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Title:
TRIANGULAR SIGNAL GENERATOR, AND PULSE WIDTH MODULATOR COMPRISING SUCH A TRIANGULAR SIGNAL GENERATOR
Document Type and Number:
WIPO Patent Application WO/2013/098152
Kind Code:
A2
Abstract:
The invention relates to a triangular signal generator in which a capacitor (C1) is alternately charged and discharged by means of two current sources (SQ1, SQ2). According to the invention, the current sources (SQ1, SQ2) are formed by complementary current mirror circuits. The charge state of the capacitor (C1) is detected by means of two common-base transistors (T3, T4), and when a charge state is reached in which the respective current source (SQ1, SQ2) is in saturation, a flip-flop (FF) is switched, the output (Q) of said flip-flop switching the current sources (SQ1, SQ2). The invention further relates to a pulse width modulator comprising such a triangular signal generator, the output signal of said pulse width modulator being compared with an input signal (V_In) by means of a differential amplifier (T5, T8), the base point of which lies at a negative potential (-3V). The output of the differential amplifier (T5, T8) is set to a high level if the input voltage (V_In) is greater than the voltage at the capacitor (C1). The output signal of the differential amplifier (T5, T8) is out-coupled by means of a current mirror circuit (T7).

Inventors:
BOLZ STEPHAN (DE)
Application Number:
PCT/EP2012/076149
Publication Date:
July 04, 2013
Filing Date:
December 19, 2012
Export Citation:
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Assignee:
CONTINENTAL AUTOMOTIVE GMBH (DE)
International Classes:
H03K4/06
Foreign References:
US20090154543A12009-06-18
US20070146087A12007-06-28
US20100164563A12010-07-01
Other References:
TIEZE/SCHENK: "Halbleiterschal- tungstechnik", 1985, SPRINGER VERLAG, pages: 464
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Claims:
Patentansprüche

1. Dreiecksignalgenerator

mit einem ersten Kondensator (Cl), dessen erster Anschluss (A) mit einer aus einem hohen Versorgungspotential (+5V) betriebenen ersten Stromguelle (SQ1) und einer aus einem niederen Versorgungspotential (0) betriebenen zweiten Stromguelle (SQ2) und dessen zweiter Anschluss mit Bezugspotential (0) verbunden ist, mit einem Speicherelement (RS-FF) mit einem Setz- (S) und einem Rücksetzeingang (R) und zwei komplementären Ausgängen (Q, Q\), wobei der Steuerausgang (Q) derart mit den Stromguellen (SQ1, SQ2 ) verbunden ist, dass sein Zustand festlegt, ob die erste Stromguelle (SQ1) den ersten Kondensator (Cl) lädt oder die zweite Stromguelle (SQ2) den ersten Kondensator (Cl) entlädt, mit einem ersten Komparator (T3) , dessen erster Eingang mit einem ersten Vergleichspotential, dessen zweiter Eingang mit dem ersten Anschluss (A) des ersten Kondensators (Cl), und dessen Ausgang mit dem Setzeingang (S) des Speicherelements (RS-FF) verbunden ist und

mit einem zweiten Komparator (T4), dessen erster Eingang mit einem zweiten Vergleichspotential, dessen zweiter Eingang mit dem ersten Anschluss (A) des ersten Kondensators (Cl) und dessen Ausgang mit dem Rücksetzeingang (R) des Speicherelements (RS-FF) verbunden ist,

dadurch gekennzeichnet ,

dass die erste Stromguelle (SQ1) mit einer ersten Stromspiegelschaltung, deren Fußpunkt mit dem hohen Versorgungspotential (+5V) verbunden ist, und die zweite Stromguelle (SQ2) mit einer zweiten Stromspiegelschaltung, deren Fußpunkt mit dem niederen Versorgungspotential (0) verbunden ist, gebildet sind, wobei die nicht mit den Versorgungspotentialen (+5V, 0) verbundenen Anschlüsse der Transistordioden (Tlb, T2b) der Stromspiegelschaltungen jeweils über einen Spannungsteiler (Rl, R2 bzw. R3, R4) miteinander und mit dem Steuerausgang (Q) des Speicherelements (RS-FF) verbunden sind und wobei an den Mittenabgriffen der Spannungsteiler (Rl, R2 bzw. R3, R4 ) das erste bzw. das zweite Vergleichspotential abgreifbar sind,

dass der erste und der zweite Komparator mit einem ersten (T3) bzw. einem zweiten Transistor (T4) gebildet sind, deren Steueranschlüsse mit dem ersten bzw. dem zweiten Vergleichspotential verbunden sind und deren Laststrecken in Serie mit einem fünften (R5) bzw. einem sechsten (R6) Widerstand zwischen dem ersten Anschluss (A) des ersten Kondensators (Cl) und dem niederen bzw. dem hohen Versorgungspotential (0, +5V) verschaltet sind, wobei die Verbindungspunkte zwischen den Widerständen (R5, R6 ) und den Transistoren (T3, T4) die Ausgänge der Komparatoren bilden,

dass der Ausgang des ersten Komparators (T3) über einen Inverter (INV) mit dem Setzeingang (S) des Speicherelements (RS-FF) verbunden ist,

und dass das niedere Potential (0) das Bezugspotential ist. 2. Pulsweitenmodulator mit einem Dreiecksignalgenerator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Komparator zum Vergleichen der dreieckförmigen Spannung am ersten Kondensator (Cl) mit einer Eingangsspannung, dessen erster Eingang mit dem ersten Anschluss (A) des ersten Kondensators (Cl) verbunden ist und dessen zweiter Eingang (V_In) mit Eingangsspannung verbunden ist, und der mit einem zwischen dem hohen Versorgungspotential (+5V) und einem Verbindungspunkt (P) angeordneten dritten Transistor (T5), einem zwischen dem hohen Versorgungspotential (+5V) und dem Verbindungspunkt (P) angeordneten vierten Transistor (T8), einer zwischen dem Verbindungspunkt (P) und einem negativen Potential (-3V) angeordneten dritten Stromguelle (SQ3) und einer zwischen dem hohen Versorgungspotential (+5V) und dem vierten Transistor (T8) angeordneten Stromspiegelschaltung (T7), deren Ausgangsanschluss über einen achten Widerstand (R8) mit dem niederen Versorgungspotential (0) verbunden ist und den Ausgang des Pulsweitenmodulators bildet, gebildet ist. 3. Pulsweitenmodulator mit einem Dreiecksignalgenerator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Komparator zum Vergleichen der dreieckförmigen Spannung am ersten Kondensator (Cl) mit einer Eingangsspannung, dessen erster Eingang mit dem ersten Anschluss (A) des ersten Kondensators (Cl) verbunden ist und dessen zweiter Eingang (V_In) mit einer Eingangs Spannung verbunden ist, und der mit einem zwischen dem hohen Versorgungspotential (+5V) und einem Verbindungspunkt (P) angeordneten dritten Transistor (T5), einem zwischen dem hohen Versorgungspotential (+5V) und dem Verbindungspunkt (P) angeordneten vierten Transistor (T8), einer zwischen dem Verbindungspunkt (P) und einem negativen Potential (-3V) angeordneten dritten Stromguelle (SQ3) und einer zwischen dem hohen (+5V) und dem niederen (0) Versorgungspotential angeordneten Stromspiegelschaltung (T7) gebildet ist, wobei die Emitter der Strom- spiegeltransistoren über Emitterwiderstände (Rll, R12) mit dem hohen Versorgungspotential (+5V) und die Kollektoren der Stromspiegeltransistoren über Kollektorwiderstände (R13, R8) mit dem niederen Versorgungspotential (0) verbunden sind, wobei der Emitteranschluss des Ausgangstransistors der Stromspie- gelschaltung (T7) mit dem Kollektoranschluss des vierten

Transistors (T8) verbunden ist und der Kollektoranschluss des Ausgangstransistors der Stromspiegelschaltung (T7) den Ausgang des Pulsweitenmodulators bildet. 4. Pulsweitenmodulator nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuereingang des vierten Transistors (T8) über einen neunten Widerstand (R9) mit dem zweiten Eingang und über die Laststrecke eines fünften Transistors (T9) mit dem niederen Versorgungspotential (0) verbunden ist, und dass der Steuereingang des fünften Transistors (T9) über einen zehnten Widerstand (RIO) mit dem niederen Versorgungspotential (0) verbunden ist und einen Eingangsanschluss (PWM_Off ) zum Ein- und Ausschalten des Pulsweitenmodulators bildet.

5. Pulsweitenmodulator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die komplementären Ausgänge (Q, Q\) des Speicherelements (RS-FF) des Dreiecksignalgenerators jeweils über einen Kondensator (C2, C3) mit einem der beiden Eingänge eines mit Dioden (Dl bis D4) gebildeten Doppelweggleichrichters verbunden sind und dass die beiden Ausgänge des Doppelweggleichrichters mit den Anschlüssen eines vierten Kondensators (C4) verbunden sind, wobei der mit den Kathoden der Dioden (D3, D4) verbundene Ausgangsanschluss des Doppelweggleichrichters mit Bezugspotential (0) verbunden ist und am mit den Anoden der Dioden (Dl, D2) verbundenen anderen Ausgangsanschluss das negative Potential (-3V) abgreifbar ist und dieser Ausgangsanschluss mit dem Fußpunkt der dritten Stromguelle (SQ3) verbunden ist .

Description:
Beschreibung

Dreiecksignalgenerator und Pulsweitenmodulator mit einem solchen Dreiecksignalgenerator

Ein Pulsweitenmodulator hat die Aufgabe, ein - üblicherweise niederfreguentes - Eingangssignal in ein Digitalsignal zu wandeln, dessen Tastverhältnis proportional zum Wert des Eingangssignals ist. Typische Anwendungen von Pulsweitenmodulatoren sind zum

Beispiel Regler in Schaltwandlern oder Einrichtungen zur digitalen Signalerfassung. Ein Pulsweitenmodulator besteht dabei üblicherweise aus einem Freguenzgenerator, welcher die Modulati- onsfreguenz erzeugt und an seinem Ausgang ein etwa dreieck- oder sägezahnförmiges Signal ausgibt. Dieses Signal wird in einem an dem Freguenzgenerator angeschlossenen Spannungsvergleicher mit einem Eingangssignal verglichen. Abhängig davon, ob das Eingangssignal größer oder kleiner als das Dreieck-/Sägezahnsignal ist, nimmt der Ausgang des Spannungsvergleichers den Logikpegel High oder Low an. Die Folgetreguenz der Pegelwechsel entspricht dabei der des Freguenzgenerators und das Tastverhältnis (Verhältnis von High- zu Low-Zeitdauer ) ist proportional zum Wert des Eingangs Signals . Die Erfindung betrifft einerseits einen Dreiecksignalgenerator und andererseits einen Pulsweitenmodulator mit einem solchen Dreiecksignalgenerator .

Der erfindungsgemäße Dreiecksignalgenerator geht dabei aus von einem Dreiecksignalgenerator, wie er in „Halbleiterschal- tungstechnik" von Tieze/Schenk, Springer Verlag 1985, auf S. 464 dargestellt und beschrieben ist. Der bekannte Dreiecksignalgenerator ist dabei mit einem Kondensator gebildet, dessen erster Anschluss mit einer aus einem hohen Versorgungspotential be- triebenen ersten Stromquelle und einer aus einer niederen Versorgungspotential betriebenen zweiten Stromquelle und dessen zweiter Anschluss mit Bezugspotential verbunden ist. Er weist außerdem ein Speicherelement mit einem Setz- und einem Rück- setzeingang und zwei komplementären Ausgängen - üblicherweise als RS-Flip-Flop bezeichnet - auf, wobei der Steuerausgang derart mit den Stromquellen verbunden ist, dass sein Zustand festlegt, ob die erste Stromquelle den Kondensator lädt oder die zweite Stromquelle den Kondensator entlädt. Er weist ferner einen ersten Komparator auf, dessen erster Eingang mit einem ersten Vergleichspotential, dessen zweiter Eingang mit dem ersten Anschluss dieses Kondensators verbunden ist und dessen Ausgang mit dem Setzeingang des Speicherelements verbunden ist und einem zweiten Komparator, dessen erster Eingang mit einem zweiten Vergleichspotential, dessen zweiter Eingang mit dem ersten Anschluss des Kondensators und dessen Ausgang mit dem Rücksetzeingang des Speicherelements verbunden ist. Die Stromquellen dieses bekannten Dreieckssignalgenerators sind dabei mit Transistoren in stromgegengekoppelter Emitterschaltung ge- bildet, wobei nur die erste Stromquelle schaltbar ausgebildet ist und im eingeschalteten Zustand sowohl den Strom zur Ladung des Kondensators als auch den Strom für die zweite Stromquelle liefern muss . Die Komparatoren zur Erkennung des Ladezustands des Kondensators sind mit Operationsverstärkern gebildet.

Ausgehend von diesem Stand der Technik ist es Aufgabe der Erfindung, einen Dreiecksignalgenerator anzugeben, der eine gute Linearität über nahezu den ganzen Versorgungsspannungsbereich aufweist .

Die Aufgabe wird gelöst durch einen gattungsgemäßen Dreieckssignalgenerator, bei dem der erste und der zweite Komparator mit einem ersten bzw. zweiten Transistor gebildet sind, deren Steueranschlüsse mit dem ersten bzw. dem zweiten Vergleichs- Potential verbunden sind und deren Laststrecken in Serie mit einem ersten bzw. einem zweiten Widerstand zwischen dem ersten Anschluss des Kondensators und dem niederen bzw. dem hohen Versorgungspotential verschaltet sind, wobei die Verbin- dungspunkte zwischen den Widerständen und den Transistoren die Ausgänge der Komparatoren bilden. Der Ausgang des ersten Komparators ist dabei über einen Inverter mit dem Setzeingang des Speicherelements verbunden und das niedere Potential ist gleich dem Bezugspotential . Außerdem ist die erste Stromguelle mit einer ersten Stromspiegelschaltung, deren Fußpunkt mit dem hohen

Versorgungspotential verbunden ist und die zweite Stromguelle mit einer zweiten Stromspiegelschaltung, deren Fußpunkt mit dem niederen Versorgungspotential verbunden ist, gebildet, wobei die nicht mit dem Versorgungspotentialen verbundenen Anschlüsse der Transistordioden der Stromspiegelschaltungen jeweils über einen Spannungsteiler miteinander und mit dem Steuerausgang des Speicherelements verbunden sind und wobei an den Mittenabgriffen der Spannungsteiler das erste bzw. das zweite Vergleichspotential abgreifbar sind.

Bei dem erfindungsgemäßen Dreiecksignalgenerator weist das Ausgangs Signal eine sehr gute Linearität auf, wobei der Spannungsbereich durch geeignete Wahl der Widerstände der Spannungsteiler der ersten und zweiten Stromspiegelschaltung annähernd vom niederen bis zum hohen Versorgungspotential reicht .

Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, einen

Pulsweitenmodulator mit großer Bandbreite und einem

Pulsweitenbereich von nahezu 0% bis 100 % mit großer Linearität anzugeben . Diese Aufgabe wird gelöst durch einen Pulsweitenmodulator gemäß Anspruch 2. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben .

Der erfindungsgemäße Pulsweitenmodulator ist mit einem Dreiecksignalgenerator gemäß Anspruch 1 gebildet, wobei in erfindungsgemäßer Weise ein Komparator zum Vergleichen der dreieckförmigen Spannung am Kondensator mit einer Eingangsspannung verwendet wird, dessen erster Eingang mit dem ersten Anschluss des Kondensators verbunden ist und dessen zweiter Eingang mit der Eingangs Spannung verbunden ist, und der mit einem zwischen dem hohen Versorgungspotential und einem Verbindungspunkt angeordneten dritten Transistor, einem zwischen dem hohen Versorgungspotential und einem Verbindungspunkt angeordneten vierten Transistor, einer zwischen dem Verbindungspunkt und einem negativen Potential angeordneten dritten Stromspiegelschaltung und einer zwischen dem hohen Versorgungspotential und dem vierten Transistor angeordneten vierten Stromspiegelschaltung, deren Ausgangsanschluss über einen dritten Widerstand mit dem niederen Versorgungspotential verbunden ist und den Ausgang des Pulsweitenmodulators bildet, gebildet ist.

Durch die erfindungsgemäße Anordnung des vierten Transistors und der vierten Stromspiegelschaltung kann der vierte Transistor bis zu einer oberen Eingangsspannung bis annähernd dem positiven Versorgungspotential ohne Begrenzung betrieben werden. Desweiteren ist die Lastimpedanz des vierten Transistors wech- selspannungsmäßig sehr niederohmig. Dadurch wird verhindert, dass die Rückwirkungskapazität des Transistors zusätzlich umgeladen werden muss . Dies hat wiederum entscheidenden Einfluss auf die Bandbreite des Differenzverstärkers . Auch ist die Ansteuerimpedanz des Ausgangstransistors der vierten Stromspiegelschaltung niederohmig, sodass auch dieser Transistor schnell schaltet. Außerdem sättigt bei Betrieb im linearen Arbeitsbereich des Differenzverstärkers keiner der Transistoren des Komparators, sodass eine eventuelle Sättigungsverzögerung vermieden wird.

In einer vorteilhaften Weiterbildung des Pulsweitenmodulators ist der Steuereingang des vierten Transistors über einen vierten Widerstand mit dem zweiten Eingang und über die Laststrecke eines fünften Transistors mit dem niederen Versorgungspotential verbunden, wobei der Steuereingang des fünften Transistors über einen sechsten Widerstand mit dem niederen Versorgungspotential verbunden ist und einen Eingangsanschluss zum Ein- und Ausschalten des Pulsweitenmodulators bildet. Dadurch kann in vorteilhafter Weise das Tastverhältnis des Ausgangs Signals des Pulsweitenmodulators gezielt auf 0% gesetzt werden.

In einer weiteren Ausgestaltung des erfindungsgemäßen

Pulsweitenmodulators sind die komplementären Ausgänge des Speicherelements des Dreiecksignalgenerators jeweils über einen Kondensator mit einem der beiden Eingänge eines mit Dioden gebildeten Doppelweggleichrichters verbunden, wobei die beiden Ausgänge des Doppelweggleichrichters mit den Anschlüssen eines vierten Kondensators verbunden sind, wobei der mit den Kathoden der Dioden verbundenen Ausgangsanschluss des Doppelweg- gleichrichters mit Bezugspotential verbunden ist und am mit den Anoden der Dioden verbundenen anderen Ausgangsanschluss das negative Potential abgreifbar ist, und dieser Ausgangsanschluss mit dem Fußpunkt der dritten Stromspiegelschaltung verbunden ist .

Hierdurch kann auf einfache Weise eine negative Hilfs Spannung erzeugt werden, die es erlaubt, den Differenzverstärker des Komparators des Pulsweitenmodulators ohne Begrenzung bis zu einer unteren Eingangsspannung, die dem niederen Versorgungspotential entspricht, zu betreiben.

Die Erfindung soll nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels mit Hilfe einer Figur näher erläutert werden. Dabei zeigt

Figur 1 ein detailliertes Schaltbild eines erfindungsgemäßen

Pulsweitenmodulators mit einem erfindungsgemäßen Dreiecksignalgenerator und

Figur 2 ein detailliertes Schaltbild einer erfindungsgemäßen

Ausführungsvariante eines Komparators eines Pulsweitenmodulators . In Figur 1 ist die erste, mit einer Stromspiegelschaltung gebildete Stromguelle SQ1 in bekannter Weise mit zwei pnp-Transistoren Tla, Tlb aufgebaut, die mit ihren Basisanschlüssen miteinander und mit ihren Emitteranschlüssen mit dem positiven Versorgungspotential +5V verbunden sind. Es können auch andere Werte für das Versorgungspotential gewählt werden, es handelt sich hier nur um ein Beispiel. Bei anderen Werten muss ggf. eine Anpassung an die Pegel nachfolgender Logikschaltungen erfolgen. Der Basisanschluss des einen (Tlb) der beiden Transistoren der ersten Stromguelle SQ1 ist mit seinem Kol- lektoranschluss verbunden, so dass lediglich die Basis-Emitter-Diode aktiv ist. In gleicher Weise ist die zweite Stromguelle SQ2, mit einer Stromspiegelschaltung gebildet, die aus zwei npn-Transitoren T2a, T2b besteht, deren Fußpunkt mit dem niederen Versorgungspotential 0 verbunden ist, das gleichzeitig als Bezugspotential fungiert.

Die beiden Stromguellen SQ1, SQ2 sind eingangsseitig über die Reihenschaltung von vier Widerstanden Rl bis R4 miteinander verbunden. Dabei bilden der erste Widerstand Rl und der zweite Widerstand R2 einen ersten Spannungsteiler und der dritte Widerstand R3 und der vierte Widerstand R4 einen zweiten Spannungsteiler. Die Ausgänge der beiden Stromguellen SQ1, SQ2 werden von der Kollektoranschlüssen der beiden Transistoren Tla bzw. T2a gebildet und sind mit dem ersten Anschluss A eines ersten Kondensators Cl verbunden, dessen zweiter Anschluss mit dem Bezugspotential 0 verbunden ist.

Der Mittenabgriff des ersten Spannungsteilers Rl, R2 ist mit dem Basisanschluss eines ersten Transistors T3 verbunden, dessen Kollektoranschluss über einen fünften Widerstand R5 mit dem Bezugspotential 0 und dessen Emitteranschluss mit dem ersten Anschluss A des ersten Kondensators Cl verbunden ist. In gleicher Weise ist der Mittenabgriff des zweiten Spannungsteilers R3, R4 mit dem Basisanschluss eines zweiten Transistors T4 verbunden, dessen Kollektoranschluss über einen sechsten Widerstand R6 mit dem hohen Versorgungspotential +5V und dessen Emitteranschluss ebenfalls mit dem ersten Anschluss A des ersten Kondensators Cl verbunden ist.

Der Kollektoranschluss des ersten Transistors T3 ist über eine InverterSchaltung INV, die im dargestellten Ausführungsbeispiel mit einem NAND-Gatter gebildet ist, dessen beide Eingänge miteinander verbunden sind, mit dem Rücksetzeingang R eines in bekannter Weise mit zwei NAND-Gattern NANDl, NAND2 gebildeten RS-Flip-Flops RS-FF verbunden. Der Kollektoranschluss des zweiten Transistors T4 ist direkt mit dem Setzeingang S des RS-Flip-Flops RS-FF verbunden. Der Ausgang Q des RS-Flip-Flops RS-FF ist mit dem Verbindungsknoten des ersten und des zweiten Spannungsteilers Rl, R2 und R3, R4 verbunden und bildet den Steuerausgang . Die Werte der Widerstände Rl bis R4 der Spannungsteiler bestimmen

- zusammen mit der Versorgungsspannung +5V und der Basis-Emitter-Spannung der Stromspiegeltransistoren Tlb, T2b - den am ersten Anschluss A des ersten Kondensators Cl fließenden Strom. Dabei wird der Verbindungsknoten der beiden Spannungsteiler durch den Steuerausgang Q des RS-Flip-Flops RS-FF zwischen dem Bezugspotential 0 und dem hohen Versorgungspotential +5V hin- und hergeschaltet. Hat der Ausgang Q des RS-Flip-Flops RS-FF 0V, so ist der

Transistor T2a der zweiten Stromquelle SQ2 stromlos und der Strom am Ausgang der ersten Stromquelle SQl wird im Wesentlichen durch den ersten Spannungsteiler Rl, R2 bestimmt. Der erste Kondensator Cl wird durch den fließenden Strom aufgeladen und seine Spannung steigt linear mit der Zeit an. Die Basis-Emitter-Diode des ersten Transistors T3 wird in dieser Zeit in Sperrrichtung betrieben, so dass der erste Transistor T3 stromlos bleibt. Das Potential an seinem Kollektorwiderstand R5 betragt dementsprechend 0V (Low Pegel) .

Erreicht die Spannung am ersten Kondensator Cl annähernd das Niveau des hohen Versorgungspotentials +5V, so sättigt der Ausgangstransistor Tla der ersten Stromquelle SQl . Zugleich wird

- bedingt durch den ersten Spannungsteiler Rl, R2 und die Flussspannung des als Diode geschalteten Eingangstransistors T2b der zweiten Stromquelle SQ2 - der erste Transistor T3 leitend geschaltet. Er übernimmt nun den Ausgangsstrom der ersten Stromquelle SQl und schaltet damit die Spannung an seinem Kollektorwiderstand R5 auf annähernd +5V (High Pegel) .

Hat der Steuerausgang Q des RS-Flip-Flops RS-FF +5V, so ist der Transistor Tla der ersten Stromquelle SQl stromlos und der Strom der zweiten Stromquelle SQ2 wird im Wesentlichen durch den zweiten Spannungsteiler R3, R4 bestimmt. Der am Ausgang der zweiten Stromquelle SQ2 angeschlossene erste Kondensator Cl wird durch den fließenden Strom entladen und seine Spannung fällt linear mit der Zeit ab. Die Basis-Emitter-Diode des zweiten Transistors T4 wird in dieser Zeit in Sperrrichtung betrieben, so dass der zweite Transistor T4 stromlos bleibt. Das Potential an seinem Kollektorwiderstand R6 beträgt dementsprechend +5V ( High Pegel ) .

Erreicht die Spannung am ersten Kondensator Cl annähernd 0V, so sättigt der Ausgangstransistor T2a der zweiten Stromquelle SQ2. Zugleich wird - bedingt durch den zweiten Spannungsteiler R3, R4 und die Flussspannung des als Diode geschalteten Eingangstransistors T2b der zweiten Stromquelle SQ2 - der zweite Transistor T4 leitend geschaltet. Er übernimmt nun den Aus- gangsstrom der zweiten Stromquelle SQ2 und schaltet damit die Spannung an seinem Kollektorwiderstand R6 auf annähernd 0V (Low Pegel) .

Die Ausgangsspannung des ersten Transistors T3 liegt an Eingängen des als Inverter INV betriebenen NAND-Gatters an. Bei ein- gangsseitigem Low-Pegel schaltet dessen Ausgang auf High-Pegel und umgekehrt .

Solange die beiden Steuereingänge R, S des RS-Flip-Flops RS-FF High-Pegel haben, ändern sich die Zustände von dessen Ausgängen Q und Q\ nicht . Schaltet ein Steuereingang R bzw. S von High-Pegel auf Low-Pegel, so springt der Ausgang des dazugehörigen Gatters NANDl bzw. NAND2 auf High-Pegel und der Ausgang des jeweils anderen Gatters springt auf Low-Pegel.

Ais Startbedingung wird nun angenommen, dass der Steuerausgang Q des RS-Flip-Flops RS-FF Low-Pegel habe und der erste und der zweite Transistor T3 und T4 stromlos sind. Der Ausgang des ersten Transistors T3 hat Low-Pegel, so dass - durch den Inverter INV invertiert - der Rücksetzeingang R des RS-Flip-Flops RS-FF High-Pegel hat. Ebenso ist der zweite Transistor T4 stromlos, so dass der Setzeingang S des RS-Flip-Flops RS-FF High-Pegel hat. Dadurch wird die erste Stromguelle SQ1 stromführend geschaltet und der erste Kondensator Cl wird geladen. Erreicht die Spannung am ersten Kondensator Cl annähernd +5V, so schaltet der erste Transistor T3 durch und sein Ausgang springt auf High-Pegel. Der Inverter INV übersetzt dies in einen Low-Pegel am Rücksetzeingang R des R-S- Flipflops, woraufhin der Steuerausgang Q des RS-Flip-Flops RS-FF auf High-Pegel springt. Dadurch wird die erste Stromguelle SQ1 stromlos geschaltet und die zweite Stromguelle SQ2 stromführend, wodurch der erste Kondensator Cl nun entladen wird. Auch wird der erste Transistor T3 stromlos, sein Ausgangspegel fällt auf 0V und der Ausgang des Inverters INV springt auf High-Pegel zurück. Erreicht die Spannung am ersten Kondensator Cl annähernd 0V, so schaltet der zweite Transistor T4 durch und das Signal am Setzeingang S des RS-Flip-Flops RS-FF springt auf Low-Pegel. Dadurch schaltet das RS-Flip-Flops RS-FF um, so dass der Steuerausgang Q des RS-Flip-Flops RS-FF auf Low-Pegel springt. Damit ist die Eingangsbedingung erfüllt und der Ablauf beginnt erneut . Insgesamt ist somit ein Freguenzgenerator entstanden, dessen Freguenz im Wesentlichen durch die Werte der Widerstände der Spannungsteiler R1/R2 bzw. R3/R4 und den Wert des ersten Kondensators Cl bestimmt ist. Das Ausgangssignal ist drei- eckförmig mit sehr guter Linearität, wobei der Spannungsbereich von annähernd 0V bis annähernd +5V reicht.

Im weiteren Verlauf wird eine negative Hilfsspannung benötigt, deren Strombelastbarkeit gering sein kann. An den Ausgängen Q, Q\ des RS-Flip-Flops RS-FF liegen gegenphasige Rechtecksignale mit +5V und 0V Pegel, hoher Freguenz und annähernd 50% Tastverhältnis an. Da diese Gatterausgänge in geringem Maße belastbar sind, ist eine Stromentnahme zulässig. Sie sind über einen zweiten Kondensator C2 bzw. einen dritten Kondensator C3 mit einem der beiden Eingänge eines mit vier Dioden Dl, D2, D3, D4 gebildeten Doppelweggleichrichters verbunden, wobei die beiden Ausgänge des Doppelweggleichrichters mit den Anschlüssen eines vierten Kondensators C4 verbunden sind. Der mit den Kathoden der Dioden D3 und D4 verbundene Ausgangsanschluss des Doppelweg- gleichrichters ist mit Bezugspotential 0 verbunden. Am mit den Anoden der Dioden Dl und D2verbundenen anderen Ausgangsanschluss ist folglich ein negatives Potential abgreifbar.

Es werden also mit Hilfe des zweiten und dritten Kondensators C2 und C3, sowie der Dioden Dl bis D4 die Wechselspannungssignale zunächst auf +0, 7V und ca. 3,6V geklemmt. Diese Signale werden dann durch die Dioden Dl bis D4 gleichgerichtet und am vierten Kondensator C4 gefiltert. Dadurch entsteht eine negative Hilfsspannung von ca. -3V mit einer Strombelastbarkeit von ca. 5mA. Durch die zweiphasige Gleichrichtung ist die Welligkeit der Hilfsspannung sehr gering.

Ein dritter Transistor T5 und ein vierter Transistor T8 bilden einen Differenzverstärker, der emitterseitig mit einer als Stromspiegel ausgebildeten dritten Stromguelle SQ3 gespeist wird. Der Ausgangsstrom der dritten Stromguelle SQ3 wird durch den Wert eines eingangs seifigen siebten Widerstands R7, sowie durch die Spannungsdifferenz von +5V Versorgungspotential und dem Wert der negativen Hilfs spannungsguelle von -3V bestimmt. Die Basis-Emitter-Spannung des als Diode geschalteten Eingangstransistors der dritten Stromguelle SQ3, sowie dessen Stromübersetzungsverhältnis sind gegebenenfalls zu berücksichtigen. Die Versorgung aus einer negativen Hilfsspannung erlaubt es, den Differenzverstärker T5, T8 ohne Begrenzung bis zu einer unteren Eingangs Spannung von 0V zu betreiben. Der vierte Transistor T8 ist über einen zehnten Widerstand RIO mit dem Eingangsanschluss V_In des Pulsweitenmodulators verbunden, an den das zu modulierende Eingangs Signal angelegt wird.

Der dritte Transistor T5 ist mit dem ersten Anschluss A des ersten Kondensators Cl verbunden. Die Spannungswerte am ersten Kondensators Cl (ca. 0V bis ca. 5V) sind sehr groß im Vergleich zum linearen Bereich des Differenzverstärkers T5, T8 (< 0,1V), so dass mit guter Näherung angenommen werden kann, dass stets entweder der erste Transistor T5 oder der zweite Transistor T8 stromführend ist, während der jeweils andere Transistor stromlos ist .

Der Kollektor des zweiten Transistors T8 ist mit einer weiteren Stromspiegelschaltung T7 verbunden, deren Ausgang wiederum mit einem achten Widerstand R8 verbunden ist. Ist nun das Eingangssignal am Eingangsanschluss V_In größer als die Dreiecksspannung am ersten Kondensator Cl, so ist der vierte Transistor T8 stromführend. Sein Kollektorström speist nun die Stromspiegelschaltung T7, die daraufhin ebenfalls stromführend wird und das Ausgangsignal PWM_Out am achten Widerstand R8 auf High-Pegel schaltet.

Ist die Eingangs Spannung am Eingangsanschluss V_In kleiner als die Dreiecksspannung am ersten Kondensator Cl, so ist der vierte Transistor T8 stromlos. Ebenso wird die Stromspiegelschaltung T7 stromlos, woraufhin das Ausgangsignal PWM_Out am achten Widerstand R8 auf Low-Pegel schaltet. Die Anordnung aus dem vierten Transistor T8 und der Stromspiegelschaltung T7 hat mehrere Vorteile. Zum einen kann der vierte Transistor T8 bis zu einer oberen Eingangsspannung von annähernd +5V ohne Begrenzung betrieben werden. Die Ein- gangsspannung der Stromspiegelschaltung T7 beträgt ca 0,7V, die Sättigungsspannung des vierten Transistors T8 ca. 0,2 V und dessen Basis-Emitter-Spannung ca. 0, 7V, der vierte Transistor T8 sättigt also bei ca. 5V - 0, 7V - 0, 2V +0, 7V =ca . 4, 8V. Des Weiteren ist die Lastimpedanz (Eingangstransistor der Stromspiegel- Schaltung T7) des vierten Transistors T8 wechselspannungsmäßig sehr niederohmig. Dadurch wird verhindert, dass die Rückwirkungskapazität des Transistors zusätzlich umgeladen werden muss (Vermeidung des Miller-Effektes). Dies hat wiederum entscheidenden Einfluss auf die Bandbreite des Differenzver- stärkers. Auch ist die Ansteuerimpedanz des Ausgangstransistors der Stromspiegelschaltung T7 niederohmig, so dass auch dieser Transistor schnell schaltet. Weiterhin ist zu beachten, dass bei Betrieb im linearen Arbeitsbereich des Differenzverstärkers keiner der Transistoren T5 bis T8 sättigt, so dass eine eventuelle Sättigungsverzögerung vermieden wird.

Die Schaltung wurde bei einer Schaltfreguenz von 200kHz in einem Tastverhältnisbereich von 0% bis 100% erfolgreich getestet, wobei auch sehr kleine/große Tastverhältnisse problemlos darstellbar waren. Dies zeigt die hohe Bandbreite des Kompa- rators .

Der Steuereingang des vierten Transistors T8 ist über einen neunten Widerstand R9 mit dem Eingangsanschluss V_In und über die Laststrecke eines fünften Transistors T9 mit dem niederen

Versorgungspotential 0 verbunden. Der Steuereingang des fünften Transistors T9 ist über einen zehnten Widerstand RIO mit dem niederen Versorgungspotential 0 verbunden und bildet einen Schaltanschluss PWM_Off zum Ein- und Ausschalten des Pulsweitenmodulators. Mit Hilfe des zehnten Widerstandes RIO wird dann das Basispotential des vierten Transistors T8 auf 0V geklemmt. Dieser Wert liegt unterhalb der Dreiecksspannung am ersten Kondensator Cl, so dass der dritte Transistor T5 sicher leitend bleibt und der vierte Transistor T8 sicher sperrt. Entsprechend hat das Signal PWM_Out am Ausgangsanschluss dauerhaft Low-Pegel. Der zehnte Widerstand RIO dient dem Zweck, bei fehlendem Ansteuersignal den fünften Transistor T9 ausgeschaltet zu halten.

Figur 2 zeigt eine zweite Ausführungsvariante zur Auskopplung des Ausgangs Signals des Komparators des Pulsweitenmodulators. Dort ist

die Stromspiegelschaltung T7 um drei weitere Widerstände RH, 12, 13 erweitert, wobei die wobei die Emitter der Stromspiegeltransistoren über Emitterwiderstände Rll, R12 mit dem hohen Versorgungspotential +5V und die Kollektoren der Stromspie- geltransistoren über Kollektorwiderstände R13, R8 mit dem niederen Versorgungspotential (0) verbunden sind. Der

Emitteranschluss des Ausgangstransistors der Stromspiegeltransistoren T7 ist mit dem Kollektoranschluss des vierten Transistors T8 verbunden, so dass der Ausgangstansistor zusammen mit diesem eine Komplementär-Kaskodenschaltung bildet , wobei der Ausgangstransistor in Basisschaltung betrieben wird und ihm über seinen Emitterwiderstand R12 der Versorgungsstrom zugeführt wird. Das Ausgangs Signal wird - wie bisher - am Kollektorwiderstand R8 des Ausgangstransistors abgegriffen.

Kaskodenschaltungen sind in der HF-Technik vorteilhaft, da sie wegen des fehlenden Miller-Effektes eine maximale Bandbreite besitzen. Auch kann der vierte Transistor T8 eingangs seitig bis +5V ausgesteuert werden, da der Spannungsabfall am Emitterwiderstand R15 des Ausgangstransistors der Stromspiegelschaltung T7 kleiner als die Sättigungsspannung des Transistors gewählt werden kann. Aufgrund der anderen Beschaltung des Ausgangstransistors muss nun jedoch ein weiterer Inverter INV eingefügt werden, um die gleiche Polarität des Ausgangssignals zu erzielen wie bisher . Für diesen weiteren Inverter kann ein bisher ungenutztes Gatter einer integrierten Schaltung mit vier NAND-Gattern verwendet werden und verursacht somit keinen Zusatzaufwand.

Vorteilhaft ist jedoch, dass das Ausgangssignal des weiteren Inverters INV' Logikpegel hat und somit besser zur Weiterverarbeitung in nachfolgenden Schaltungen hinsichtlich Be- lastbarkeit, Schaltzeiten etc. geeignet ist.

Die Transistordiode der Stromspiegelschaltung T7 bildet - zusammen mit deren Emitter- und Kollektorwiderständen Rll und R12 - eine temperaturkompensierte Basisversorgung des

Ausgangstransitors.

Ist nun der vierte Transistor T8 stromlos (die Eingangsspannung V_in ist kleiner als die Spannung an der Basis des dritten Transistors T5), so ist der Ausgangstransistor der Strom- spiegelschaltung T7 stromführend und an dessen Kollektorwiderstand R8 liegt ein High Potential. Wird der vierte Transistor T8 stromführend (die Eingangsspannung V_in ist größer als die Spannung an der Basis des dritten Transistors T5), übernimmt er den Strom durch den Kollektorwiderstand R15 und der Aus- gangstransistor der Stromspiegelschaltung T7 wird stromlos. Am Kollektorwiderstand R8 liegt nun Low Potential.

Die Vorzüge der weiteren Ausführungsform sind ein erweiterter Aussteuerbereich des Modulators bis zur positiven Versor- gungsspannung, eine größere Bandbreite wegen Basisschaltung des Ausgangstransistors und die Verwendung eines bereits vorhandenen Gatters sowie dessen Digitalausgang. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung erfüllt sämtliche oben genannten Anforderungen zugleich. Ihre Herstellung ist mit einfachen Mitteln kostengünstig möglich und sie bietet sich zur weiteren Kostenreduktion durch Integration in einen integrierten Schaltkreis (ASIC) an. Die Transistoren der Stromspiegel- Schaltungen können sowohl mit Einzeltransistoren als auch mit Doppeltransistoren realisiert werden, wobei allerdings im ersten Fall die Toleranzen von Basis-Emitter-Spannung und Stromverstärkung zu berücksichtigen sind.