本発明の具体的な実施例1(以下、A型という� ��)について図面に基づいて説明する。
 本発明のトロイダルコア1は、強磁性を有す る材質により構成したものであって、このト ロイダルコア1の外周面に連続的に巻線した� �記導線2の巻線径が一定ではなくこのトロイ� ��ルコア1の周方向に沿って徐々に漸増若しく は漸減するように、このトロイダルコア1の� �周面の断面形状を一定ではなくこのトロイ� �ルコア1の周方向に沿って外周面の断面形状� ��面積(断面積)が徐々に漸増若しくは漸減す� �形状に設定したものである。

 尚、トロイダルコア1の外周面の「断面形 状」なる記載は、このトロイダルコア1の外� �面の所定箇所を、当該箇所に巻線された導� �2の巻線方向に沿って切断した際の切断面の� ��状を意味するものである。また、トロイダ� ��コア1の「周方向」なる記載は、トロイダル コア1の平面視における周回り方向を意味す� �ものである。

 従って、トロイダルコアの外周部の形状� ��急激に増減しておらず徐々に漸増若しくは� ��減する形状の為、この外周部に導線2を連続 的に巻線する作業を別段の困難性無く通常通 り行うことができる。また、この外周部に巻 線した導線2の巻線径は徐々に漸増若しくは� �減して変化するので、この巻線径の漸増,減� ��化に伴い、連続的に異なる複数の共振周波� ��を有することができ、よって特定の非常に� ��い周波数帯域の全域において秀れた(高い)� �衰特性が得られる構造とすることも容易に� �現可能である。

 具体的には、図1に図示したように、円盤 体の中央部に貫通状態に円形のリング孔3を� �するリング状に形成している。即ち、平面� �において外側周面部が円形で、且つリング� �3の内面部も円形の円環リング状としている� ��また更に、この円環リング状のトロイダル� ��ア1の中心位置に対し、リング孔3の孔中心� �置は重合位置とせずにズレた位置に設定し� �偏心リング状にこのトロイダルコア1の形状� ��設定している。

 従って、このリング孔3の臨界孔中心位置 の偏心位置ズレによって、トロイダルコア1� �、平面視においてリング孔3の内面部からト� ��イダルコア1の外側周面部までの距離が一定 ではなく変化した形状となり、これにより、 このトロイダルコア1の外周部の断面形状が� �定ではなくその断面形状の面積(断面積)が周 方向に沿って徐々に漸増及び漸減するように 設定している。

 尚、本実施例1(A型)では、このトロイダルコ ア1の側面視における肉厚(板厚)は一定に設定 している。
 ここで、一般的なトロイダルコアの形状は� ��側面視における肉厚(板厚)が一定の円盤体� �中央部の中心位置に円形の貫通孔を形成し� �成るリング状であるが、これに対して、本� �施例品のトロイダルコア1の形状は、側面視� ��おける肉厚が一定の円盤体の中央部に円形� ��リング孔3を形成するがそのリング孔3の孔� �心位置はトロイダルコア1の中心位置に対し� ��位置ズレした偏心リング状である。つまり� ��トロイダルコア1の中心位置に対してリング 孔3の孔中心位置の偏心位置ズレ量をゼロと� �たのが従来の一般的なトロイダルコア1の形� ��であり、このリング孔3の孔中心位置の偏心 位置ズレ量を所定量設けたものが本実施例の トロイダルコア1の形状である。

 従って、このトロイダルコア1の中央部の リング孔3の孔中心位置の偏心位置ズレ量を� �整設定することで、トロイダルコア1の外周� ��の断面形状の面積の変化量や変化率の調整� ��定を容易に図れる。即ち、導線2の巻線径、 ひいては共振周波数を決定するトロイダルコ ア1の外周部の断面形状の変化量や変化率を� �単に設計時にリング孔3の孔中心位置の偏心� ��置ズレ量を調整設計するだけで簡単に調整� ��計でき、よって所望の前記変化量や変化率� ��有するトロイダルコア1の形状を簡易に設計 ・実現可能である。また、リング孔3の偏心� �置ズレ量に関わり無く、トロイダルコア1の� ��面積や容積,質量は変化しないので、トロイ ダルコア1の外周部の断面形状の面積の変化� �や変化率の調整設計時にこのトロイダルコ� �1の表面積や容積,質量の変化は一切考慮する 必要は無く、この点においても取り扱いが容 易で実用性が高い。

 尚、このトロイダルコア1は、外周部の断 面形状の面積(断面積)が最小となる箇所に対� ��て、外周部の断面形状の面積(断面積)が最� �となる箇所の面積比が1.1倍~500倍,好ましくは 1.5倍~11.2倍となる形状に設定する。これによ� ��、トロイダルコア1の外周部に連続的に巻線 した導線2の巻線径を確実に変化させ、ひい� �は、異なる複数の共振周波数を保有し広い� �波数帯域で高い減衰特性を発揮するとうい� �本実施例の上記秀れた特性を確実に発揮で� �ることとなる。

 また、図1に図示した形状と同様にして、 本実施例のトロイダルコア1は、外側周面部� �びリング孔3の内面部の形状を円状若しくは� ��なくとも五角形以上の多角形状に設定し、� ��のトロイダルコア1の外周部の断面形状の面 積、即ち断面積が最小となる箇所から最大と なる箇所まで、このトロイダルコア1の周方� �に沿って前記断面積が急激に増減せず、徐� �に(連続的且つなだらかに)漸増する形状に設 定してもよい。即ち、例えばトロイダルコア 1の外側周面部を三角形や四角形とし、その� �央にリング孔3を三角形や四角形状に形成し� ��構成とした場合、このトロイダルコア1の前 記断面積が最小となる箇所から最大となる箇 所に至る範囲に連続的に巻線された導線2の� �線径は増加と減少を繰り返す形状となり、� �の連続的に巻線された各導線2が有する共振� ��波数もその周波数域が増減することになる� ��

 この点、本実施例では、トロイダルコア1 の外側周面部を円状に形成し、リング孔3も� �状に形成している為、前記断面積が最小と� �る箇所から最大となる箇所に至る範囲に連� �的に巻線された導線2の巻線径は、このトロ� ��ダルコア1の周方向に沿って急激に増加した り減少したりせず、徐々に漸増することとな る。それ故、この連続的に巻線された各導線 2が有する共振周波数も、増えたり減ったり� �繰り返さず連続的にその周波数域が推移す� �こととなり、このように増えたり減ったり� �ず連続的に周波数域が推移する複数の共振� �波数の集合により、広い周波数帯域で非常� �秀れた減衰特性を発揮できることとなる。

 また、このように外周部の断面形状の面� ��が急激に増減せず連続的に(なだらかに)漸� �する形状とした場合、この外周部に導線2を� ��線する作業もやり易く生産性にも秀れる。� ��た、本実施例のようにトロイダルコア1の外 側周面部及びリング孔3の内面部の形状を円� �とせずとも、例えば外側周面部及びリング� �3の内面部の形状を五角形以上の多角形状に� ��成して、外周部に巻線する導線2の巻線径が 急激に増減を繰り返すことを阻止できる形状 に設定することも可能である。この場合、よ り多角形化することで、巻線径の急激な増減 を一層良好に阻止できる形状に設定可能であ る。

 尚、上記実施例1においては、上述のよう にトロイダルコア1の形状を設定しているが� �これに限らず、例えば図2に図示した他の例� ��ように、トロイダルコア1の中心位置に対し て中央部のリング孔3の孔中心位置は重合位� �に設定しているが、このリング孔3の形状を� ��形ではなく図示した楕円型や例えば星型な� ��にすることで、平面視においてこのトロイ� ��ルコア1のリング孔3の内面部からトロイダ� �コア1の外側周面部までの距離が一定ではな� ��変化した形状に設定してもよい。

 ここで、コア直径10mmでコア中心位置と中 央部のリング孔(内径8mm)3の孔中心位置とが偏 心位置ズレした偏心リング状のトロイダルコ ア(厚み2mm)1に、直径0.2mmの導線2を39回巻線し� ��成る図7(b)、図8(b)に示す形状のリング状巻� �型インダクタ(ノーマルモード)の本実施例1� �ついて、これをネットワークアナライザで� �衰特性評価した結果を図9及び図10に示す。� �較品としては、本実施例品と同様にコア直� �が10mm、リング孔内径8mmであるがコア中心位� ��とリング孔5の孔中心位置が偏心位置ズレし ておらず重合状態の(偏心リング状ではない)� ��常の同心円環リング状のトロイダルコア(厚 み2mm)6(図7(a),図8(a)参照)に、直径0.2mmの導線2� �39回巻線して成る構成の通常(従来品)のリン� ��状巻線型インダクタ(ノーマルモード)を採� �する。なお、図7,図8において、巻き線は省� �されている。

 スイーパ(掃引信号発振器)からレシーバ(� ��信装置)に掃引信号を発振しつつ、ネットワ ークアナライザ(高周波測定器)により減衰量( 減衰特性)を評価する。この際、図7に図示し� ��ように、マイクロストリップライン4を配線 した試験用回路基板に対してトロイダルコア 1,6を縦に実装して評価試験を行った場合の結 果を図9に示し、図8に図示したようにマイク� ��ストリップライン4を配線した試験用回路基 板に対してトロイダルコア1,6を横に実装して 評価試験を行った場合の結果を図10に示す。

 図9から分かるように、トロイダルコア1,6 を縦に実装して評価試験を行った場合、本実 施例品は20MHz近辺から6000MHz近辺の広範囲に亘 って減衰量-20dB以上の秀れた減衰特性を発揮� ��きるのに対し、比較品は20MHz近辺から減衰� �-20dB以上を発揮できるものの1000~2000MHzの範囲 で、その減衰量が略-18dB近辺まで弱まってし� ��う。

 また、図10から分かるように、トロイダ� �コア1,6を横に実装して評価試験を行った場� �、本実施例品は20MHz近辺から8000MHzの広範囲� �亘って減衰量-20dB以上の秀れた減衰特性を発 揮できるのに対し、比較品は1000~2000MHzの範囲 で、その減衰量が略-18dBまで弱まってしまう� ��このように、本実施例品は比較品に比して� ��れた(高い)減衰特性を広範囲に亘って(特に� ��1GHz以上の高周波領域において)発揮でき得� �ものである。

 以上、本実施例によれば、たった一体で� ��常に広範囲に亘って高い減衰特性が得られ� ��リング状巻線型インダクタを簡易な構成に� ��り確実に実現でき、例えば高周波回路など� ��実装するインダクタとして極めて好適であ� ��、画期的で実用性及び量産性に秀れたリン� ��状巻線型インダクタとなる。

 また、例えば図3及び図4には、本発明に� �の実施例(実施例2。以下、B型という。)を示� ��。図3のように、トロイダルコア1の中心位� �に対して中央部のリング孔3の孔中心位置は� ��合位置に設定しているが、トロイダルコア1 を側面視において肉厚(板厚)が一定ではなく� ��化した形状に設定している。この図3及び図 4に図示した実施例2(B型)では、トロイダルコ� ��1の肉厚が最小となる箇所から最大となる箇 所まで、その肉厚が急激に増減するのではな く徐々に漸増する(特にこの図示した別例2で� ��、一定率で肉厚が漸増する)形状とし、この トロイダルコア1の外周部に巻線する導線2の� ��線径が急激に増減せず、連続的に変化する( 前記肉厚が最小の箇所から最大の箇所から漸 増する)形状となるように設定する。

 この場合も、実施例1(A型)と同様に、コアの 断面積が円周方向に変化する形状となってお り、他の実施形態として前記実施例1(A型)と� �様の効果が期待できる。
 なお、図3に示すコアの断面は台形(または3� ��形)であるが、コア断面の角に丸みを付け、 台形(または3角形)状の略楕円形とした方がよ い。断面が略楕円形状の方が巻き線に有利な ので、製品としてはこの方が好ましい。この 場合も、コアの断面積が円周方向に変化する 形状となっており、前記効果の点で両者に差 異がない。

 また、例えば図5及び図6には、本発明の� �の実施例(実施例3。以下、C型という。)を示� ��。図5,図6に示すように、トロイダルコア1の 肉厚を変化させて尚且つリング孔3の孔中心� �置を偏心した位置ズレ状態に設定すれば、� �ロイダルコア1の外周部の断面形状の面積(断 面積)の変化量,変化率を一層大きく設けるこ� ��ができる。その他にも、トロイダルコア1の 外周部の断面形状が一定ではなく箇所によっ て変化した形状であれば、前述したものに限 らず種々の形状のものを採用できる。

 このように、実施例3(C型)のものは、コア の中心孔を偏心させると共に、コアの断面形 状も台形にし円周方向断面積を変化させたも のである。このため、コアの円周方向断面積 の変化は、A型、B型より大きく、A型、B型の� �果が重畳されたものとなる。

 なお、図5に示すコアの断面は台形である が、コア断面の角に丸みを付け、台形状の略 楕円形とした方がよい。断面が略楕円形状の 方が巻き線に有利なので、製品としてはこの 方が好ましい。この場合も、コアの断面積が 円周方向に変化する形状となっており、前記 効果の点で差異がない。

 なお、図13,図14に示されるように、コア� �中心孔はコアの肉厚の一番薄い方向に偏心� �れる。この形状が、トロイダルコア1の外周� ��の断面形状の面積(断面積)の変化量,変化率� ��一番大きくすることができるからである。

 本実施例では、このトロイダルコア1の外 周部に、このトロイダルコア1のリング孔3を� ��過するようにして導線2を連続的に巻線する 。この巻線方法は、ノーマルモードでもコモ ンモードの何れの巻線方向を採用しても良い 。

 また、本実施例3においては、図19に示す� ��うに、このトロイダルコア1の周方向全周に 連続的に導線2を巻線することとしているが� �例えば図21に示すように、このトロイダルコ ア1の周方向半周など、一部にのみ導線2を巻� ��する構成としても良い。

 また、導線を2本巻き、4端子として変成� �として用いてもよい。この場合も一体で広� �域の変成器が得られることになる。巻き方� �、図21のように1本を半周巻き、他の半周に� �う1本の導線を巻く実施例が想定される。

 図11には、前記本発明の実施例2の具体的� ��設計例を示す。図11のコアにおいて、コア� �外径10は8.5mmであり、コアの中心の孔11の直� �は5mmである。また、中心孔11の中心とコア外 径10の中心とは、距離にして0.87mmだけ偏心し� ��いる。なお、コアの厚み(横幅)は3mmである� �

 同様に、図12には、前記本発明の実施例2� ��具体的な他の設計例を示す。図12のコアに� �いて、コアの外径12は5mmであり、コアの中心 の孔13の直径は3mmである。また、中心孔の中� ��とコア外形の中心とは、距離にして0.7mmだ� �偏心している。なお、コアの厚み(横幅)は3mm である。

 同様に、図13には、前記本発明の実施例3� ��具体的な設計例を示す。図13のコアにおい� �、コアの外径15は3mmであり、コアの中心の孔 16の直径は1.5mmである。また、中心孔の中心� �コア外形の中心とは、距離にして0.5mmだけ偏 心している。さらに、コアの断面は、図13(b)� ��示す如く台形17をなし、上記コア中心の孔� �、該台形の細い方に偏心している。上記台� �において、上辺と下辺のなす角度(交差角)は 14°である。すなわち、上記コアの厚みは最� �で1.5mm、最小で0.75mmとなっている。

 同様に、図14には、前記本発明の実施例3� ��具体的な他の設計例を示す。図14のコアに� �いて、コアの外径20は8.5mmであり、コアの中� ��の孔21の直径は5mmである。また、中心孔21の 中心とコア外形20の中心とは、距離にして0.87 mmだけ偏心している。さらに、コアの断面は� ��図14に示す如く台形22をなし、上記コア中心 の孔は、該台形の細い方に偏心している。上 記台形において、上辺と下辺のなす角度(交� �角)は13°である。すなわち、上記コアの厚み は最大で2.8mm、最小で0.88mmとなっている。

 ここで、上記実施例1~3について、従来品� ��比較した、周波数―損失特性、直流重畳特� ��実験結果を図16,図17に示す。また、上記実� �例3について、従来品と比較した温度上昇特� ��の実験結果を図18に示す。なお、図15は、図 16~図18における各曲線の対象とする上記従来� ��、本発明の実施例1~3の形状(A~C型)と対応す� �記号を示す。なお、各サンプルは、すべて� �ェライト(コア)の体積は同じで、コアの形状 だけ変化させたものである。また、多少厚み 寸法が異なるが、図15の31の参照拡大図が図11 に示され、図15の33の参照拡大図が図14に示さ れる。

 また、実施例1(A型)について、中心孔の位 置を少しづつずらした場合の、すなわち中心 孔の偏心率を変化させた場合の周波数特性の 測定結果を図23,図24に示す。なお、図23,図24� �測定に用いたサンプルは、図22に示される。 図22において、コアの直径(70)は8.5mmであり中� ��孔(71)の直径は5mmであり、コアの厚み(73)は4m mである。また、中心孔の中心とコア外形の� �心との距離は74に示されるように0.35~1.75まで 変化させており、図23,図24のグラフにおいて� ��、これをコア断面積の最小値(すなわち、最 も細い箇所の断面積)と最大値(すなわち、最� ��太い箇所の断面積)の比として表示してある 。

 図16の損失特性のグラフにおいて、40は測 定系の概略図を示し、PORT1からPORT2にノイズ� �分である各周波数の信号を送り、どれだけ� �ノイズ成分が検出されたかを表示している� �

 なお、図16において、44は、図15のサンプ� ��30(従来品)の曲線を、43は、図15のサンプル31 (A型)の曲線を、42は、図15のサンプル32(B型)の 曲線を、41は、図15のサンプル33(C型)の曲線を それぞれ示す。

 図16において、従来品の曲線44は、4000MHz� �上の高周波領域でインピーダンスが低下し� �いるのが分かる。一方、本発明の実施例3(C� �)の曲線41は、4000MHz以上の高周波領域で損失� ��性が少ない。すなわち、インピーダンスの� ��下が少なく、インダクタンス値が保たれて� ��るのが分かる。同様に、本発明の実施例1,2( A型、B型)の曲線43,42も、従来品(曲線44)より400 0MHz以上の高周波領域での損失特性が少ない� �とが明らかである。

 また一方、図23において、81は、コアの断 面積比が1(従来品)の場合の曲線、同じく82は� ��アの断面積比が2(実施例1)の場合の曲線、83� ��コアの断面積比が2.7(実施例1)の場合の曲線� ��84はコアの断面積比が8.6(実施例1)の場合の� �線、85はコアの断面積比が11.5(実施例1)の場� �の曲線を示す。横軸が周波数、縦軸は通過� �失量を示す。

 図23において、従来品(曲線81)は、通過損� ��量が4000MHz~12000MHzにわたって急激に低下して いるのに対して、例えば最も偏心している(� �面積比11.5)の本発明の曲線85の場合、通過損� ��量が4000MHz~12000MHzにわたってー1dBから―2dBと その損失量が小さい。このことから偏心した 本発明の巻き線型トロイダルコアの方が高い 周波数の方までインピーダンスが保たれてい る。

 同様に、偏心率(断面積比2~8.6)の本発明の曲 線82~84の場合も、明らかに従来品(曲線81)より 高周波数領域におけるインピーダンスが大き いことが分かる。
 図24は、図23のグラフにおいて、別の観点か ら―1dBを通過するときの周波数を前記コアの 断面積比に対してプロットしたものである。 図24においても、明らかに高周波領域におい� ��コアの中心孔が偏心した本発明の実施品の� ��が高周波域での損失特性が優れていること� ��分かる(図24において、断面積比1が従来品で ある)。

 また、同時に前記断面積比が大きくなる� ��ど、そのインピーダンスの低下が小さくな� ��ことも分かる。ただ、コアの製造において� ��ア断面積の薄い部分(細肉箇所)には工作上� �限界があるが、今後製造上の工夫により更� �断面積比が大きいコアが製造できればさら� �性能の向上が期待できる。その断面積比は� �500倍位までのものが実現可能である。

 また、図17の直流重畳特性のグラフにお� �て、54は、図15のサンプル30(従来品)の曲線を 、51は、図15のサンプル31(A型)の曲線を、53は� ��図15のサンプル32(B型)の曲線を、50は、図15� �サンプル33(C型)の曲線をそれぞれ示す。なお 、コイルの巻き数は28回(線径0.2mm)であり、測 定周波数は1MHzである。

 図17のグラフにおいて、従来品(曲線54)は、� ��初17μHであったものが、電流の増加と共に� �ンダクタンスが低下し、2Aでは2μHにまで低� �して、当初のインダクタンスの1/8程度にま� �低下している。グラフからおそらく0.3A付近� ��飽和してしまっており、この近辺でもう使� ��に耐えられず、大電流に対する耐性がない� ��とが分かる。

 一方、本発明の実施品(C型)を示す曲線50� �、当初7.5μHだったものが、電流を増加させ� �もさほどインダクタンスの急激な低下は見� �れず、2.0Aに到ってもまだ2.5μHとなっており� ��その変化率は当初のインダクタンスの1/3で� ��る。

 このように、本発明の実施品(C型)を示す曲� ��50はインダクタンスの変化率が小さく、大� �流に対する耐性が従来品より大きいことが� �かる。
 なお、本発明の実施品(A型)を示す曲線51や� �じく実施品(B型)を示す曲線53も2.0Aにおける� �ンダクタンスは従来品のそれの倍近くあり� �C型ほどではないにしても、従来品よりはイ� ��ダクタンスの変化率が小さく(1/4~1/5程度)、� ��電流に対する耐性が良好であることが分か� ��。

 図17の直流重畳特性と同様なことが図18の 温度上昇特性の比較グラフからも見てとれる 。図18の発熱特性のグラフにおいて、60は、� �15のサンプル30(従来品)のコイルの温度上昇� �線を、61は、図15のサンプル33(C型)に巻かれ� �コイルの温度曲線を、62は、図15のサンプル3 0(従来品)のコアの温度曲線を、63は、図15の� �ンプル33(C型)に巻かれたコアの温度曲線、64� ��室温をそれぞれ示す。

 明らかに、本発明の実施品(C型)の示す曲線6 1,63は、従来品の示す曲線60,62と対比すると、 温度上昇が小さい。
 この温度上昇が低いことは、近年の回路の� ��密度化の傾向の中で重要な要素となる。た� ��えば、ノートブックパソコンや携帯電話等� ��小型、かつ高密度回路機器では、いかに回� ��の放熱をするかに苦慮しており、コアの温� ��上昇が少なければ、熱設計が非常に楽にな� ��ので、この特性は産業上の利用性が非常に� ��い。

 図17,図18の特性の要因は、本発明の実施� �の場合、電流を上げていくとコアは断面積� �小さい部分が部分的に磁気飽和し、他の断� �積の大きい部分で飽和しない部分が残って� �るためではないかと推測される。一方、従� �品のようにコアのすべての箇所で断面積が� �じ場合は、すべての部分が同時に飽和して� �まい、高電流ではインダクタンスが0に近く� ��って発熱量も大きいものと思われる。本発� ��の実施例の場合、上記のように断面積の大� ��い部分で飽和しない部分が残っているため� ��高電流でもインダクタンスが残存している� ��のと推測される。

 なお、図18において、同じC型でもコイル� ��温度上昇(曲線61)の方がコアの温度上昇(曲� �63)より大きい。これは、上記のようにイン� �クタンスの低下により流れる大電流によっ� �発生する巻き線抵抗の温度上昇の方が、コ� �自体の温度上昇より大きいためと考えられ� �。

 また、図17において、A型,B型のものは、C� ��に比べ、インダクタンスの変化が大きいが� ��これはC型の場合、コア断面積の最小値と最 大値の比がA型,B型のものより大きく、このた め残存する飽和しないコアの比率が大きくな るためではないかと推測される。

 図20には、この発明の実施例の使用例を� �す。近年の回路の高密度化の傾向の中で、� �とえば、ノートブックパソコン等では、い� �に回路の放熱をするかに苦慮しており、コ� �の温度上昇が少なければ熱設計が非常に楽� �なると共に、より高密度化が可能になる効� �がある。