 129,1994, bekannte Schal- tung benötigt mehrere diskrete Elemente, unter Um- ständen sogar mehrere ICs. Auch die Amplitude liegt mit etwa 500mV zu hoch.

E. A. Vittoz et al.,"High-Performence Crystal Oscillator Circuits : Theory and Apllication", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 23, No. 3, June 1988, Seiten 774 bis 783, beschreiben einen in CMOS integrierbaren Oszillator, der vor allem Fre- quenzstabilität und geringe Leistungsaufnahme er- möglichen soll und zu diesem Zweck eine Amplituden- regelung vorschlägt. Dieser Entwurf bedient sich jedoch Niedervoltprozessen (1,1 V), und die Transi- storen der Amplitudenregelung arbeiten in schwacher Inversion. Aufgrund der geringen Ströme ist diese Regelung gegenüber Versorgungsspannungsschwankungen (ripple), wie sie in größeren Mischsignal-ICs, die digitale und analoge Schaltungen vereinen, auftre- ten, zu empfindlich.

In U. Tietze, C. Schenk"Halbleiterschaltungs- technik", 10. Auflage, wird eine Amplitudenregelung mittels eines Gleichrichters vorgeschlagen. Die Schaltschwelle eines Gleichrichters läSt sich in CMOS-Technologie jedoch nur sehr grob einstellen.

Außerdem geht der Spannungsabfall einer Diode (ca.

500 mV) direkt in die Schaltschwelle und damit auch in die Amplitude mit ein. Daher ist dieses Schal- tungskonzept für die Realisierung einer klirrge- dämpften Oszillatorschaltung für empfindliche Si- gnalverarbeitungs-ICs zu ungenau.

Keine der bekannten Oszillatorschaltungen ist in integrierter Form realisierbar und arbeitet auch bei großen Streuungen der einzelnen Bauelement- Eigenschaften aufgrund Schwankungen von Prozeßpara- metern zuverlässig und stabil. Auch starke Tempera- turschwankungen von-40°C bis +125°C und Versor- gungs-"ripple"von mehreren Megahertz beeinträchti- gen die Funktion der bekannten Oszillatorschaltun- gen.

Vorteile der-Erfindung Die erfindungsgemäße klirrgedämpfte Oszillator- schaltung weist einen regelbaren Oszillatorverstär- ker zur Erzeugung eines Oszillator-Ausgangssignals und eine Amplitudenregelschaltung zur Regelung der Amplitude des Oszillator-Ausgangssignals auf. Die Amplitudenregelschaltung erzeugt in Abhängigkeit von der erfaßten Amplitude des Oszillator- Ausgangssignals ein Amplitudenregelsignal derart, daß der Oszillatorverstärker in einem festgelegten Arbeitsbereich um einen festgelegten Arbeitspunkt arbeitet, in dem der Oszillatorverstärker linear arbeitet und daher einen niedrigen Anteil von Ober- wellen erzeugt, wobei der Oszillatorverstärker so ausgebildet ist, da$ der festgelegte Arbeitsbereich und der festgelegte Arbeitspunkt unabhängig von dem Amplitudenregelsignal Vregel sind. Die Amplitude läSt sich im Bereich von ca. 50... 200 mV variabel ein- stellen und ist stabil bei Parameterschwankungen wie Temperaturschwankungen oder Störungen. Dadurch kann eine sichere und stabile Amplitudenregelung auch mit Bauelementen gewährleistet werden, die nicht individuell eingestellt oder eingemessen wer- den können und aufgrund des Herstellungsprozesses eine gewisse Streubreite ihrer elektronischen Ei- genschaften aufweisen.

Das Amplitudenregelsignal kann direkt dem Oszilla- torverstärker selbst zugeführt werden oder den Wi- derstandswert eines mit dem Oszillatorverstärker parallel geschalteten Rückkoppelwiderstandes ein- stellen.

Die Amplitudenregelschaltung kann eine Komparator- schaltung und ein Tiefpaßfilter aufweisen, wobei die Komparatorschaltung mittels Vergleich der Amplitude des Oszillator-Ausgangssignals mit einem festgelegten Schwellenwert ein Pulsweitenmodulati- onssignal erzeugt, das wiederum dem Tiefpaßfilter zur Erzeugung des Regelsignals eingegeben wird. Das Tiefpaßfilter ist dabei vorzugsweise ein Filter hö- herer Ordnung, insbesondere dritter Ordnung, wobei die Schaltflanken des Pulsweitenmodulationssignals von der Komparatorschaltung so stark gedämpft wer- den, daß das Oszillator-Ausgangssignal durch hoch- frequente Komponenten des Regelsignals nicht beein- trächtigt wird. Die Schaltzeit der Komparatorschal- tung soll daher klein gegenüber der Oszillatorperiode sein.

Gemäß einer Variante der erfindungsgemäßen Oszilla- torschaltung erzeugt der Komparator ein Pulsweiten- modulationssignal, dessen Tastverhältnis 1/##acosS/AfürA>S,undT0/T= <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> 0 für A # S ist, wobei T die Periodendauer des Oszillators und To die Dauer eines Niedrigpegelzustandes des Puls- weitenmodulationssignals innerhalb einer Periode ist.

Das Pulsweitenmodulationssignal hat dann Niedrigpe- gel-Pulsabschnitte, wenn die Amplitude A über den festgelegten Schwellenwert S steigt, wobei der An- teil des Niedrigpegelabschnittes an einer ganzen Periode bis auf % zunimmt, wenn die Amplitude des Oszillator-Ausgangssignals auf einen wesentlich größeren Wert als S steigt. Dieses Pulsweitenmodu- lationssignal wird dann durch das Tiefpaßfilter zur Erzeugung des"glatten"Amplitudenregelsignals Vregel zugeführt.

Vorzugsweise weist die Komparatorschaltung mehrere hintereinandergeschaltete Inverter auf, da mit CMOS-Invertern sehr kurze Schaltzeiten zu realisie- ren sind. Mit Hilfe einer hintereinandergeschalte- . ten Inverterkaskade läßt sich eine ausreichende Verstärkung erreichen. Durch geeignete Dimensionie- rung des ersten Inverters läßt sich die Beeinflus- sung des Komparators auf das Oszillatorsignal mini- mieren (Millereffekt).

Durch geeignete Wahl des Schwellenwertes S läßt sich die Amplitude A des Oszillator-Ausgangssignals geeignet wählen, wobei eine Amplitude von zwischen 50mV und 200mV, insbesondere ungefähr 100mV bevor- zugt ist. Die Dimensionierung des ersten Inverters definiert die Schaltschwelle S. Die Eigenschaft nMatching"integrierter Bauelemente bewirkt, da$ S auch bei Parameterschwankungen fast konstant bleibt (Matching zwischen Transistoren des Oszillator- Verstärkers und Transistoren des ersten Kompensa- tor-Inverters).

Die erfindungsgemäße Oszillatorschaltung läßt sich vorteilhaft als integrierte Schaltung oder Teil ei- ner anwenderspezifischen integrierten Schaltung (ASIC) realisieren.

Figuren Die Erfindung wird im folgenden anhand eines bevor- zugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert, in denen Figur 1 ein Schaltbild ist, das schematisch eine auf einem Chip realisierte Oszillator- schaltung mit externem Quarzoszillator zeigt ; Figur 2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemä- Zen Oszillatorschaltung ist ; Figur 3 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemaßen Oszillatorver- stärkers ist ; Figur 4 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäSen Komparators ist ; und Figur 5 das Oszillator-Ausgangssignal und das Pulsweitensignal im Zeitablauf zeigt.

Beschreibung eines Ausführungsbeispiels Figur 1 zeigt schematisch eine auf einem Chip rea- lisierte Oszillatorschaltung zur Erzeugung eines Taktsignals für eine elektronische Schaltung, bei- spielsweise eine integrierte Mixed-Signal-CMOS- Schaltung, die Bauelemente sowohl zur Analogsignal- verarbeitung als auch Digitalsignalverarbeitung aufweist. Auf dem Chip 10 ist ein Oszillatorver- stärker 3 mit parallelgeschaltetem Rückkoppelwider- stand 4 angeordnet. Über AnschluSpads 8 ist ein ex- terner Quarz 5 angeschlossen, wobei die beiden An- schlüsse wiederum über Kondensatoren 6 gegen Masse abgeschlossen sind. Das Oszillator-Ausgangssignal von dem Oszillatorverstärker wird einer Takterzeu- gungsschaltung 7 zugeführt, von der das Taktsignal der auf dem Chip 10 realisierten Funktionsschaltung zugeführt wird.

Figur 2 zeigt das Blockschaltbild eines Ausfüh- rungsbeispiels der erfindungsgemäßen klirrgedämpf- ten Oszillatorschaltung. Oszillatorverstärker 3, Rückkoppelwiderstand 4 und externer Schwingquarz 5 sind wie in Figur 1 gezeigt verschaltet. Vor Zufüh- rung zu der Takterzeugungsschaltung durchläuft das Oszillator-Ausgangssignal jedoch die Amplitudenre- gelschaltung 2, bestehend aus einem Komparator 9 und einem Tiefpaßfilter 11. Die Amplitudenregel- schaltung dient dazu, die Amplitude A des Oszilla- tor-Ausgangssignals auf einen bestimmten Wert, zum Beispiel 100mV zu beschränken, so daß der Oszilla- torverstärker 3 in einem linearen Arbeitsbereich arbeitet, in dem die Oberwellenerzeugung auf ein Minimum reduziert ist. Das von dem Tiefpaßfilter ausgegebene Regelsignal Vregel wird entweder direkt dem Oszillatorverstärker 3 oder einem mit diesem parallel geschalteten regelbaren Rückkoppelwider- stand 4 zugeführt, wie durch einen Pfeil zwischen Verstärker 3 und Widerstand 4 in der Figur angedeu- tet ist.

Die Komparatorschaltung 9 vergleicht die Amplitude A eines an einem seiner Anschlüsse eingegebenen Os- zillator-Ausgangssignals VDC + Asin (wT) mit einem Schwellenwert S und erzeugt in Abhängigkeit der Werte A und S ein Pulsweitenmodulationssignal, das durch das Tiefpaßfilter 11, das vorzugsweise als Filter dritter Ordnung ausgebildet ist, so daß ein zeitgemitteltes"glattes"Regelsignal Vregel am Aus- gang des Tiefpaßfilters anliegt und dem Oszillator 1 rückgekoppelt wird.

Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel erzeugt die Komparatorschaltung 9 ein pulsweitenmoduliertes Signal mit der folgenden Charakteristik : <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> ## 1/# S<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> = .a cos , A > S (1)<BR> T # A<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> T = 1-T (2) wobei T die Oszillatorperiode, To die Dauer eines Niedrigpegelzustandes innerhalb einer Periode und T1 die Dauer eines Hochpegelzustandes innerhalb ei- ner Periode ist.

Das am Ausgang des Komparators 9 anliegende puls- weitenmodulte Signal VpE in Abhängigkeit von der Amplitude des Oszillator-Ausgangssignals VOSZ für die beiden Fälle A > S (Figur 5a) und A < S (Figur 5b) ist in Figur 5 illustriert. Liegt die Amplitude A des Oszillator-Ausgangssignals VOSZ unterhalb des Schwellenwertes S, bleibt das Pulsweitenmodulati- onssignal Vp, gemma3 dem zweiten Fall von Gleichung (1) konstant auf hohem Pegel, wie in Figur 5a ge- zeigt ist. Steigt die Amplitude A des Oszillator- Ausgangssignals VGSZ jedoch über den Schwellenwert S an, gibt die Komparatorschaltung immer dann ein Pulsweitensignal V ? Wz, mit niedrigem Pegel aus, wenn die Amplitude A oberhalb des Schwellenwertes S liegt (siehe Figur 5b). Die Dauer des Niedrigpegel- zustandes To im Verhältnis zur Periodendauer T nimmt gemäß dem ersten Teil der Gleichung (1) mit zunehmender Amplitude zu und erreicht für A <m den Wert ½ Nimmt man an, daß der Hochpegelzustand des Kompara- tors VDD und der Niedrigpegelzustand VSS = 0V ent- spricht, ergibt sich als zeitlicher Mittelwert des Pulsweitenmodulationssignals =DD(l--cos-)(3) Die Wechselstromkomponenten des Pulsweitenmodulati- onssignals werden durch das Tiefpaßfilter 11 ge- dämpft, so daß letztlich das durch die Filterüber- tragungsfunktion modifizierte zeitgemittelte Signal Vp am Ausgang der Amplitudenregelschaltung als Re- gelsignal anliegt : <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> =-(-)+<4)<BR> <BR> <BR> ) Dabei sind R1 und R2 Witerstände einer aktiven Fil- terschaltung und Vref eine Referenzspannung.

Mit Hilfe der so erzeugten Regelspannung Vregel kann entweder der Oszillatorverstärker 9 selbst oder der parallel geschaltete regelbare Rückkoppelwiderstand 4 so geregelt werden, daß der Oszillatorverstärker 3 in einem linearen, oberwellenarmen Arbeitsbereich arbeitet und der Pol der Oszillatorübertragungs- funktion auf der imaginären Achsel liegt und die Amplitude der Oszillation einen konstanten Wert an- nimmt. Dabei ist die Amplitude variabel auf wenige 10 mV genau einstellbar.

Figur 3 zeigt das Schaltbild eines Ausführungsbei- spiels eines regelbaren Oszillatorverstärkers, des- sen effektive Verstärkung aufgrund eines am Eingang 23 angelegten Rückkoppelsignals Vregel geregelt wer- den kann. Ein Schwingquarz wird extern zwischen den Anschlüssen 21 und 22 angeschlossen und der Rück- koppelwiderstand zwischen Anschluß 22 und 24. die Transistoren 25 und 29 sind als N-Kanal- Transistoren und Transistor 28 als P-Kanal- Transistor ausgeführt. Die amplitudengeregelte Os- zillator-Ausgangsspannung liegt am Ausgangsanschluß 22 an. Der Arbeitspunkt wie auch der lineare Ar- beitsbereich dieses Verstärkers um den Arbeitspunkt ist dabei unabhänig von der am Anschluß 23 eingege- benen Regelspannung Vregel. Dadurch kann eine stabile Regelschleife realisiert werden.

Ein Ausführungsbeispiel des Komparators 9 ist in Figur 4 dargestellt. Der Komparator besteht aus vier Inverterstufen, jeweils bestehend aus einem Paar P-beziehungsweise N-Kanal-Transistoren 33,34 ; 35,36 ; 37,38 beziehungsweise 39,40. Die Transisto- ren sind vorzugsweise in CMOS-Technologie ausgebil- det und erlauben sehr kurze Schaltzeiten in der Größenordnung von 2ns. Die Schaltzeit des Kompara- tors sollte klein gegenüber der Oszillatorperioden- dauer T sein, um ein sauberes Pulsweitenmodulati- onssignal zu gewährleisten.

Mit Hilfe der vierstufigen Inverterkaskade wird ei- ne ausreichende Verstärkung erreicht. Die Dimensio- nierung des ersten Inverters wird vorzugsweise so gewählt, daß die Beeinflussung des Komparators auf das Oszillatorsignal minimiert wird (Millereffekt).

Das Oszillator-Ausgangssignal wird am Anschluß 31 eingegeben und das pulsweitenmodulierte Signal Vpm am Ausgang 32 bereitgestellt. Der Vorteil dieses Komparators liegt darin, daS durch Wahl geeigneter Weitenverhältnisse der Transistoren 33,34 der er- sten Inverterstufe die Schaltschwelle S relativ zum Arbeitspunkt des Oszillatorverstärkers 3 trotz Pa- rameterschwankungen ausreichend genau eingestellt werden kann. Da die Regelspannung bei A = S sich sehr schnell mit A ändert (siehe Gleichung 3 und 4) kann somit die geregelte Amplitude A auch bei klei- nen Werten der Amplitude von beispielsweise 100mV mit der nötigen Genauigkeit eingestellt werden.

Als TiefpaS 11 der Amplitudenregelschaltung kann ein Tiefpaßfilter dritter Ordnung verwendet werden.

Dabei werden die Zeitkonstanten so gewählt, daß ei- ne stabile Regelung erfolgt. Mit dem TiefpaSfilter kann eine Dampfung der Schaltflanken des Pulswei- tenmodulationssignals von 85 dB erreicht werden, was eine störarme Einkopplung der Regelspannung V e gel in den Oszillator ermöglicht.

Mit dem erfindungsgemäßen amplituden-und klirrge- dämpften Oszillator ist es mögtich, den störenden Einfluß von Quarzoszillatorsignalen im MHz- Bereich auf empfindliche analoge Signale zu mini- mieren. Die Schaltung und insbesondere der Oszilla- torverstärker ist so dimensioniert, daß eine zuver- lässige Arbeitsweise über den gesamten Streubereich der Quarz-und anderen Bauelementeparameter und Um- welteinflüsse wie Temperatur erreicht wird, ohne daß ein Abgleich oder Einmessen erforderlich ist.

So kann der erfindungsgemäße klirrgedämpfte Oszil- lator preisgünstig mittels eines Standard-CMOS- Prozesses integriert hergestellt werden. Gleichzei- tig lä3t sich durch die mittels des Schwellenwertes S variabel einstellbare Regelamplitude ein stabiles Einschwingen des Oszillators auch bei Störungen von digitalen Komponenten auf dem IC gewährleisten.

Im folgenden werden zwei erfindungsgemäße Beispiel- Oszillatorschaltungen mit einer Oszillatorschaltung ohne Amplitudenregelung verglichen.

Tabelle 1 zeigt dabei die gemessenen Amplituden und zugehörigen Standardabweichungen bei VDD = 5 V für 2 Beispieloszillatorschaltungen gemäß der Erfindung und eine Standard-Oszillatorschaltung ohne Amplitu- denregelung.

Tabelle 1 Oszillator Amplitude A Standardabweichung GA Standardschaltung 2550 mV- Beispiel I 167 mV 26 mV Beispiel mV16mv63 Neben der Amplitude wird auch der Oberwellenanteil stark reduziert. Die Klirrfaktoren der Beispiel- schaltungen werden in Tabelle 2 mit denen der Stan- dardschaltung verglichen.

Tabelle 2 OszillatorKlirrfaktor Standardschaltung 3,95 % Beispiel I 0, 67 % Beispiel II 0,36 % Um den Störeinfluß des Oszillatorsignals der erfin- dungsgemäßen klirrgedämpften Oszillatorschaltung mit dem einer Standard-Oszillatorschaltung zu ver- gleichen, werden in Tabelle 3 die Meßwerte der Amplituden der Grund-und Oberwellen beider Oszil- latoren in logarithmischem Maßstab bezogen auf die Grundwelle des Standard-Oszillators dargestellt.

Tabelle 3 Grundwelle 1. Ober-2. Ober-3. Ober-4. Ober- welle welle welle welle Standard 0 dB-35 dB-30 dB-43 dB-40 dB Beispiel I-27 dB-70 dB-93 dB-99 dB <-100dB 5. Ober-6. Ober-7. Ober-8. Ober-9. Ober- welle welle welle welle welle Standard-47 dB-43 dB-55 dB-52 dB-58 dB Beispiel I <-100 dB <-100 dB<-100 dB <-100 dB<-100 dB Die in Tabelle 3 dargestellten Meßwerte zeigen, da$ Dämpfungen ab der zweiten Oberwelle von besser als 90 dB bezogen auf die Standard-Grundwelle erreich- bar sind. Im Gegensatz dazu zeigt die Standard- Oszillatorschaltung Dämpfungen ab der dritten Ober- welle von 30 dB, wobei die folgenden Oberwellen- Dämpfungen zwischen 40 dB und 60 dB besitzen. Die Oberwellen hoher Frequenz, die besonders kritisch bezüglich kapazitiver und gestrahlter Störung sind, werden mit der erfindungsgemäßen klirrgedämpften Oszillatorschaltung gemäß Beispiel I um mehr als 50 dB im Vergleich zu den Oberwellen einer bekannten Schaltung reduziert.