Zum Stand der Technik Beispiele für elektronisch kommutierte Motoren zeigen beispielsweise folgende Schriften der Anmelderin : DE 44 41 372 A1 (intern : D183) EP 0 658 973 B1 (intern : EP184) DE-U 296 06 939.6 (intern : D190i) DE 195 15 944 A1 (intern : D192) EP 0 741 449 A1 (intern : EP193) EP 0 744 807 B1 (intern : EP194) DE 195 18 991 A1 (intern : D195) DE 196 47 983 A1 (intern : D199i) EP 0 780 962 A2 (intern : EP200) Es wäre nicht möglich, den umfangreichen Inhalt dieser Schriften auch nur in zusammengefaßter Form in der vorliegenden Anmeldung widerzugeben, und deshalb wird auf ihren Inhalt in vollem Umfang Bezug genommen.

Bei der DE 44 41 372 A1 wird das Drehzahlverhalten eines Elektromotors durch eine Kennlinie n = f (T) dargestellt, wobei jeder Temperatur T eine Solldrehzahl n zugeordnet ist. So kann z. B. bei einem Lüfter bei steigender Temperatur die Drehzahl erhöht werden. Das Drehzahl-Temperatur-Verhalten wird hierbei durch analoge Bauelemente bestimmt. Hier ist jedoch durch Fertigungstoleranzen der Bauelemente keine große Genauigkeit erreichbar, und eine Umstellung auf ein anderes Verhalten ist nur mit großem Aufwand möglich.

Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, einen neuen Elektromotor, und ein Verfahren zum Betreiben eines solchen Elektromotors, bereitzustellen.

Nach einem ersten Aspekt der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch einen Elektromotor mit einer von einer variablen physikalischen Größe, insbesondere einer Temperatur, gesteuerten Drehzahl, mit einem in Form von digitalen Einzelwerten gespeicherten Kennlinienfeld zum Zuordnen von Werten dieser physikalischen Größe zu entsprechenden Drehzahlwerten des Elektromotors, und mit einem Mikrocontroller oder Mikroprozessor, der Zugriff zu den gespeicherten digitalen Einzelwerten hat. Ein solcher Elektromotor ist sehr variabel, da durch das gespeicherte Kennlinienfeld sein Drehzahlverhalten als Funktion der variablen physikalischen Größe leicht veränderbar ist. Dabei hat es sich als besonders vorteilhaft erwiesen, die digitalen Einzelwerte mindestens teilweise in Vektorform zu speichern, da dies ihre Verarbeitung wesentlich vereinfacht.

Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren zum Regeln einer physikalischen Größe, insbesondere einer Drehzahl, mit folgenden Schritten : a) Aus einem gewünschten Wert für die physikalische Größe in digitaler Form und einem tatsächlichen Wert für die physikalische Größe, ebenfalls in digitaler Form, wird eine Differenz gebildet, um die Regelabweichung zu ermitteln ; b) Vorzeichen und Absolutwert dieser Differenz werden ermittelt ; c) abhängig vom Vorzeichen wird ein analoges Speicherglied geladen oder entladen ; d) die Dauer der Ladung oder Entladung erfolgt jeweils im wesentlichen proportional zur Größe des ermittelten Absolutwerts der Differenz ; e) mit einem von der Ladung des analogen Speicherglieds abhängigen Wert wird das Tastverhältnis eines Stellglieds beeinflußt, welches seinerseits mit seinem Ausgangssignal die zu regelnde physikalische Größe beeinflußt. Hierdurch ergibt sich eine sehr vorteilhafte Kombination zwischen digitaler Genauigkeit bei der Ermittlung der Regelabweichung, und anschließender Verarbeitung dieser Regelabweichung zum Beeinflussen der physikalischen Größe.

Eine weitere Lösung der gestellten Aufgabe ergibt sich durch ein Verfahren zum temperaturabhängigen Steuern der Drehzahl eines Elektromotors, mit folgenden Schritten : a) In einem Speicher werden Wertecluster von Kennlinien- Definitionspunkten gespeichert, welche Wertecluster mindestens einen für eine bestimmte Temperatur kennzeichnenden Wert und eine dieser Temperatur zugeordnete Drehzahlinformation enthalten ; b) ein für die die Motordrehzahl steuernde Temperatur kennzeichnender aktueller Wert wird in zeitlichen Abständen erfaßt ; c) dieser erfaßte Wert wird mit den gespeicherten, für die Temperatur kennzeichnenden Werten verglichen, welche in den gespeicherten Werteclustern enthalten sind ; d) ein dem aktuellen Wert benachbarter gespeicherter Wert wird ermittelt ; e) durch eine von diesem benachbarten Wert ausgehende Interpolation wird eine Drehzahlinformation zu dem erfaßten aktuellen Wert ermittelt ; f) ein von dieser interpolierten Drehzahlinformation abgeleiteter Wert wird zur Vorgabe einer Solldrehzahl einem Drehzahlregler des Elektromotors zugeführt. Man kann so durch Speicherung einer kleinen Zahl von Werteclustern das Drehzahlverhalten eines Motors abhängig von der Temperatur festlegen.

Ferner betrifft die Erfindung ein Verfahren zur A/D-Wandlung bei einer Anordnung mit einem einen temperaturabhängigen Widerstand enthaltenden Spannungsteiler, wobei ein Abgriff dieses Spannungsteilers das Potential an dem einen Eingang eines Komparators festlegt und das Potential an dem anderen Eingang des Komparators durch einen Kondensator bestimmt wird, der über eine Konstantstromquelle aufladbar ist, mit folgenden Schritten : a) Zuerst wird der Kondensator entladen ; b) anschließend wird die Zeit gemessen, die der Kondensator bei Ladung durch die Konstantstromquelle benötigt, um das Potential des anderen Eingangs zu erreichen ; c) diese Zeit wird als Maß für die Temperatur des temperaturabhängigen Widerstands verwendet. Ein solches Verfahren kann in einfacher Weise durch einen Mikrocontroller realisiert werden, der Funktionen eines Elektromotors steuert oder regelt. Dieser Mikrocontroller kann im Schritt a) die Entladung des Kondensators bewirken und zur Zeitmessung gemäß Schritt c) dienen, wodurch sich insgesamt ein sehr einfaches Verfahren ergibt.

Eine andere Lösung der gestellten Aufgabe ergibt sich durch einen Elektromotor mit in einem Speicher abgespeicherten diskreten Werten, welche in Form von Stützwerten eine Temperatur/Drehzahl-Kennlinie definieren, wobei die diskreten Werte über eine Datenverbindung zu einem außerhalb des Elektromotors angeordneten Eingabegerät veränderbar sind. Dies ermöglicht eine einfache Anpassung eines solchen Motors an unterschiedliche Kundenforderungen.

Eine weitere Lösung der gestellten Aufgabe betrifft ein Verfahren zum Betrieb eines elektronisch kommutierten Motors, welchem ein Mikroprozessor oder Mikrocontroller und ein diesem zugeordnetes Programm zugeordnet sind, welches Programm zur Steuerung einer Mehrzahl von Motorfunktionen unterschiedlicher Priorität dient, mit folgenden Schritten : a) Es wird eine Mehrzahl von für den Betrieb des Motors erforderlichen, anforderbaren Routinen vorgesehen ; b) wenn eine anforderbare Routine benötigt wird, wird ein entsprechendes Anforderungssignal für sie gesetzt ; c) durch eine übergeordnete Programmfunktion wird geprüft, welche angeforderte Routine die höchste Priorität aufweist, und diese Routine höchster Priorität wird als erste ausgeführt ; d) nach Ausführung dieser Routine höchster Priorität wird das dieser Routine zugeordnete Anforderungssignal rückgesetzt. Ein solches Verfahren nützt die vorhandene Rechenkapazität eines Mikroprozessors oder Mikrocontrollers sehr gut aus und ermöglicht es, bestimmte zeitkritische Abfragen oder dergleichen in Abständen zu wiederholen, die eine vorgegebene Zeitdauer nicht überschreiten. Das können z. B. Abfragen eines Datenbusses sein, über den dem Motor Daten oder Befehle zuführbar sind. Dabei wird dieses Verfahren bevorzugt nach Art einer Schleife im Betrieb des Motors ständig wiederholt, wobei sich je nach Art der angeforderten Routine unterschiedliche Ablaufe der Schleife ergeben. Besonders vorteilhaft ist es hierbei, wenn eine im Programm auszuführende anforderbare Routine während ihrer Ausführung ihrerseits ein Anforderungssignal für eine andere auszuführende anforderbare Routine erzeugen kann. Dies ermöglicht eine enge Verkettung von Routinen, zwischen denen jeweils zeitkritische Programmschritte ablaufen können.

Eine weitere Lösung der gestellten Aufgabe betrifft einen Motor mit einem Mikroprozessor oder Mikrocontroller und einem Bus, bei welchem der Mikroprozessor oder Mikrocontroller sowohl den Bus als auch den Motor steuert. Ein solcher Motor ist durch die Reduzierung der elektronischen Bauteile sehr billig, und weiterhin wird durch die Vermeidung weiterer elektronischer Bauteile eine kompakte Bauweise des Motors ermöglicht. Durch die Verlagerung der gesamten Steuerung des Motors in den Mikroprozessor oder Mikrocontroller sind Änderungen am Motor allein durch Änderungen der Software möglich.

Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den im folgenden beschriebenen und in den Zeichnungen dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispielen, sowie aus den übrigen Unteransprüchen. Es zeigt : Fig. 1 ein Prinzipschaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung, Fig. 2 eine beispielhafte Darstellung einer Ausführungsform der Erfindung, Fig. 3 die Pinbelegung des, uC COP 842 CJ, Fig. 4 ein Schaltbild, welches die Bauteile für die A/D-Wandlung und die Verarbeitung des Hallsignals zeigt, Fig. 5 ein Flußdiagramm der A/D-Wandlung, Fig. 6 den Aufbau eines für die A/D-Wandlung verwendeten Zählers, Fig. 7 ein Zeitdiagramm zum Ablauf der A/D-Wandlung, Fig. 8 eine Kennlinie mit Hysterese, Fig. 9 ein Flußdiagramm für eine Hysteresefunktion, Fig. 10 ein Flußdiagramm für eine Sensorabrißfunktion Fig. 11 eine Beispieldefinition für eine Kennlinie mit vier Definitionspunkten, Fig. 12 eine Tabelie der Definitionspunkte der Kennlinie aus Fig. 11, Fig. 13 ein Flußdiagramm für die Berechnung der Solldrehzahl aus der Kennliniendefinition, Fig. 14 ein Kennlinie mit einem für eine bestimmte Temperatur interpolierten Punkt, Fig. 15 ein Flußdiagramm mit einer Variante der Berechnung der Solldrehzahl aus der Kennliniendefinition, Fig. 16 eine Darstellung eines Hallsignals und zugeordneter Motorsignale, Fig. 17 ein Flußdiagramm der Haii-interruptroutine, Fig. 18 ein Schaltbild mit für die Ansteuerung eines EEPROMS und den Zugang über einen Bus wichtigen Teilen, Fig. 19 ein Schaltbild mit für die Regelung und den Antrieb des Elektromotors wichtigen Teilen, Fig. 20 ein Flußdiagramm für den prinzipiellen Ablauf der Regelung der Drehzahl, Fig. 21 ein Flußdiagramm der Berechnung des Stellwertes und des Vorzeichens für die Regelung aus Fig. 20, Fig. 22A bis 22D eine Darstellung der Regelung für einen Motor mit der richtigen Drehzahl, Fig. 23A bis 23E eine Darstellung der Regelung für einen Motor mit zu niedriger Drehzahl, Fig. 24A bis 24E eine Darstellung der Regelung für einen Motor mit zu hoher Drehzahl, Fig. 25 einen Gesamtablauf der Regelung, Fig. 26 die Darstellung einer bevorzugten Ausführungsform eines Funktionsmanagers, Fig. 27 ein in dem Funktionsmanager verwendetes Funktionsregister, Fig. 28 eine für den Funktionsmanager modifizierte A/D-Wandlungsroutine, und Fig. 29 eine für den Funktionsmanager modifizierte Regelungsroutine.

Übersicht Kennlinienfunktion Fig. 1 zeigt eine Prinzipdarstellung einer erfindungsgemäßen Anordnung. Ein Treiber 7 eines Motors 9 wird durch einen Drehzahlregler 6 gesteuert. Der Regler 6 erhält einen Istwert 8a der Drehzahl des Motors 9 von einem Tachogenerator 8, einen Sollwert 23a erhalt er von einer Kennlinienfunktion 23. Die Kennlinienfunktion 23 berechnet, ausgehend von einer durch einen A/D-Wandler 10 digital gewandelten, ursprünglich analogen Größe A 2, den Sollwert 23a für den Drehzahiregler 6 mit Hilfe von in einem Speicher 4 gespeicherten Stützwerten einer Kennlinie"MEM + DATA", wobei die nicht durch die Stützwerte vorgegebenen Werte durch Interpolation berechnet werden.

Obersicht Elektromotor Fig. 2 zeigt eine Übersicht über ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Elektromotors. Dieser wird gesteuert von einem Mikrocontroller (C) 11. Der Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler) 10 ist unter Verwendung eines im C 11 befindlichen Komparators 20 aufgebaut und ermöglicht eine Digitalisierung der über einen NTC-Widerstand 18 detektierten Temperatur. Der Komparator 20 hat einen Minuseingang 21, der im folgenden auch als CP-oder CMPIN-bezeichnet wird, und er hat einen Pluseingang 22, der im folgenden auch als CP+ oder CMPIN+ bezeichnet wird. Diese Eingänge können durch das Programm des gC 11 gesteuert werden, wie das nachfolgend beschrieben wird.

Ein konstanter Widerstand 16 ist in Reihe mit dem NTC-Widerstand 18 zwischen einer positiven Leitung 2 und Masse (GND) 100 angeschlossen. Ihr Verbindungspunkt 21 a ist mit dem Minuseingang 21 verbunden.

Ebenso ist eine Konstantstromquelle 12 in Reihe mit einem Kondensator 14 zwischen der positiven Leitung 2 und Masse 100 angeschlossen, und ihr Verbindungspunkt 22a ist mit dem Pluseingang 22 des Komparators 20 verbunden.

Das Potential am Minuseingang 21 wird bestimmt durch die Temperatur am NTC- Widerstand 18, dessen Widerstandswert mit steigender Temperatur abnimmt, so daß dieses Potential mit steigender Temperatur sinkt.

Das Potential am Pluseingang 22 wird bestimmt durch die Spannung UC14 am Kondensator 14. Wenn der Pluseingang 22 programmgesteuert mit Masse 100 verbunden wird, wird UC14 = 0, und wenn anschließend der Pluseingang 22 auf einen hochohmigen Zustand ("Tristate") umgeschaltet wird, wird der Kondensator 14 über die Konstantstromquelle 12 mit einem Konstantstrom aufgeladen, so daß UC14 linear ansteigt.

Wenn das Potential am Punkt 22a das Potential am Punkt 21 a erreicht hat, wird der Komparator 20 an seinem Ausgang 20a auf HIGH umgeschaltet. Die Zeit für die Ladung des Kondensators 14, ausgehend von UC14 = 0V bis zum Umschalten des Ausgangs 20a auf HIGH ist also ein Maß für die Temperatur. Diese Zeit wird im, uC 11 gemäß einer frei wahlbaren Kennlinie umgesetzt in einen Sollwert für die Drehzahl des Motors 9.

Hierzu dient die Kennlinienfunktion 23. Diese bestimmt aus dem vom A/D-Wandler 10 digitalisierten Temperaturwert die Motor-Solldrehzahl 23a. Hierfür erhält sie über eine EEPROM-Funktion 24 Wertevorgaben aus einem nichtflüchtigen Speicher, hier einem EEPROM 26. Das EEPROM 26 kann über eine Kommunikationsfunktion 28 und ein Businterface 30 Werte für eine neue Kennlinie erhalten, um das Temperaturverhalten des Motors zu ändern.

Die Kennlinienfunktion 23 gibt die ermittelte Solldrehzahl 23a an den Drehzahiregler 6 weiter, welcher die Motorbestromung steuert. Dies kann z. B. über eine Steuerung eines Pulsweitenmodulation-Generators (PWM-Generators) 34 oder eine Blocksteuerung 45 geschehen. Zu der Blocksteuerung wird beispielhaft auf DE 444 1 372.6 (intern : D183i) verwiesen.

Der PWM-Generator 34 weist ein durch den Drehzahiregler geregeltes Stellsignal 33, einen Dreieckssignalgeber 35 und einen Komparator 120 auf. Für die Funktionsweise eines beispielhaften PWM-Generators 34 wird auf Fig. 19 verwiesen.

Als einfaches Beispiel ist in Fig. 2 ein elektronisch kommutierter Motor 9 mit einer einzigen Phase 38 dargestellt. Die Bestromung dieser Phase 38 geschieht durch eine Transistorendstufe 36, hier in Form einer Vollbrücke 37. Ein Hallgenerator 40 liefert einer Antriebsfunktion 42 Information über die augenblickliche Stellung des Rotors 39. Die Antriebsfunktion 42 sorgt für die richtige Kommutierung des Motors 9 und den sicheren Betrieb, z. B. bei Überlastung des Motors 9.

Eine Strombegrenzung 44 vermindert die Bestromung der Endstufe 36, falls der Strom in der einzigen Phase 38 zu hoch wird, z. B. beim Start des Motors.

Am Ende der Beschreibung sind für die in den einzelnen Figuren verwendeten elektronischen Bauteile bevorzugte Werte angegeben. Der Leser wird hierauf verwiesen.

Fig. 3 zeigt die Pinbelegung des beim Ausführungsbeispiel verwendeten Mikrokontrollers (gC) 11 vom Typ COP 842 CJ der Firma National Semiconductors.

Die Beschriftung innerhalb des ut 11 entspricht der Beschriftung des Herstellers, die äußere Beschriftung der jeweiligen Leitungen zeigt die hauptsächlich in der Anmeldung verwendeten Bezeichnungen. Zur Kennzeichnung der Lage ist links oben ein schwarzer Viertelkreis eingezeichnet, der sich in den folgenden Figuren wiederfindet.

Fig. 4 zeigt ein detailliertes Schaltbild des A/D-Wandlers 10 (Fig. 1 und 2) mit den Bauteilen für die A/D-Wandlung und die Verarbeitung des Hallsignals vom Hall- Sensor 40. Das Hallsignal liefert den Istwert der Motordrehzahl.

Ein Schwingquarz 97, der an die Anschlüsse CKO und CK1 (vgl. Fig. 3) des RC 11 angeschlossen ist, gibt dessen Taktfrequenz vor, z. B. 10 MHz. Der Reset-Eingang Res (Fig. 3) ist über einen Kondensator 99 mit Masse 100 und über einen Widerstand 101 mit +Vcc verbunden. Diese beiden Bauelemente erzeugen in der üblichen Weise beim Einschalten einen Power-Up-Reset.

Der Haligenerator 40, z. B. vom Typ HW101A, ist zur Stromversorgung über einen Widerstand 106 mit + Vcc, und mit Masse 100, verbunden. Sein Ausgangssignal un wird den beiden Eingängen eines Komparators 108 (z. B. LM2901D) zugeführt, dessen Vcc-Eingang ein Siebkondensator 110 zugeordnet ist. Der Ausgang des Komparators 108 ist über einen Rückführwiderstand 112 mit dem positiven Eingang des Komparators 108 und über einen sogenannten Pullup-Widerstand 114 mit +Vcc verbunden. Weiterhin ist der Ausgang des Komparators 108 direkt mit dem Port Hall (Fig. 3) des Mikroprozessors 12 verbunden, so daß man an diesem ein vom Rotormagneten 39 gesteuertes Hallsignal erhält. Dieses Signal hat immer während einer Rotordrehung von 180° el. den Wert HALL = 0, und während der anschließenden Drehung von 180° el. den Wert HALL = 1. Seine Auswertung wird nachfolgend anhand von Fig. 17 erläutert. Jede Änderung von HALL = 1 zu HALL = 0, oder umgekerht, bewirkt einen Interruptvorgang im RC 11.

Der NTC-Widerstand 18 des A/D-Wandlers 10 ist auf seiner einen Seite an Masse 100 angeschlossen. An seiner anderen Seite ist er mit dem Widerstand 16 verbunden, welcher auf seiner anderen Seite mit +Vcc verbunden ist. Die Verbindung 21 a zwischen dem NTC-Widerstand 18 und dem Widerstand 16 ist über einen Schutzwiderstand 89 und ein aus einem Kondensator 90 und einem Widerstand 91 bestehendes Siebglied an den Ausgang CP- (Fig. 3) des, uC 11 angeschlossen. Der Kondensator 14 ist an seiner einen Seite mit Masse 100 verbunden, an seiner anderen Seite mit einem Widerstand 96, welcher seinerseits mit +Vcc verbunden ist.

Die Verbindung 22a zwischen dem Kondensator 14 und dem Widerstand 96 ist mit der Konstantstromquelle 12 und dem Eingang CP+ verbunden. Die Konstantstromquelle 12 weist einen pnp-Transistor 95 (z. B. BC8568) auf, dessen Basisspannung durch Widerstände 92 und 93 festgelegt ist und dessen Strom auf der Emitterseite durch einen Widerstand 94 begrenzt wird.

A/D-Wandlung Fig. 5 zeigt ein Flußdiagramm der A/D-Wandlung.

Im Schritt S100 der Fig. 5 wird ein Watchdog-Timer WDCNT 79 (Fig. 6) des uC 11 mit einem Hexadezimalwert OxFF geladen (Hexadezimalwerte werden durch ein vorangestelltes Ox gekennzeichnet) und durch das Setzen des Bits WDREN auf 1 gestartet. Der Watchdog-Timer WDCNT 79 wird in einem Modus betrieben, in dem er in festen Zeitschritten seinen Wert dekrementiert und beim Erreichen von Null einen internen Reset im RC 11 auslöst. Um diesen Resetvorgang zu verhindern, muß der Watchdog-Timer WDCNT 79 von dem Programm periodisch nachgeladen werden.

Dies bewirkt eine erhöhte Sicherheit, da der u. C 11 z. B. bei einem Absturz des Programms nicht nachgeladen wird und deshalb automatisch einen Reset erhält und von neuem startet (Watchdog-Funktion).

In S102 werden die beiden Zählerregister CNT_LB 82 und CNT_HB 81 (Fig. 6) auf 0 gesetzt.

Die Eingänge CP-und CP+ des Komparators 20 (vgl. Fig. 2 und Fig. 3) werden in S104 konfiguriert. CP+ wird auf LOW (niedrig, Masse) gesetzt, so daß der Kondensator 20 entladen wird. CP-wird auf TRISTATE gesetzt, so daß eine von dem Widerstand 16 und NTC-Widerstand 18 bestimmte Spannung an CP-anliegt. Der Zustand TRISTATE eines Ports bedeutet, daß der Port sich weder wie +Vcc noch wie Masse 100 verhält, sondern isoliert ist.

Die mit dem Watchdog-Timer WDCNT 79 gebildete Hauptschleife beginnt in S106.

Der Watchdog-Timer WDCNT 79 wird (wie in S100) mit dem Wert OxFF geladen und durch WDREN : = 1 gestartet. Nach dem Durchlaufen der im folgenden beschriebenen Schritte S108 bis S118 wird in S120 überprüft, ob der Watchdog-Timer WDCNT 79 bereits den Wert OxFB erreicht hat, also viermal dekrementiert worden ist. Ist dies der Fall (Y = YES/JA), so wird der aus den beiden Bytes CNT_LB 82 und CNT_HB 81 gebildete Zähler CNT80, den man als (CNT_HB, CNT_LB) darstellen kann (vgl. Fig.

6), in S122 inkrementiert und zu S106 zurückgesprungen. War in S120 der Watchdog-Timer WDCNT 79 größer als OxFB, so erfolgt ein Sprung zurück zu S108.

Da der Watchdog-Timer 79 in 256, us-Schritten dekrementiert, entsprechen diese vier Dekrement-Schritte bis OxFB einer Zeit von 1024 us. Der aus CNT_LB 82 und CNT_HB 81 gebildete Zähler CNT80 hat also eine Auflösung von 1024 Rs = 1,024 ms.

Fig. 6 zeigt hierzu schematisch den Aufbau des aus CNT_LB 82 und CNT_HB 81 gebildeten Zählers CNT80. Die beiden 8 Bit-Zähler CNT_HB 81 und CNT_LB 82 werden zusammen als 16 Bit-Zähler CNT80 verwendet. Hierbei ist CNTJ-B 82 das niedrige Wort (low byte) und CNT_HB 81 das hohe Wort (high byte). Das niedrigste Bit jedes Bytes ist jeweils mit LSB bezeichnet, und das höchste Bit mit MSB. Jedes Byte hat acht Bits.

Der Watchdog-Timer WDCNT 79 erniedrigt sich z. B. alle 256, us um 1. Durch die Frequenzteilung von z. B. 4 : 1 in S106 und S120, Fig. 5, wird der Zähler CNT80 alle 1,024 ms inkrementiert. Dies entspricht einer Frequenz von ca. 1000 Hz. Findet bei dem Inkrementieren des CNT_LB 82 ein Überlauf statt, d. h. das CNT_LB 82 hat den Wert OxFF und wird inkrementiert, so erhält das CNT_LB 82 den Wert 0x00, und ein Überlaufbit (carry bit) wird gesetzt. Nach dem Inkrement des CNT LB 82 wird zum CNT_HB 81eine Null unter Berücksichtigung des Überlaufbits addiert, d. h. bei jedem 256. Inkrement des CNT LB 82 wird das CNT_HB 81 inkrementiert, und das CNT_HB 81 hat so eine Auflösung von ca. 256 ms und kann deshalb einen maximalen Zeitwert von ca. 65,5 s darstellen. Der Zähler CNT80, der aus den beiden 8-Bit-Zahlern CNT_HB 81 und CNT LB 80 zusammengesetzt ist, wirkt so als ein 16-Bit-Zähler, der, jeweils nach 4 Dekrement-Schritten des Watchdog-Timers WDCNT 79, um 1 inkrementiert wird.

Obwohl CNT_LB 82 und CNT_HB 81 zusammen als ein Zähler CNT80 wirken, haben sie mehrere unterschiedliche Funktionen : Das CNT_LB 82 dient bei der A/D-Wandlung als Zähler für die Zeit, die benötigt wird, um den Kondensator 14 über den Transistor 95 so weit aufzuladen, daß die Spannung an CP+ 22 so hoch ist wie die durch den NTC- Widerstand 18 temperaturabhängige Spannung an CP-21, d. h. sein Zählerstand ist ein Maß für die Temperatur des NTC-Widerstands 18.

Das CNT_HB 81 dient als Zähler für die Zeit zwischen aufeinanderfolgenden A/D-Wandlungen. Diese Zeit kann z. B. auf eine Sekunde eingestellt werden.

'Das niederwertigste Bit (LSB) 83 des CNT_HB 81 dient zusätzlich als Anzeige eines Überlaufs des CNT LB 81 während der A/D-Wandlung.

Im folgenden werden die in dem unteren Teil der Watchdog-Timer-Schleife (Fig. 5) ablaufenden Schritte S108 bis S120 beschrieben.

In S108 wird überprüft, ob das CNT_HB den Wert 0x00 hat. Falls dies der Fall ist, wird in S110 der vorige NTC-Wert NTC_VAL in NTCOLD gesichert, das CNT_HB wird auf OxFC gesetzt, CP+ 22 wird auf TRISTATE gesetzt, so daß der Kondensator 14 über den mittels der Widerstände 92,93 und 94 als Konstantstromquelle geschalteten Transistor 95 (Fig. 4) geladen wird und so die Spannung an CP+ 22 linear ansteigen iäßt, und der Komparator 20 wird durch CMPEN : = 1 gestartet. Das Register CNT_LB hat nach dem Umspringen von CNT_HB auf 0x00 ebenfalls den Wert 0x00, so daß es als Zähler für die Zeit wirkt, bis die an CP+ 22 liegende Spannung so groß wie die an CP-21 liegende Spannung ist.

Das Setzen des Registers CNT_HB auf OxFC gibt die Zeit zwischen den einzelnen A/D-Wandlungen vor. Da das Register CNT_HB eine Auflösung von ca. 256 ms hat, wird jeweils nach vier Inkrementen (OxFC auf OxFD auf OxFE auf OxFF auf 0x00), also nach ungefähr einer Sekunde, eine neue A/D-Wandlung vorgenommen. Anstatt OxFC kann ein anderer Wert gewäh ! t werden, er muß aber größer als OxO0 sein, um nicht sofort eine neue A/D-Wandlung zu starten, und sein niederwertigstes Bit 83 (Fig. 6) muß 0 sein, um es als Anzeige eines Überlaufs des CNT_LB 82 während der A/D- Wandlung nutzen zu können.

Bis die durch den von der Konstantstromquelle 12 (Fig. 4) geladenen Kondensator 14 gegebene Spannung an CP+ 22 die durch den NTC-Widerstand 18 temperaturabhängige Spannung an CP-21 erreicht hat, wird in Fig. 5 der untere Teil über S108 und S112 durchlaufen, ohne weitere Schritte auszuführen. Erreicht die Spannung an CP+ 22 die Spannung an CP-21, so schaltet der Komparator sein Komparator-Lesebit (CMPReadBit) auf HIGH, und von dem Vergleich in S112 wird zu S114 gesprungen.

In S114 wird anhand des niederwertigsten Bits 83 (LSB) von CNT_HB 81 überprüft, ob während der A/D-Wandlung ein Überlauf des CNT_LB 82 stattgefunden hat. Der Wertebereich OxO0 bis OxFF des CNT LB 82 soll möglichst vollständig für die D/A- Wandlung ausgenutzt werden. Deshalb kann es innerhalb der Fertigungstoleranzen der Komparatorbeschaltung vorkommen, daß für Werte im oberen Bereich, also für niedrige Temperaturen, noch ein Überlauf stattfindet. Dieser kann deshalb erkannt werden, weil das niederwertigste Bit 83 beim Setzen des CNT_HB 81 in S110 den Wert 0 erhalten hat. Hat ein Überlauf des CNT_LB stattgefunden, so hat das niederwertigste Bit 83 des CNT_HB 81 den Wert 1. Ist dies der Fall, so erhält CNT_LB in S116 den maximalen Wert OxFF zugewiesen, ansonsten erfolgt von S114 direkt ein Sprung zu S118.

In S118 wird der Wert von CNT LB invertiert und im Register NTCVAL abgelegt.

Das Invertieren macht aus CNT LB den Wert (255-CNT_LB), so daß jetzt ein kleiner NTC-Wert NTCVAL einer niedrigen Temperatur und ein großer NTC-Wert NTCVAL einer hohen Temperatur entspricht. Der Komparator wird durch CMPEN : = 0 gestoppt und CP+ 22 wird auf LOW gesetzt, damit der Kondensator 14 vor der nächsten A/D- Wandlung entladen wird. Letztere findet statt, wenn das CNT_HB den Wert Null erreicht.

Fig. 7 zeigt ein Zeitdiagramm der A/D-Wandlung. CNT_HB 81 dient als Zähler für die Zeit zwischen den einzelnen A/D-Wandlungen. Es hat am Anfang den Wert OxFF, und CP+ ist auf LOW, der Kondensator 14 ist also entladen.

Zum Zeitpunkt 84 bzw. 84'springt CNT_HB 81 auf OxO0 um. Damit startet die A/D- Wandlung. CNT_HB 81 wird auf OxFC gesetzt, um den Zeitraum bis zur nächsten A/D- Wandlung festzulegen, und CP+ wird auf TRISTATE gesetzt, um ein Aufladen des Kondensators 14 zu ermöglichen.

Zum Zeitpunkt 85 bzw. 85'erreicht die Spannung UC14 des Kondensators 14 das Potential 86 am Knotenpunkt 21 a, und die Variable CMPReadBit ändert ihren Zustand von 0 auf 1. Jetzt wird geprüft, ob ein Überlauf von CNT_LB 82 stattgefunden hat, der Komparator 20 (Fig. 2) wird ausgeschaltet, und CP+ wird auf LOW geschaltet, um den Kondensator 14 wieder zu entladen. Die nächste A/D-Wandlung geschieht beim Inkrement des CNT_HB von OxFF auf OxO0, also zum Zeitpunkt 84'.

Hysterese-und Sensorabrißfunktion : Der eigentlichen Berechnung der Solldrehzahl durch die Kennlinienfunktion sind eine Hysterese-und eine Sensorabrißfunktion vorgeschaltet.

Fig. 8 zeigt eine Kennlinie 180 (durchgezogene dünne Kurve) mit Hysterese 182 (gestrichelte dünne Kurve), in die ein Beispielverlauf 184 von Temperatur und Solldrehzahl eingetragen ist (dicke durchgezogene Kurve).

Die Solldrehzahl nsverläuft bei zunehmender Temperatur T von dem Punkt 185 entlang der durchgezogenen Kennlinie 180 bis zum Punkt 186.

Bei abnehmender Temperatur bleibt die Solldrehzahl so lange konstant, bis die gestrichelte Hysteresekurve bei Punkt 187 erreicht wird. Daraufhin springt die Sohdrehzah ! auf die für diese Temperatur durch die durchgezogene Kennlinie vorgegebene Solldrehzahl bei Punkt 188.

Bei ansteigender Temperatur verläuft die Solldrehzahl entlang der Kennlinie 180 vom Punkt 188 zum Punkt 189, an dem der Beispielverlauf 184 endet. Die Hysterese wirkt so einem Schwingen der Drehzahl entgegen, weil bei abnehmender Temperatur die Drehzahl erst dann reduziert wird, wenn die Temperatur um einen bestimmten Mindestwert gefallen ist.

Fig. 9 zeigt das Hysterese-Flußdiagramm. Die Hysterese wird dadurch erreicht, daß der vom A/D-Wandler digitalisierte Temperaturwert NTCVAL mit dem vorherigen und zuvor abgespeicherten Wert NTCOLDverg !ichen wird. Ist NTCVALgrößera!s NTC_OLD, so wird er für die Berechnung der Solldrehzahl !ns verwendet (S210), weil die Temperatur zugenommen hat. Ist die Antwort"Nein", so wird in Schritt S212 NTC_VAL von NTC OLD subtrahiert. lst die Differenz größer als ein Hysteresewert HYST, so wird die Hystereseroutine verlassen und mit dem Wert NTCVAL weitergearbeitet (S212). Ansonsten wird dem Wert NTCVAL der alte Wert NTCOLD zugeordnet (S214). Der Hysteresewert HYST kann bei der Konfiguration des Motors in den RAM-Bereich des, ut 11 geladen werden und ist somit ebenfalls frei programmierbar. Der Motor erhält durch die Hysterese-Funktion einen ruhigen Drehzahiverlauf.

Fig. 10 zeigt ein Flußdiagramm einer Sensorabrißfunktion. Die Sensorabrißfunktion ist eine Sicherheitsfunktion, die bei einer Beschädigung des NTC-Widerstands 18 (Fig. 4) bzw. von dessen Anschlüssen, einem sogenannten Sensorabriß, eine sogenannte Sensorabriß-Drehzahl a) s Soiidrehzahi vorgibt, tst z. B. der NTC- Widerstand defekt, und hat er den Widerstandswert Unendlich, so erhält man einen sehr kleinen NTC-Wert NTCVAL. Daher wird ein Sensorabriß-Temperaturwert T SA definiert, und bei allen NTC-Werten NTCVAL, die kleiner als TSA sind, wird davon ausgegangen, daß ein Sensorabriß vorliegt.

Der aus der zuvor beschriebenen A/D-Wandlung erhaltene NTC-Wert NTCVAL wird in S200 mit dem Sensorabriß-Temperaturwert TSA, der ebenfalls 1 Byte groß ist (z. B. T SA : = 0x38), verglichen. Ist NTCVALgrößer, so wird die Berechnung der So)idrehzahins wie in den folgenden Figuren beschrieben fortgesetzt (S202). ist NTC_VAL jedoch kleiner, liegt also ein Sensorabriß vor, so wird die komplette Solldrehzahlberechnung übersprungen, und für die Solldrehzahl ns wird eine Sensorabriß-Drehzahl n_SA verwendet (S204), gewöhnlich die maximale Drehzahl des Motors.

Die Werte T SA und n_SA werden bei der Konfiguration des Motors in den RAM- Bereich des u. C 11 geladen und sind somit frei programmierbar.

Kennlinienfunktion Der durch die A/D-Wandlung ermittelte NTC-Wert NTCVAL wird nun in eine Solldrehzahl umgerechnet.

Fig. 11 zeigt beispielhaft eine durch vier Kennliniendefinitionspunkte (ausgefüllte Punkte mit den Zahlen 1 bis 4) definierte Kennlinie n = f (T). Z. B. entspricht eine Temperatur von 0° C (Punkt 1) einer Drehzahl von 2000 U/min, ebenso eine Temperatur von 30° C (Punkt 2). Eine Temperatur von 60° C (Punkt 3) entspricht 4000 U/min, ebenso eine Temperatur von 100° C (Punkt 4). Zwischen den Temperatur- Drehzahl-Punkten 1,2,3 und 4 wird bei diesem Ausführungsbeispiel linear interpoliert. Die Berechnung der benötigten Zwischenpunkte geschieht durch den u. C 11.

Die Definition einer Kennlinie durch wenige Kennliniendefinitionspunkte spart viel Speicher und erlaubt eine einfache Änderung der Kennlinie durch Speicherung von Punkten mit neuen Werten. Falls eine Sensorabrißfunktion verwendet wird, wird der Definitionspunkt mit der niedrigsten Temperatur an der auf die Sensorabrißtemperatur TSA (vgi. S200 in Fig. 10) folgenden Temperatur T_SA + 1 gewählt. Falls keine Sensorabrißfunktion verwendet wird, wird der Definitionspunkt mit der niedrigsten Temperatur als kleinste meßbare Temperatur (Kennlinientemperaturwert 0x00, entspricht z. B. einer Temperatur von-62 °C) gewählt.

Der Definitionspunkt mit der höchsten Temperatur kann als die höchstmögliche Temperatur gewählt werden (OxFF bei einem Byte Speicherplatz). Eine Alternative besteht darin, für alle Temperaturwerte, die größer als der letzte Definitionspunkt sind, die Drehzahl des letzten Definitionspunkts zu wählen. Dann kann der letzte Definitionspunkt auch einen niedrigeren Temperaturwert als OxFF haben.

Fig. 12 zeigt die für jeden Kennliniendefinitionspunkt P der Kennlinie aus Fig. 11 die gespeicherten Temperatur-und Drehzahlwerte. Die Werte sind jeweils in physikalischen und programminternen Größen angegeben. Jeder Temperaturwert T belegt ein Byte Speicher, der zugehörige Drehzahlwert n zwei Byte. Evtl. wird noch eine zugehörige Steigung S = An/AT mit zwei Byte gespeichert, um die Interpolation zu beschleunigen. Das höchstwertigste Bit der zwei Bytes der Steigung dient dabei als Vorzeichen-Bit, so daß auch negative Steigungen möglich sind. Die Zuordnung der programminternen Temperaturspeicherwerte (0x00 bis OxFF) zu der physikalischen Außentemperatur hängt von der Beschaltung des A/D-Wandlers ab.

So kann z. B. ein Temperaturspeicherwert von 0x10 auch einer negativen physikalischen Temperatur von-10 °C entsprechen.

Fig. 13 zeigt ein Flußdiagramm für die Solidrehzahl-Berechnungsroutine. Die Kennliniendefinitionspunkte besitzen in diesem Beispiel jeweils einen Temperaturwert, einen Drehzahlwert und eine Steigung, die für den Bereich von dem Kennliniendefinitionspunkt bis zu dem folgenden Kennliniendefinitionspunkt gilt.

Beim Starten des FC 11 werden die Temperaturwerte T (Fig. 12) aus dem EEPROM 26 ausgelesen und in den RAM-Bereich des IlC 11 eingelesen, um einen schnellen Zugriff zu ermöglichen. Die Drehzahlwerte und die Steigungswerte verbleiben (aus Gründen des begrenzten RAM-Speichers) im EEPROM 26 und werden bei Bedarf von dort geladen. Im EEPROM 26 sind alle Temperaturwerte hintereinander in einem Block gespeichert, die Drehzahl-und gegebenenfalls Steigungswerte hintereinander in einem anderen Block. Falls genügend RAM-Speicher vorhanden ist, so können auch die Drehzahl und die Steigung in den RAM-Speicher des, ut 11 geladen werden.

Beim Sprung in die Solidrehzahl-Berechnungsroutine wird in S300 der Zahler N auf 1 gesetzt. Die Temperaturwerte sind als Tabelle T (N) abgelegt, und in S302 wird verglichen, ob der N-te Temperaturwert T (N) kleiner als NTCVAL ist. lst dies der Fall, so wird nach S301 gesprungen, und N wird um 1 erhöht. Daraufhin wird wieder nach S302 gesprungen. Ist NTCVAL nicht mehr größer als T (N), so weiß man, daß entweder NTCVAL = T (N) ist, oder zwischen T (N) und T (N-1) liegt. In S304 wird auf Gleichheit geprüft. Besteht Gleichheit, so wird der Solldrehzahl ns der Solidrehzahlwert n (N) des Kennliniendefinitionspunktes N zugeordnet und an das Ende gesprungen.

Ist in S304 nicht T (N) = NTCVAL, so wird in S306 der Variablen A der Wert N-1 zugeordnet, A entspricht also dem dem Kennliniendefinitionspunkt N vorhergehenden Kennliniendefinitionspunkt.

In S307 wird dann schließlich die Solldrehzahl nsfürNTCVAL berechnet.

Fig. 14 zeigt hierzu ein Beispiel für einen Wert NTCVAL 159, der zwischen dem zweiten und dem dritten Definitionspunkt einer Kennlinie liegt. A hat also den Wert 2.

Der Abstand X zwischen dem Temperaturwert T (A) und NTCVAL wird durch Subtraktion ermittelt (S307). Die zu NTCVALzugehörigeSo)tdrehzah!ns wird durch Addition des Produkts aus Steigung S (N) und X zu der Drehzahl n (A) von Punkt A ermittelt, also nS : = n (A) + X * S (N).

Eine mögliche Variante zu dieser Art der Interpolation besteht darin, die Steigung nach links, also von dem jeweiligen Kennliniendefinitionspunkt N in Richtung des Kennliniendefinitionspunkts N-1, zu definieren. In diesem Fall geschieht die Berechnung von ns (S306, S307) nicht von Punkt N-1 aus, sondern von Punkt N.

Fig. 15 zeigt die Berechnung der Solldrehzahl für den Fall, daß bei den Kennliniendefinitionspunkten keine Steigung mit abgespeichert ist. Die Schritte S300 bis S305 aus Fig. 13 werden identisch ausgeführt. Falls in S304 jedoch nicht T (N) = NTCVAL ist, so werden in S306'beide den NTCVAL 159 (Fig. 14) umgebenden Kennliniendefinitionspunkte A : = N-1 und B : = N definiert, siehe wieder Fig. 14. In S307'wird nun die Steigung S zwischen Punkt A und B von Punkt A aus berechnet.

Die Temperaturdifferenz DT (AT) wird durch Subtraktion von T (A) von T (B) berechnet, die Drehzah !differenzDn(An) durch Subtraktion von n (A) von n (B) und die Steigung S durch Division von Dn durch D T. Der Abstand X zwischen NTCVAL und dem Temperaturwert T (A) und die So !idrehzahtnS werden wie in Fig. 13 berechnet.

Aus der Beschreibung von Fig. 15 ist ersichtlich, daß das Abspeichern einer Steigung zu jedem Kennliniendefinitionspunkt einen Teil der Berechnungen in S307 (Fig. 13) erspart und damit auch Programm-Code und Programm-Abarbeitungszeit.

Umrechnung der Solidrehzahl in eine"Hall-Länge"HL_s Fig. 16 zeigt ein Diagramm mit dem Hallsignal HALL (Fig. 4), das am Port INT des , uC 11 (Fig. 4) anliegt, den zugehörigen Werten fur OUT1, OUT2 (Fig. 19) und den Zeitpunkten für das Auftreten der Hall-Interrupts. Anhand des Signals HALL wird die Kommutierung der Signale OUT1 und OUT 2 (Fig. 19) für die Steuerung des Motors 9 und die Berechnung der Ist-Hall-Länge HL_i vorgenommen, wie es hier in einer beispielhaften Ausführung gezeigt wird. Jeder Wechsel von HALL löst in dem uC 11 einen Hall-lnterrupt aus, welcher in der Fig. 16 durch ein Y gekennzeichnet ist. Da die Kommutierung sehr präzise sein muß, damit der Motor ruhig läuft, hat dieser Interrupt Vorrang vor allen anderen Vorgängen im Motor, d. h. er unterbricht alle anderen, gerade laufenden Prozesse, wobei aber der gerade in Arbeit befindliche Befehl noch ausgeführt wird, anschließend die Befehlsfolge dieses Interrupts abläuft, und dann der zuvor unterbrochene Prozess wieder fortgesetzt wird.

Fig. 17 zeigt eine beispielhafte Hall-Interruptroutine, die bei jedem Hall-interrupt ausgeführt wird.

In S320 wird die Hall-Länge HL_i bestimmt. Ein aktueller Timerwert tA wird aus einem Timer ausgelesen, und durch die Subtraktion des gespeicherten Timerwerts t0 vom Zeitpunkt des vorhergehenden Timer-Interrupts wird die Hall-Lange HL_i : = tA-10 berechnet. Daraufhin wird der aktuelle Timerwert tA in t0 gespeichert (S320). Die Auflösung des in diesem Ausführungsbeispiels verwendeten Timers ist 1 , us, die Hall-Länge HLJ liegt a) so in jis vor. Sie ist ein Maß für die Drehzahl des Motors 9.

In den folgenden Schritten wird die Kommutierung ausgeführt. In S322 wird geprüft, ob HALL = 1 (HIGH) ist. lst HALL = 1, so wird in S324 OUT2 auf LOW gesetzt. Jetzt sind OUT1 und OUT2 auf LOW, und in S326 wird eine zeitliche Kommutierungslücke eingefügt, um bei der Kommutierung einen Kurzschluß in der Brückenschaltung 37 zu verhindern. Die Kommutierungslücke hat z. B. eine Dauer von 50, us. In S328 wird OUT1 auf HIGH gesetzt. In S329 wird schließlich der Port HALL konfiguriert, bei welcher Flanke er einen Hall-lnterrupt HALL_INT auslösen soll. Die Flanke kann entweder so eingestellt werden, daß bei dem Übergang HIGH nach LOW (fallende Flanke) ein Interrupt ausgelöst wird, oder aber bei dem Übergang von LOW nach HIGH (steigende Flanke). Da in dem Zweig S324 bis S329 das Hall-Signal auf HIGH ist, muß der Port HALL auf einen Interrupt bei fallender Flanke, also HIGH nach LOW eingestellt werden, damit beim nächsten Hall-Wechsel wieder ein Hall-Interrupt ausgelöst wird.

Ist in S322 HALL = 0 (LOW), so geschieht in S330-S335 analog die umgekehrte Kommutierung und das umgekehrte Setzen von HALL_INT. Für die Realisierung einer zeitlichen Verschiebung der Kommutierungszeitpunkte wird auf DE 197 00 479.2 (intern : D201 i) verwiesen.

Die Umrechnung der Sot !drehzah!ns mit der Einheit U/min in eine"Hall-Lange" HL_s wird im folgenden aufgezeigt. Für die Hall-Länge HL'in Sekunden gilt HL'= T/P mit der Periodendauer T für eine Rotordrehung in s und der Polzahl P des Rotors. Mit T = 1/f f=n/60 wobei f die Frequenz in Hz und n die Drehzahl in Umdrehungen pro Minute ist, ergibt sich HL'= 60 [s]/ (n/ min-1 P) Da die über den Hall-Sensor gemessene Hall-Länge in Rs vorliegt, wird HL'zu HLs renormiert HL_s = 1 000 000 HL' Für P = 4, also einen vierpoligen Rotor, ergibt sich HLs = 15 000 000 , us/ (n/ min~1).

Der gewünschten Drehzahl ns = 2870 min-1 entspricht z. B. eine"Hall-Länge"HL_s von HL_s = 15 000 000 µs/2870 = 5226, us. Die maschineninterne Hexadezimaldarstellung hierfür ist 0x146A. Zur Auswertung von HL_i und HLs vergleiche Fig. 20.

EEPROM-Funktion Fig. 18 zeigt den Ausschnitt der Schaltung, der das EEPROM 26 und das Businterface 30 betrifft. Die Pinbelegung des, uC 11 ist wieder Fig. 3 zu entnehmen.

Gleiche oder gleich wirkende Teile wie in den vorhergehenden Figuren sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort. Das EEPROM 26 ist z. B. vom Typ"2- Wire Serial CMOS EEPROM AT24C01A" (ATMEL) Das EEPROM 26 erhält an seinem Dateneingang SDA das Signal ESDA (Fig. 3) des RC 11 und an seinem Eingang SCL das Signal ESCL. Beide Leitungen sind über Widerstände 172,173 mit +Vcc verbunden.

Der Schreibschutzeingang WP des EEPROM 26 ist mit dem Pin CS (Chip Select) des RC 11 verbunden. Ist CS auf HIGH, so ist das EEPROM 26 schreibgeschützt, ist CS auf LOW, so können Daten in das EEPROM 26 geschrieben werden. Die Anschlüsse VSS, AD, A1 und A2 des EEPROM 26 sind mit Masse 100 verbunden, und der Anschluß VCC des EEPROM 26 mit +Vcc.

Die Leitungen ESDA und ESCL stellen also den seriellen Bus zwischen dem, uC 11 und dem EEPROM 26 dar, der als IIC-Bus betrieben werden kann.

Normalerweise wird das EEPROM 26 in der Fabrik einmal über das Businterface 30 programmiert, eine Neuprogrammierung ist jedoch jederzeit möglich. Auch kann das EEPROM 26 z. B. als Betriebsdatenspeicher dienen, z. B. für Einschaltzyklen, maximal aufgetretene Temperatur, Betriebsstunden und Fertigungsdaten.

Das Businterface 30 arbeitet mit einem IIC-Bus. Es verfügt über eine Datenleitung DATA mit einem Anschluß 160, die über einen Widerstand 162 an den Anschluß SDA des, ut 11 angeschlossen ist. Vom Anschluß SDA führt ein Widerstand 165 zu +Vcc und ein Kondensator 167 zu Masse 100. Außerdem ist der Anschluß SDA mit dem Emitter eines pnp-Transistors 168 verbunden, dessen Kollektor mit Masse 100 und dessen Basis über einen Widerstand 169 mit dem Anschluß N16 des RC 11 verbunden sind.

Weiterhin hat das Businterface 30 eine Taktleitung CLOCK mit einem Anschluß 161, die über einen Widerstand 163 an den Anschluß SCL des RC 11 angeschlossen ist.

Vom Anschluß SCL des, uC 11 führt ein Widerstand 164 zu +Vcc und ein Kondensator 166 zu Masse 100.

Die Schaltung mit dem pnp-Transistor 168 dient dazu, sowohl den Ausgang N16 als auch den Eingang SCL des, ut 11 mit der bidirektionalen Leitung DATA des IIC- Buses zu verbinden.

Für eine weitergehende Beschreibung des EEPROM 26, des Businterfaces 30 und deren Programmierung wird auf DE 198 26 458.5 (intern : D215) verwiesen.

Ein Paßwortschutz kann dadurch verwirklicht werden, daß bei der Übertragung von zwei besonderen aufeinanderfolgenden Bytes von dem externen IlC-Bus 30 zu dem RC 11, z. B. den Bytes OxFA und Ox4A, in dem, uC 11 ein Bit BACCESS in einer Speicherstelle ACCESS gesetzt wird, und bei gesetztem BACCESSzusätzliche Funktionen zum Verändern von Parametern, zum Auslesen des EEPROM 26 und/oder zum Beschreiben des EEPROM 26 zur Verfügung stehen. So ist z. B. ein Schutz vor einem unerlaubten Andern der Kennlinie durch den Kunden möglich.

Weiterhin kann über den Bus 30 ein Betriebsstundenzähler abgefragt werden. Dieser wird dadurch verwirklicht, daß beim Start des Lüfters ein aus drei Byte bestehender 24-Bit-Wert WRK_TIME aus dem EEPROM 26 in den RC 11 geladen wird, und bei jedem 10. Beginn einer A/D-Wandlung, also in dem vorherigen Beispiel jede 10.

Minute, der 24-Bit-Zähler WRK_TIME um 1 inkrementiert und in das EEPROM 26 zurückgeschrieben wird. Der Wert WRK TIME kann dann z. B. über den IIC-Bus 30 abgefragt werden. Das Abzählen von je 10 A/D-Wandlungen geschieht über einen weiteren Zähler WRK 10.

Regelung des Motors Fig. 19 zeigt den für Regelung und Antrieb des Motors wichtigen Teil der Schaltung.

Die Belegung der Anschlüsse des, ut 11 ist wieder Fig. 3 zu entnehmen. Die Ausgänge OUT1 und OUT2 des u. C 11 steuern die als H-Brücke 37 geschalteten npn- Transistoren 141,142,143 und 144. Je nachdem, ob OUT1 auf HIGH und OUT2 auf LOW oder umgekehrt gesetzt sind, verläuft der Strom durch die Statorwicklung 38 in die eine oder die andere Richtung. Zwischen dem Umschalten sind OUT1 und OUT2 kurzzeitig beide auf LOW, um einen Kurzschluß in der Brücke 37 verhindern. Die Kommutierung erfolgt elektronisch, und die Lage des Rotors 39 wird über den Hallsensor 40 erfaßt, der bei Fig. 4 näher beschrieben ist.

Ein Ausgang RGL des, ut 11 ist über einen Widerstand 123 an einen Kondensator 124 angeschlossen. Wird RGL auf HIGH gesetzt, so wird der Kondensator 124 aufgeladen, ist RGL auf LOW, so wird der Kondensator entladen, und ist RGL auf TRISTATE, so ist der Kondensator 124 von RGL abgekoppelt und halt seine Spannung. Ohne die Strombegrenzung 44, welche weiter unten beschrieben wird, könnte der Punkt 125 direkt mit dem Pluseingang des Komparators 120 verbunden werden.

Ist der npn-Transistor 150 nicht leitend, die Strombegrenzung 44 also inaktiv, so stellt sich über den Widerstand 126 an einem kleineren Kondensator 127 die gleiche Spannung wie die des Kondensators 124 ein. Über den Ausgang RGL des, ut 11 kann also die Spannung an dem Pluseingang des Komparators 120 beeinflußt werden.

An dem Minuseingang des Komparators 120 liegt ein durch einen Dreiecksoszillator 35 erzeugtes Dreiecksignal an. Der Dreiecksoszillator 35 weist einen Komparator 130 auf. Vom Ausgang P3 des Komparators 130 führt ein Mitkopplungswiderstand 132 zu dessen Pluseingang, und ebenso führt ein Gegenkopplungswiderstand 131 vom Ausgang P3 des Komparators 130 zum Minuseingang des Komparators 130. Ein Kondensator 135 liegt zwischen dem Minuseingang des Komparators 130 und Masse 100. Der Ausgang des Komparators 130 ist ferner über einen Widerstand 133 mit +Vcc verbunden. Der Pluseingang des Komparators 130 ist über zwei Widerstände 134 und 136 mit +Vcc bzw. Masse 100 verbunden.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise des Dreiecksgenerators 35 sind in Fig. 19 drei Potentialpunkte P1, P2 und P3 angegeben. Beim Einschalten der Anordnung liegt P1 durch den entladenen Kondensator 135 auf Masse 100, P2 liegt über 134 an +Vcc und ist damit größer als P1. Der Komparatorausgang und damit P3 liegen deshalb auf HIGH. Dadurch wird der Kondensator 135 über die Widerstände 133 und 131 geladen, das Potential an P1 und damit das Dreieckssignal steigen an. Der Wert P2 ergibt sich aus a) der Parallelschaltung der Widerstände 134,133 und 132, und b) dem unteren Spannungsteilerwiderstand 136.

Durch das Aufladen des Kondensators 135 wird schließlich P1 höher als P2, und dadurch schaltet der Ausgang P3 des Komparators 130 auf LOW, also Masse um. P3 geht also auf Null. Deshalb beginnt nun der Kondensator 135, sich über den Widerstand 131 und den Komparator 130 zu entladen, und dies ergibt den abfallenden Teil des Dreieckssignales. Der Wert P2 ergibt sich nun aus a) der Parallelschaltung der Widerstände 132 und 136, und b) dem Spannungsteilerwiderstand 134.

Fällt durch die Entladung des Kondensators 130 P1 unter P2, so schaltet der Komparator 130 wieder auf HIGH, an P3 liegt also wieder +Vcc. So entsteht ein Dreiecksignal mit z. B. 25 kHz.

Liegt die Spannung des Dreiecksignals am Minuseingang des Komparators 120 unter der des Referenzsignals am Pluseingang des Komparators 120, so ist der Ausgang OFF des Komparators 120 auf HIGH, und die unteren Transistoren 141 bzw.

143 können über die logischen UND-Glieder 147 bzw. 148 durch OUT1 bzw. OUT2 geschaltet werden. Liegt die Spannung des Dreieckssignals über der des Referenzsignals, so ist der Ausgang OFF des Komparators 120 auf LOW und damit kann die Statorwicklung 38 nicht bestromt werden.

Über die Spannung am Kondensator 124 und damit auch am Kondensator 127 wird also das sogenannte Tastverhältnis eingestellt, das Verhältnis der Dauer, die der Ausgang des Komparators 120 während einer Periode des Dreieckssignals auf HIGH ist zu einer ganzen Periode. Das Tastverhältnis kann zwischen 0 % und 100 % liegen. lst die Motordrehzahl z. B. zu hoch, so wird der Kondensator 124 über RGL entladen und damit das Tastverhältnis verkleinert. Das Ganze wird als Pulsweitenmodulation (PWM) bezeichnet. Der Pull-Up-Widerstand 128 dient dazu, den Open-Collector-Ausgang OFF des Komparators 120 bei HIGH auf +Vcc zu ziehen.

Um beim Einschalten des Motors den Motor starten zu können, wird der Kondensator 124 bei der Initialisierung eine vorgegebene Zeitdauer über RGL aufgeladen, damit die Spannung am Kondensator 127 den erforderlichen Mindestwert für das Einschalten der Brücke 37 erreicht.

Die Strombegrenzung 44 wird dadurch verwirklicht, daß der Strom in der Statorwicklung 38 über einen Meßwiderstand 140 zu Masse 100 fließt. Je höher der Strom durch den Widerstand 140 ist, desto höher ist die Spannung an ihm und damit auch das Potential am Punkt 149.

Erreicht das Potential an 149 einen bestimmten Wert, so wird der Transistor 150 leitend und reduziert die Spannung am Kondensator 127, und das Tastverhältnis am Ausgang des Komparators 120 wird dadurch kleiner. Der Widerstand 126 verhindert, daß der große Kondensator 124 bei einer Strombegrenzung mit entladen wird und beschleunigt die Strombegrenzung, da der kleine Kondensator 127 schnell entladen werden kann. Nach dem Ende der aktiven Strombegrenzung wird der kleinere Kondensator 127 durch den Kondensator 124 wieder aufgeladen und so auf dessen Spannung gesetzt. Der Widerstand 126 und der Kondensator 127 bewirken also eine Prioritierung der Strombegrenzung 44.

Die Strombegrenzung 44 weist ein Filterglied aus einem Widerstand 151 und einem Kondensator 152 gegen Masse, gefolgt von dem npn-Transistor 150, der bei einer genügend hohen Spannung an seiner Basis den Pluseingang des Komparators 120 auf Masse 100 zieht, auf. Dahinter folgt ein weiteres aus den Widerständen 153 und 155 und dem Kondensator 154 bestehendes Siebglied.

Für die Beschreibung einer alternativen Form der Strombegrenzung wird auf DE 198 26 458.5 (intern : D215) verwiesen. Sie kann wie dort auch mit Hilfe eines Komparators aufgebaut werden und programmgesteuert sein.

Regelroutine Fig. 20 zeigt eine mit Hilfe des, ut 11 verwirklichte Regelung der Motordrehzahl.

In S404 wird die Regeldifferenz aus den Ha !!ängenHLs und HL_i (vgl. Fig. 16) berechnet. Die Berechnung wird in Fig. 21 näher erläutert. Das Ergebnis ist eine positive Stellgröße CNT_R für die Größe (Betrag) der Regeldifferenz und ein Vorzeichen VZ_R, das angibt, ob der Motor zu schnell (VZ_R = 0) oder zu langsam (VZ_R = 1) ist.

In S418 wird überprüft, ob VZ_R = 1 ist. Ist VZ_R = 1, so ist der Motor zu langsam, und der Kondensator 124 (Fig. 19) muß aufgeladen werden. Hierzu wird in S422 der Port RGL (Fig. 3, Fig. 19) durch RGL : = 1 auf HIGH gesetzt. Analog wird in S420 der Port RGL durch RGL : = 0 auf LOW gesetzt, falls VZ_R = 0 ist, der Motor also zu schnell ist.

Nach dem Setzen des Ports RGL wird beim Beispiel nach Fig. 20 eine zu dem Betrag CNT_R der Regeldifferenz proportionale Zeit gewartet, während der der Kondensator 124 und damit auch der Kondensator 127 (Fig. 19) aufgeladen bzw. entladen werden.

Hierzu wird in S424 eine Schleife begonnen. CNT_R wird um 1 vermindert, und es wird z. B. 10 tis fang gewartet. Daraufhin wird in S426 überprüft, ob CNT_R > 0 ist. ist dies der Fall, so ist der als Schleifenzähler verwendete Wert CNT_R noch nicht abgearbeitet, und es wird zurück nach S424 gesprungen. lst in S426 CNT_R = 0, so ist die Schleife insgesamt CNT_R mal durchlaufen worden, wobei mit CNT_R der in S404 berechnete ursprüngliche Wert CNTR gemeint ist.

Nach der Beendigung der Schleife (S424 und S426) wird in S428 der Port RGL wieder auf TRISTATE gesetzt, und das Aufladen bzw. Entladen des Kondensators 124 ist beendet.

Fig. 21 zeigt an einem Zahlenbeispiel die Berechnung der Stellgröße CNT_R und des Vorzeichens VZ_R aus der Regeldifferenz, also S404 aus Fig. 20. In S440 wird die Differenz D_HL von der der Solldrehzahl entsprechenden"Hallänge"HL s und der gemessenen Hallage HL_i (Fig. 16) berechnet. Als Beispiel wird eine Solldrehzahl von 1000 U/min angenommen, welche einer"Hallänge"von 15000, us und damit einer Zweibytedarstellung Ox3A98 entspricht. Die Istdrehzahl beträgt hier 1100 U/min, was einer Hallänge von 13636, us und einer Zweibytedarstellung 0x3544 entspricht. Die Differenz D_HL beträgt damit 0x0554 und ist in S440 auch binär dargestellt.

In S442 wird überprüft, ob die Differenz D_HL positiv ist. lst dies der Fall, so wird in S444 VZ_R auf Null gesetzt, ansonsten wird in S446 D_HL aus der umgekehrten Differenz (HLJ-HLs) berechnet und ist damit positiv, das Vorzeichen VZ_R wird auf 1 gesetzt.

In S448 wird D_HL drei mal nach rechts geshiftet, wobei in das höchstwertigste Bit (MSB) von HB immer eine Null nachgeschoben wird. Das Shiften geschieht, da die Stellgröße CNT_R nur 1 Byte groß sein darf und die Regeldifferenz D_HL oft zu groß ist. Ein dreimaliges Shiften nach rechts entspricht einer ganzzahligen Division durch 8 ohne Berücksichtigung des Restes. Bei dem Shiften geht die Information der untersten drei Bits des LB verloren. Das Shiften des Beispiels aus S440 wird in Binärdarstellung gezeigt.

In S450 wird überprüft, ob nach dem dreimaligen Shiften nach rechts HB = 0 ist. Ist dies nicht der Fall, so ist das geshiftete D_HL immer noch größer als 1 Byte, und CNT_R wird in S458 auf den maximalen Wert OxFF (binär : 11111111) gesetzt. Ist in S450 HB = 0, so wird in S452 überprüft, ob auch LB= 0 ist. Ist LB ungleich Null, so wird in S456 CNT_R auf LB gesetzt. In unserem obigen Beispiel wird CNT_R auf OxAA gesetzt, dezimal entspricht dies 170. War in S452 LB = 0, so ist es möglich, daß trotzdem vor dem Shiften in S448 eine Regeldifferenz in den unteren drei Bits von LB bestanden hat. Um nicht auf Dauer eine kleine Regeldifferenz zu behalten, wird deshalb CNT_R in S454 auf 0x01 gesetzt. Das Vorzeichen VZ_R und der Wert CNT_R am Ende der Routine der Fig. 21 werden in Fig. 20 für die Regelung verwendet.

Fig. 22 zeigt das PWM-Signal OFF für den Fall, daß RGL = TRISTATE ist, Fig. 23 zeigt das Signal OFF beim Aufladen des Stelikondensators 124 und Fig. 24 das Signal OFF beim Entladen des Stelikondensators 124.

Fig. 22A, 23A und 24A zeigen die Schaltung der Regelung. Der Dreiecksoszillator 35 ist an dem Minuseingang des Komparators 120 angeschlossen. Der Ausgang RGL ist mit einem Ersatzschaltbild im Inneren des ; j. C 11 für den jeweiligen Zustand RGL = TRISTATE, RGL = HIGH und RGL = LOW dargestellt. Über den Strombegrenzungswiderstand 123 wird durch RGL der Stellkondensator 124 unverändert gelassen (Fig. 22), aufgeladen (Fig. 23) bzw. entladen (Fig. 24). Am Ausgang OFF liegt das PWM-Signal mit einem durch die Spannung U_C bestimmten Tastverhältnis vor.

Fig. 22B, 23B und 24B zeigen die zeitliche Veränderung der Spannung UC bei dem jeweiligen Zustand des Ausgangs RGL, wobei in Fig. 23B und 24B RGL zum Zeitpunkt 194 von RGL = TRISTATE auf HIGH bzw. LOW umgeschaltet werden.

Fig. 22C, 23C und 24C zeigen jeweils in einem Spannungs-/Zeit-Diagramm die Spannung U_D des durch den Dreiecksoszillator 35 erzeugten Dreieckssignals und die Spannung UC des Stellkondensators 124 bei dem jeweiligen Zustand des Ausgangs RGL. Es ist zu beachten, daß hier der Augenblickswert der Dreiecksspannung U_D stets größer ist als der Wert 0.

Fig. 22D, 23D und 24D zeigen das aus Fig. 22C, 23C und 24C resultierende PWM- Signal OFF. In Fig. 22D bleibt das Tastverhältnis über die Zeit gleich, in Fig. 23D wird es bei zunehmendem UCgrößer, und in Fig. 24C wird es bei abnehmendem UC kleiner.

Fig. 23E zeigt einen vergrößerten Ausschnitt 192 aus Fig. 23B. Das Ansteigen der Spannung UC des Kondensators wird immer wieder unterbrochen. Dies ist auf das in Fig. 29 beschriebene Aufteilen der Regelung in kleine zeitliche Portionen oder Häppchen zurückzuführen. In Fig. 29 wird bei jedem Aufruf der Regelung RGL auf HIGH gesetzt und der Kondensator 124 wird kurzzeitig aufgeladen. Vor dem Verlassen der Regelung wird RGL wieder auf TRISTATE gesetzt und die Spannung U_C am Kondensator 124 bleibt konstant. In Fig. 23E ist das Aufladen mit CH bezeichnet, und die konstanten Intervalle sind mit N-CH bezeichnet.

Fig. 24E zeigt analog einen vergrößerten Ausschnitt 193 aus Fig. 24B für den Fall, daß der Kondensator 124 entladen wird, ebenfalls für den Ablauf gemäß Fig. 29.

Fig. 25 zeigt den Gesamtablauf der Regelung. Die Temperatur wird in S500 über den temperaturabhängigen NTC-Widerstand NTC detektiert (Fig. 2 und 4). Über die A/D-Wandlung A/D in S502 wird aus der Spannung U_NTC am NTC-Widerstand ein digitaler Temperaturwert NTCVAL (Fig. und 7). In S504 wird eine Hysterese HYST der Kennlinie verwirklicht (Fig. 8 und 9). In einer Sensorabrißfunktion SA in S506 wird überprüft, ob ein Defekt des A/D-Wandlers A/D vorliegt (Fig. 10). Bei einem Sensorabriß wird die Berechnung der Solldrehzahl umgangen, in S508 eine feste Sensorabrißdrehzahl n_SA gewähit und zu der Hall-Längenberechnung"CALC HLs"in S512 gesprungen. Mit dem NTC-Wert NTCVAL aus der Hysteresefunktion HYST wird in S510 über eine Kennlinienfunktion"f (NTCVAL)"eineSoiidrehzahins berechnet (Fig. 11,12,13,14 und 15). Die Solldrehzahl wird in S512 durch eine Hall- Längenberechnung"CALC HLs"ineine"Haii-Länge"HLs umgerechnet. Die Ist- Drehzahl des Motors wird in S514 über einen Hall-Sensor detektiert, der ein Signal HALL liefert (Fig. 4,16 und 17). Über die durch das Signal HALL ausgelösten Hall- Interrupts wird in S516 ("MEAS HL_i") die Hall-Länge HL_i zwischen zwei Hall- Interrupts gemessen (Fig. 16 und 17). Mittels der beiden Hall-Längen für den Soll- und den Istwert berechnet der Regler"CALC"in S518 einen Stellwert CNT_R für die Größe der Differenz von HLs und HL_i und ein Vorzeichen VZ_R (Fig. 21). Anhand von CNT_R und VZ_R wird in OUT die Spannung UC eines Kondensators 124 in S520 erhöht bzw. erniedrigt (Fig. 19 und 20). Über die Spannung UC des Kondensators 124 wird in PWM S522 das Tastverhältnis des PWM-Signals eingestellt (Fig. 19). Über das Tastverhältnis des PWM-Signals wird in S524 schließlich die Geschwindigkeit des Motors geregelt.

Funktionsmanager Fig. 26 zeigt ein Flußdiagramm mit einer möglichen Ausführungsform des in dem p. C 11 ablaufenden Gesamtprogramms. Nach dem Einschalten des Lüfters wird in dem gC 11 ein interner Reset ausgelöst. In S600 erfolgt die Initialiserung des, ut 11. Es werden z. B. Parameter aus dem EEPROM 26 ausgelesen, der Kondensator 124 (Fig.

19) der PWM-Regelung wird auf einen Mindestwert aufgeladen und der Watchdog- Timer WDCNT 79 wird für die A/D-Wandlung gestartet.

Nach der Initialisierung erfolgt ein Sprung in einen sogenannten Funktionsmanager 190, der in S602 beginnt. Der Funktionsmanager regelt den Ablauf der einzelnen Unterprogramme.

Als erstes werden die Funktionen abgearbeitet, die zeitkritisch sind und bei jedem Durchlauf abgearbeitet werden müssen. Hierzu zähit die Kommunikationsfunktion COMM in S602, da der IIC-Bus 30 (Fig. 18) z. B. bei einer Baudrate von 2 k alle 250, us überprüft werden muß. In S604 wird die A/D-Wandlung (S502, Fig. 25) aufgerufen und in S606 die Regelung RGL der Motordrehzahl (S518 und S520 in Fig. 25).

Fig. 27 zeigt ein beispielhaftes Funktionsregister 195, in dem für jede weitere Funktion ein Bit reserviert ist.

In diesem Beispiel ist das Funktionregister 195 1 Byte groß, und es sind, von dem niederwertigsten Bit (LSB) beginnend, die folgenden Anforderungsbits für die unten erklärten anforderbaren Funktionen definiert : FCT_FILT für die Hysterese-und Sensorabrißfunktion, FCT_PT für die Kennlinienpunktbestimmungsfunktion, FCT_IPOL für die Drehzahlinterpolationsfunktion, FCT_HL für die Hall-Längenberechnungsfunktion für die Berechnung von HLs.

Die restlichen Bits sind für weitere anforderbare Funktionen reserviert, die an den Funktionsmanager 190 angehängt werden können. Das Funktionsregister 195 belegt in diesem Ausführungsbeispiel 1 Byte, es kann aber um weitere Bytes erweitert werden.

Soll eine bestimmte anforderbare Funktion durch eine andere Funktion oder eine Interruptroutine angefordert werden, so wird das Bit der angeforderten Funktion auf 1 gesetzt. Das nächste Mal, wenn der Funktionsmanager 190 bei einem Durchlauf keine andere anforderbare Funktion mit höherer Priorität aufgerufen hat, so wird diese Funktion ausgeführt.

Ist eine angeforderte Funktion mit ihrer Abarbeitung fertig, so setzt sie ihr Bit (Fig. 27) wieder auf 0. Dies ermöglicht es, Funktionen, die nicht in einem Durchlauf abgearbeitet werden können, weil sie z. B. zu lange Zeit benötigen, aufzuteilen und in mehreren Aufrufen abzuarbeiten.

In Fig. 26 wird nach S606 in einer vorbestimmten Reihenfolge von der wichtigsten anforderbaren Funktion ausgehend jeweils geprüft, ob deren Anforderungsbit gesetzt ist. lst dies bei einer Funktion der Fall, so wird diese ausgeführt, und daraufhin wird wieder an den Anfang S602 des Funktionsmanagers 190 gesprungen. Die Reihenfolge der Überprüfung des Funktionsregisters 195 gibt die Prioritierung der anforderbaren Funktionen vor. Je höher eine solche Funktion in dem Funktionsmanager 190 steht, desto höher ist ihre Priorität.

Die aufgerufenen Funktionen müssen dabei so kurz sein, daß ihre Abarbeitungszeit, addiert zu den immer ausgeführten Funktionen S602 bis S606, nie größer als die maximal zulässige Zeit zwischen zwei Abfragen des IIC-Buses ist. In dem obigen Beispiel mit einer Baudrate von 2 k und einer maximal zulässigen Zeit von 250, us liegt die maximale Abarbeitungszeit für die in S610 bis S624 aufgerufenen Funktionen bei ca. 100, us. Die in Fig. 25 aufgeführten Funktionen müssen also meistens in zeitlich kürzere Abschnitte untergliedert werden.

Die Untergliederung der Funktionen gemäß Fig. 26 stellt nur ein bevorzugtes Beispiel dar.

In S610 wird überprüft, ob das Anforderungsbit FCT_FILT für eine Filterfunktion gesetzt ist, also den Wert 1 hat. Ist es gesetzt, so wird nach FILT S612 gesprungen, und die Hysteresefunktion (S504, Fig. 25) und die Sensorabrißfunktion (S506 und S508, Fig. 25) werden in FILT ausgeführt. Diese werden als Filterfunktion bezeichnet, weil sie durch die Hysteresefunktion kleine Schwankungen des Wertes NTCVAL in negative Richtung herausfiltern, und weil sie durch die Sensorabrißfunktion unmögliche Werte NTCVALherausfiitern. Weiterhin sind Mittelwertbildungen (moving average) über vorhergehende Werte von NTCVALmögiich.

War in S610 FCT_FILT nicht gesetzt, so wird in PT S614 überprüft, ob FCT_PT gesetzt ist. Ist dies der Fall, so werden je nach Berechnungsvariante einer oder beide den gemessenen Wert NTCVAL umgebenden Kennliniendefinitionspunkte in PT S614 bestimmt und geladen (Teil von S510, Fig. 25).

Waren in S610 und S614 weder FCT_FILT noch FCT_PT gesetzt, und ist in S620 FCT_IPOL gesetzt, so wird in IPOL S622 die Berechnung des zum Wert NTCVAL zugehörigen Solldrehzahlwerts n s ausgeführt (Teil von S510, Fig. 25).

Waren keine der in S610 bis S620 überprüften Bits gesetzt, und ist in S624 FCT_HL gesetzt, so wird aus der Solldrehzahl ns in HL S626 die"Haitänge"HLs berechnet (S512, Fig. 25). Daraufhin wird wieder nach S602 gesprungen.

War in keiner der Abfragen bis S624 ein Anforderungsbit gesetzt, so wird ohne eine Aktion nach S602 zurückgesprungen, und die Funktionen, die bei jedem Durchlauf des Funktionsmanagers 190 ausgeführt werden, werden erneut aufgerufen.

Durch den Funktionsmanager erhält man eine optimale Ausnutzung der Ressourcen des u. C 11.

Im folgenden wird ein Überblick über das Zusammenarbeiten der verschiedenen Funktionen gegeben.

Die Kommunikationsfunktion in S602 wird in diesem Ausführungsbeispiel (Fig. 26) als erstes ausgeführt. Der externe IIC-Bus 30 (Fig. 18) wird abgelesen bzw. beschrieben, oder es werden Daten in das EEPROM geschrieben, bzw. aus diesem ausgelesen.

Die A/D-Wandlung in S604 wird ebenfalls bei jedem Durchlauf des Funktionsmanager aufgerufen.

Fig. 28 zeigt die für den Funktionsmanager gemäß Fig. 26 modifizierte A/D- Wandlung aus Fig. 5. Der Initialisierungsteil 197 in S100-S104 wird im Initialisierungsteil INIT in S600 des Hauptprogramms ausgeführt. Der Sprung in die A/D-Wandlung erfolgt an Punkt A zwischen S106 und S108. Die A/D-Wandlung wird an Punkt B wieder verlassen, wenn also der Vergleich WDCNT > OxFB das Ergebnis Nein (N) hat. Der Schritt S106 wird dabei nicht vergessen. Ist in S120 nicht mehr WDCNT > OxFB, so wird wie in Fig. 5 in S122 der aus (CNT_HB 81, CNT_LB 82) gebildete Zähler CNT80 inkrementiert, und daraufhin wird in S106 der Watchdog- Timer WDCNT wieder auf OxFF gesetzt und der Watchdog-Timer von neuem gestartet.

Nach jeder abgeschlossenen A/D-Wandlung, wenn also in S118 ein neuer Wert NTCVALvohiegt, wird in S118 das Anforderungsbit FCT_FILT auf 1 gesetzt, damit bei der nächsten Möglichkeit in S612 (Fig. 26) die Filterfunktion ausgeführt wird.

In S606 (Fig. 26) wird die Regelung RGL (S518 und S520, Fig. 25) aufgerufen.

Fig. 29 zeigt eine beispielhafte Ausführung einer für den Funktionsmanager 190 angepaßte Regelung RGL. Es wird dabei von Fig. 20 ausgegangen. Gleiche oder gleich wirkende Teile wie in Fig. 20 werden deshalb mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.

Die Berechnung von CNT_R und VZ_R in S404 benötigt so viel Zeit, daß die Regelung direkt nach der Berechnung verlassen wird. Dies wird durch das Einführen eines Flags FLAG_R erreicht. lst in S400 nicht FLAG_R = 1, so liegt ein Neuaufruf der Regelung vor. In S402 wird mit FLAG_R : = 1 das FLAG_R auf 1 gesetzt und so signalisiert, daß die Regelung aktiv ist. Daraufhin wird wie in Fig. 20 die Regelberechnung in S404 durchgeführt und aus der Regelung gesprungen.

Beim nächsten Aufruf der Regelung ist FLAG_R = 1, die Regelung ist also aktiv, und nun muß wie in den Schritten S418 bis S428 der Fig. 20 der Kondensator 124 aufgeladen bzw. entladen werden Das Aufladen bzw. Entladen des Kondensators 124 muß in kleinere Blöcke unterteilt werden, da das Laden bzw. Entladen des Kondensators 124 (Fig. 19) der PWM- Regelung oft länger als 100 Rs benötigt Hierzu wird gemäß Fig. 29 die Regelung so verändert, daß der Kondensator 124 bei jedem Aufruf der Regelung (S606 in Fig. 26) häppchenweise auf-bzw. entladen wird, so daß kein Aufruf der Regelung länger als die durch den IIC-Bus maximal zulässige Zeit von z. B. 100 Rs benötigt.

Hierzu werden vor der Entscheidung in S418 (Fig. 29) zwei weitere Variablen TMP_R und N und die Schritte S410 bis S416 eingeführt. In S410 wird der Variablen TMP_R der Wert (CNT_R-8) zugeordnet, also der Steligrößenwert CNT_R, vermindert um die Zahl 8. Ist TMP_R > 0, so wird in S412 nach S416 gesprungen, ansonsten nach S414. In S416, wenn also CNT_R größer als 8 ist, wird einer Zählervariablen N der Wert 8 zugeordnet, und CNT_R wird der Wert TMP_R zugeordnet, so daß die neue Steligröße CNT_R beim nächsten Aufruf der Regelung bekannt ist. In S414, wenn also CNT_R kleiner oder gleich 8 war, wird der Zählervariablen N der Wert CNT_R zugeordnet, und FLAG_R wird auf 0 gesetzt, da CNT_R bei diesem Aufruf der Regelung vollständig abgearbeitet wird.

In den Schritten S418 bis S428 wird wie in Fig. 20 abhängig vom Vorzeichen VZ_R der Kondensator 124 während des Durchlaufens einer Schleife aufgeladen bzw. entladen. Die Schleife wird jedoch im Gegensatz zu Fig. 20 nicht CNT_R mal durchlaufen, sondern N mal, also maximal 8 mal. Hierfür wurde in S424'und S426' CNTR durch N ersetzt.

Es wird nun der Überblick über das Zusammenarbeiten der verschiedenen Funktionen aus Fig. 26 fortgesetzt.

Durch das Setzen von FCT_FILT durch die A/D-Wandlung in S604 (Fig. 26), wenn ein neuer NTCVAL vorliegt, wird bei der nächsten Gelegenheit von S610 (Fig. 26) aus die Hysterese- (Fig. 9) und die Sensorabrißfunktion (Fig. 10) aufgerufen werden.

Sind in S612 die Hysterese-und die Sensorabrißfunktion ausgeführt, so wird FCT_FILT wieder auf 0 gesetzt, und in S612 wird FCT_PT auf 1 gesetzt, so daß bei dem nächsten Sprung nach S614 die Kennlinienbestimmungsfunktion S618 aufgerufen wird.

Ist in S618 die Kennlinienpunktbestimmungsfunktion fertig, so setzt sie FCT_PT auf 0, und FCT-IPOL auf 1. Bei dem nächsten Sprung nach S620 wird dann schließlich S622 aufgerufen. lst die Drehzahlinterpolationsfunktion in S622 fertig, so setzt sie FCT_IPOL auf 0 und FCTHL auf 1.

So wird dann in S624, da FCT_HL = 1 ist, die Hall-Längenberechnung S626 aufgerufen, und bei deren Beendigung wird FCT_HL wieder auf 0 gesetzt. In S626 wird ein Sollwert HLsfürdie"Hat)änge"berechnet.

Der Funktionsmanager erlaubt es, gegebenenfalls weitere Unterprogramme einzufügen und dabei die durch den IIC-Bus 30 gegebene Zeitbegrenzung einfach zu erfüllen. Weiterhin wird es den Unterprogrammen und den Interruptroutinen ermöglicht, andere Unterprogramme in einfacher Weise aufzurufen.

Der Aufbau des Hauptprogramms in der Form eines Funktionsmanagers eignet sich für alle Geräte, die einen Mikrocontroller oder Mikroprozessor aufweisen, der sowohl einen Bus als auch andere Aufgaben steuert, z. B. die Steuerung eines Kfz-Motors.

Es folgt eine Tabelle mit typischen Beispielen für die Werte der verwendeten Bauteile : Kondensatoren : 135 1,5 nF 127,152 10 nF 14,90 22 nF 167 33 nF 154 100 nF Tantalkondensator : 124 3,3, uF Widerstände : 140 3Q 162,163 47 Q 94,153,155 1 kQ 133,136 2,2 kQ 106 3,3 kQ 164,165 4,7 kQ 123,131,132 10 kQ 170 22 kQ 92,114,126 33 kS2 134 47 kL2 16,91,93,96,101,112,128,169 100 kQ NTC-Widerstand : 18 NTC 100 kQ npn-Transistor : 150 BC846 pnp-Transistoren : 95,168 BC856B Komparatoren : 108,120,130 LM2901 D Hall-Sensor : 40 HW101A EEPROM : 26 2-Wire Serial CMOS EEPROM AT24C01A (ATMEL) Mikrocontroller : 11 COP 842 CJ (Nat. Semicond.)