Beschreibung

Technisches Gebiet

Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf eine Span nungswandleranordnung.

Weitere Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf ein Verfahren zum Betrieb einer Spannungswandleranordnung.

Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf einen Aufwärts- Abwärts-Wandler mit bidirektional parallelem Linearregler.

Hintergrund der Erfindung

Im Folgenden wird ein der vorliegenden Erfindung zugrunde liegendes technisches Prob lem erläutert, und es werden herkömmliche Lösungen beschrieben.

Schaltregler, meist pulsweitenmodulierte Konverter (PWM-Konverter) finden weitverbrei tete Anwendung in Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandlern bzw. DC-DC-Wandlern oder Wechselspannungs-Gleichspannungs-Wandlern bzw. AC-DC-Wandlern, bei welchen am Ausgang oder Eingang eine möglichst rippelfreie Gleichspannung oder ein rippelfreier Gleichstrom erzeugt werden soll. Der Wirkungsgrad solcher Schaltregler ist meist sehr hoch, da ein adiabatisches Schalten über Energiespeicher erfolgt. Nachteilhaft ist jedoch, dass solche Konverter Glättungskapazitäten und weitere Filterelemente wie doppelt kom pensierte Stromdrosseln am Eingang und Filterkondensatoren bzw. zusätzliche Filterdros seln am Ausgang benötigen, um den Rippel weitgehend zu unterdrücken.

Ein technisches Problem ist die Netzrückwirkung und die Rückwirkung auf die Last von PWM-Schaltreglern (pulsweitenmodulierten Schaltreglern) durch den Stromrippel, welcher in einer eingangsseitigen oder ausgangsseitigen Glättungskapazität des Wandlers erzeugt wird und somit einerseits zu aufwendigen Netzfiltern für die hochfrequenten Harmonische (Störspannung) am Netzeingang führt, andererseits auch am Ausgang weiteren Filterauf wand mit Stromdrosseln und mehreren Kapazitäten erfordert. Es wird geschätzt, dass Netz filter zwischen 20% und 30% des Volumens und Kostenaufwand einer Stromversorgung ausmachen. Solche Glättungskondensatoren sind voluminös, meinst lebensdauerbegren- zend, in vielen Fällen auch ungeeignet für Temperaturen über 100 °C, so dass man größere Glättungskondensatoren vermeiden möchte.

Eine Möglichkeit, die Kondensatoren am Eingang oder Ausgang zu vermeiden, ist der Ein satz von ideal gekoppelten Induktivitäten, welche die Stromschwankung einer geschalteten Induktivität minimiert. Diese Maßnahme ist jedoch sehr stark von Betriebsparametern ab hängig und führt meist nur in einem Arbeitspunkt oder einem eingeschränkten Arbeitsbe reich zur völligen Stromglättung an Ausgang oder Eingang, während in anderen Arbeitsbereichen wiederum Strom- und Spannungsrippel auftreten. Ein weiterer Nachteil ist die be grenzte Dynamik (Regelgeschwindigkeit) eines Schaltreglers, da dieser zumindest von der Periodendauer der Schaltfrequenz limitiert wird, bei welcher der Schaltregler arbeitet.

Um Glättungskondensatoren am Ausgang zu vermeiden, kann man anstatt eines Schalt reglers (PWM-Konverter) einen Linearregler einsetzen, der dem Ausgang über einen stell baren Widerstand (Regeltransistor) so viel Strom liefert, dass die Ausgangsspannung im- mer konstant bleibt. Gleichzeitig wird dieser Regler sehr schnell sein (Bandbreiten bis 1 GHz sind bekannt) und damit den Nachteil der begrenzten Dynamik beseitigen. Anderer seits hat ein Linearregler den Nachteil, dass die Eingangsspannung immer größer sein muss als die Ausgangsspannung, und er besitzt vor allem einen sehr schlechten Wirkungs grad, der bei größeren Spannungsunterschieden zwischen Eingangs- und Ausgangsspan- nung schnell auf unterhalb von 50% absinken kann, wobei zusätzlich hohe thermische Ver luste in Form von Wärme abzuführen sind.

Im Folgenden werden einige bisherige Lösungen bzw. herkömmliche Lösungen des tech nischen Problems beschrieben.

Als herkömmliche Lösung zur Überwindung dieser Nachteile ist ein linear unterstützter Ab wärtswandler bekannt, der aus einem PWM-Abwärtswandler und einem parallelen Linear regler LR1 nach Fig. 1 besteht. Der Abwärtswandler wandelt die Eingangsspannung Vin in die Ausgangsspannung Vout um und versorgt die Last RL mit Strom, während zugleich ein Linearregler LR1 einen Strom vom Eingang zum Ausgang liefert und ein weiterer Linear regler LR2 einen Strom vom Ausgang des Abwärtswandlers über der Last ableitet. Eine typische Schaltung für dieses Prinzip ist in Fig. 2 gezeigt [1] Der Schaltregler besteht aus einer„Buck“-Topologie mit Schalter Q1 , Glättungsinduktivität L1 und eines passiven Schal ters D1 in Form einer Diode. Die Linearregler LR1 und LR2 sind beispielsweise als schnelle Bipolartransistoren ausgeführt.

In Fig. 3 ist die vorzugsweise Funktion des linear unterstützten Abwärtswandlers gezeigt, um die genannten Nachteile zu beseitigen [2] Beide Linearregler LR1 und LR2 werden durch einen Verstärker so gesteuert, dass sie die Ausgangsspannung Vout über der Last konstant halten (Fig. 3a). Dabei wird die Ausgangsspannung mit einer Referenzspannung vref verglichen, welche als Sollwert geregelt werden soll. Ist die Ausgangsspannung kleiner als der Sollwert, weil der Strom, der von L1 an die Last geliefert wird, zu klein ist, so wird der Regler LR1 aktiviert und ein Strom von der Eingangsspannung zusätzlich an die Last geliefert. Ist die Ausgangsspannung hingegen zu groß, um die Ausgangsspannung über der Last auf den Sollwert zu bringen, wird der Regler LR2 aktiviert und der überschüssige Strom wird über die Last abgeleitet.

Der Strom, welcher jeweils von einem der Linearregler an die Last geliefert wird (LR1 ) oder abgeführt wird (LR2), wird zusätzlich gemessen und an einen Komparator mit Hysterese weitergeleitet, um mit einem Stromreferenzwert ly verglichen zu werden, und somit die Pulsweitenmodulation des Abwärtswandler am aktiven Schalter Q1 zu erreichen. Wenn der Strom, welcher zur Last geliefert wird, größer als null ist, so wird dieser Strom mit dem Referenzwert ly verglichen. Falls der Strom größer als der Referenzwert ist, schaltet der Komparator den Schalter Q1 ein, so dass der Strom über die Drossel L1 ansteigt. Sobald der über L1 gelieferter Strom an die Last so weit ansteigt, dass die Spannung an der Last RL ansteigt und der Linearregler LR1 weniger oder keinen Strom mehr liefert, um die Aus gangsspannung konstant zu halten, wird der Komparator mit einem kleineren Istwert des Stroms von Seiten der Linearregler beaufschlagt, so dass dieser unterhalb des Referenz werts ly sinkt und den Schalter Q1 wieder ausschaltet.

Wird der Referenzwert ly auf einen positiven Werl eingestellt, wie in Abbildung 3b gezeigt ist, so ist lediglich der Linearregler LR1 aktiv, da der Strom stets in positiver Richtung zur Last fließt. Es wurde erkannt, dass diese Betriebsweise sinnvoll ist, wenn die Differenz zwi schen Eingangsspannung und Ausgangsspannung kleiner ist als die Ausgangsspannung selbst, da die Verlustleistung in den Linearreglern möglichst klein gehalten werden soll. Weiterhin wurde erkannt, dass die Verlustleistung des Linearreglers möglichst klein würde, wenn die Ausgangsspannung kleiner als die Differenz zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung ist und somit nur LR2 aktiv wäre, um den überschüssigen Strom über der Last abzuleiten. LR1 ist in diesem Fall nicht aktiv. Für den Fall, dass die Ausgangs spannung etwa gleich groß der Differenz zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung ist, wird der Referenzwert ly etwa auf null eingestellt, so dass die Linearregler LR1 und LR2 gleichermaßen zur Rippeikompensation beitragen, wie es in Fig. 7a gezeigt ist.

Eine in manchen Fällen optimale Ausführung zur Verringerung der Verluste und zur Erzie lung eines maximalen Wirkungsgrades ist somit, den sogenannten Rippelstrom des Ab wärtswandlers aus der Drossel L1 entweder durch LR1 oder durch LR2 zu kompensieren, je nachdem, ob die Spannungsdifferenz zwischen Eingang und Ausgang kleiner oder grö- ßer als die Ausgangsspannung selbst ist. Die Verluste in den Linearreglern werden so je weils nur aus dem Rippelstrom multipliziert mit der kleinsten Spannungsdifferenz zwischen entweder Eingang und Ausgang oder der Ausgangsspannung selbst, gebildet, so dass der gesamte Wirkungsgrad dieser Anordnung nahezu so hoch ist wie der des Abwärtswandlers ohne Linearregler-Assistenz. In Fig. 3b ist ersichtlich, dass bei dynamischen Regelvorgän- gen der Ausgangsstrom an die Last sofort als konstanter Gleichstrom geliefert wird, indem der Linearregler und der Schaltregler zum Zeitpunkt t_start eingeschaltet werden. Bei allen dynamischen Lastwechseln oder Eingangsspannungsänderungen wird somit einer der Li nearregler die langsamere Reaktion des Schaltreglers, welcher über die Zeitkonstante aus dem Speicherelement L1 und der Last RL selbst verzögert ist, vollständig (oder zumindest teilweise) ausgleichen.

Trotz der einfachen Ausführung einer solchen Anordnung kann einer der Nachteile dieser Anordnung nicht beseitigt werden, da die Eingangsspannung immer größer sein muss als die Ausgangsspannung. Damit ist diese Ausführung nicht für Anwendungen geeignet, wel che eine kleinere Eingangsspannung als die Ausgangsspannung erfordern.

Weitere Möglichkeiten, die Nachteile vollständig zu beseitigen, sind nicht bekannt oder be seitigen nur einen Teil der Nachteile und schränken somit die Anwendungsfelder ein. So ist ein Vier-Quadranten-Schaltregler bekannt, welcher auch negative Ausgangsspannungen erzeugen kann [3] Dessen Übertragungsfunktion ist mit Vout/Vin = (2D - 1 ) / (D - 1 ) gege ben, so dass auch negative Ausgangsspannungen erzeugt werden können. Es lassen sich mit dieser Anordnung aber keine größeren Ausgangsspannungen als die Eingangsspan nung erzeugen. Es gibt weiterhin Zusatzschaltungen mit Kapazitäten zur Erzielung eines rippelfreien Aus gangsstroms [4] Diese beseitigen zwar den Nachteil des Stromrippels der Last, verschie ben aber ausgangsseitige oder eingangsseitige Glättungskapazitäten einerseits an zusätz liche transformatorgekoppelte Ausgänge und beseitigen andererseits nicht den Nachteil ei ner dynamisch langsamen Reaktion bei Last oder Eingangsspannungsschwankungen, da der Ausgangsstrom stets über den Schaltregler geliefert wird. Somit muss eine große Aus gangskapazität beibehalten werden, um bei Lastsprüngen zu große Überspannung oder Unterspannung der Ausgangsspannung zu vermeiden.

In Anbetracht dessen besteht ein Bedarf an einem Spannungswandlerkonzept, das einen verbesserten Kompromiss zwischen Effizienz, Implementierungsaufwand, Störungsunter drückung und Einsatzmöglichkeiten bietet.

Zusammenfassung der Erfindung

Ein Ausführungsbeispiel gemäß der vorliegenden Erfindung schafft eine Spannungswand leranordnung mit einem getakteten Spannungswandler, der in der Lage ist (bzw. der konfi guriert ist), basierend auf einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung zu erzeugen, so dass ein Betrag der Ausgangsspannung größer als ein Betrag der Eingangsspannung ist. Die Spannungswanderanordnung umfasst ferner ein erstes Regelelement, das zwi schen einen ersten Eingangsspannungsknoten, der von einem Bezugspotentialknoten ver schieden ist, und einen ersten Ausgangsspannungsknoten, der von einem Bezugspotenti alknoten verschieden ist, geschaltet ist. Das erste Regelelement ist ausgelegt, um in dem Fall, dass ein Betrag der Ausgangsspannung größer als ein Betrag der Eingangsspannung ist, zumindest zeitweise einen Stromfluss zu ermöglichen. Bevorzugt, aber nicht notwendi gerweise umfasst die Spannungswandleranordnung eine stromglättende Ausgangsindukti- vität des getakteten Spannungswandlers.

Die Spannungswandleranordnung basiert auf der Erkenntnis, dass eine zumindest teil weise Kompensation eines Ausgangsstromrippeis bei einem getakteten Spannungswand ler, bei dem ein Betrag der Ausgangsspannung größer ist als ein Betrag der Eingangsspan nung, in effizienter Weise durch ein erstes Regelelement (z. B. einen Linearregler oder ei nen Regeltransistor) erzielt werden kann, das zwischen den ersten Ausgangsspannung knoten und den ersten Eingangsspannungsknoten geschaltet ist. Geht man beispielsweise davon aus, dass sowohl die Eingangsspannung als auch die Ausgangsspannung positiv sind und dass ein Betrag der Ausgangsspannung größer ist als ein Betrag der Eingangsspannung, so kann beispielsweise durch das erste Regelelement ein Strom von dem Ausgang zu dem Eingang zurückfließen, wodurch ein unerwünschter Anstieg der Aus gangsspannung bzw. der Spannung an der Last, der sich ohne Vorhandensein des ersten Regelelements bei einem (z. B. kurzzeitigen) Ansteigen eines Ausgangsstroms des getak- teten Spannungswandlers über einen Sollstrom hinaus ergeben würde, verhindert oder zu mindest deutlich verringert wird.

Beispielsweise ist in vielen Fällen eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten Ausgangs spannungsknoten und dem ersten Eingangsspannungsknoten kleiner als beispielsweise eine Potentialdifferenz zwischen einem ersten Ausgangsspannungsknoten und einem zweiten Ausgangsspannungsknoten (beispielswiese einem Bezugspotentialknoten). Inso fern kann durch das erste Regelelement ein Ausgangsspannungsrippel bzw. ein Ausgangs- stromrippel mit kleineren Verlusten (zumindest teilweise) kompensiert werden, als dies bei herkömmlichen Konzepten der Fall ist.

Indem das erste Regelelement so ausgelegt bzw. gestaltet bzw. gepolt wird, dass es einen Stromfluss ermöglicht, wenn der Betrag der Ausgangsspannung größer als der Betrag der Eingangsspannung ist, kann eine Verlustleistung, die bei einer Kompensation eines Aus- gangsstromrippels anfällt, gering gehalten werden.

Das erste Regelelement kann im Übrigen typischerweise Stromschwankungen sehr schnell ausregeln, so dass beispielsweise Stromschwankungen, die innerhalb einer Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers entstehen, durch das erste Regelelement ausgegli chen werden, wobei beispielsweise durch das erste Regelelement ein zeitlich variabler, den Schwankungen des Ausgangsstroms des getakteten Spannungswandlers entsprechender Stromfluss von dem ersten Ausgangsspannungsknoten zu dem ersten Eingangsspan nungsknoten geführt wird. Somit wird der in die Last eingeprägte Strom näherungsweise konstant gehalten, und durch die Taktung des getakteten Spannungswandlers bedingte Stromschwankungen werden über das erste Regelelement zumindest teilweise oder sogar vollständig bzw. fast vollständig kompensiert.

Zusammenfassend ist somit festzuhalten, dass die genannte Spannungswandleranord nung es ermöglicht, einen Ausgangsstromrippei mit vergleichsweise gutem Wirkungsgrad zu kompensieren, so dass der zu der Last gelieferte Strom einen deutlich verringerten Rip- pel hat bzw. so dass Kosten- und Volumen-aufwendige und fehleranfällige ausgangsseitige Glättungskomponenten eingespart oder zumindest im Vergleich zu herkömmlichen Schal tungsentwürfen verkleinert werden können.

Somit liefert die beschriebene Spannungswandleranordnung einen guten Kompromiss zwi- sehen Wirkungsgrad, Implementierungsaufwand und Störungsunterdrückung, beispiels- weise in einem Betriebsfall, in dem der Betrag der Ausgangsspannung größer als der Be trag der Eingangsspannung ist.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der getaktete Spannungswandler auch aus gelegt, um basierend auf einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung zu erzeugen, so dass ein Betrag der Ausgangsspannung kleiner als ein Betrag der Eingangsspannung ist. Es hat sich gezeigt, dass das erfindungsgemäße Konzept auch bei Spannungswand lern, die wahlweise eine Aufwärts-Spannungswandlung oder eine Abwärts-Spannungs- Wandlung durchführen können, sehr vorteilhaft einsetzbar ist.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der getaktete Spannungswandler ein nicht invertierender Spannungswandler. Bei einem nicht-invertierenden Spannungswandler kann das erste Regelelement in sehr effizienter Weise wirksam werden, um beispielsweise einen Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten zu dem ersten Eingangsspannungskno ten zu leiten.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist die Spannungswandleranordnung ein zweites Regelelement auf, wobei das zweite Regelelement parallel (beispielsweise antipa rallel, um einen antiparallelen, entgegengesetzten Stromfluss zu ermöglichen, beispiels weise antiparallel zu dem ersten Regelelement) zu dem ersten Regelelement geschaltet ist. Das zweite Regelelement ist ausgelegt, um in dem Fall, dass ein Betrag der Ausgangs- Spannung kleiner als ein Betrag der Eingangsspannung ist, zumindest zeitweise einen Stromfluss zu ermöglichen. Auf diese Weise wird erreicht, dass abhängig von einer Relation zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung entweder durch das erste Regelelement oder durch das zweite Regelelement ein Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem zweiten Eingangsspannungsknoten erfolgen kann. Damit ist eine Kompensation eines ausgangsseitigen Stromrippels des getakteten Span nungswandlers unabhängig davon möglich, ob die Ausgangsspannung aktuell größer oder kleiner als die Eingangsspannung ist. Dies ist besonders vorteilhaft, wenn die Eingangs spannung nicht konstant ist, so dass sich beispielsweise während einer Periodendauer der Eingangsspannung eine Größenrelation zwischen der Eingangsspannung und der Aus gangsspannung ändert, so dass beispielsweise die Eingangsspannung zeitweise größer und zeitweise kleiner als die Ausgangsspannung ist.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist die Spannungswandleranordnung ein drittes Regelelement auf, wobei das dritte Regelelement zwischen den ersten Ausgangs spannungsknoten und einen Bezugspotentialknoten geschaltet ist. Das dritte Regelelement ist ausgelegt, um in dem Fall, dass ein Betrag der Ausgangsspannung kleiner als die Diffe renz einer größeren Eingangsspannung und einer kleineren Ausgangsspannung ist, zumindest zeitweise einen Stromfluss zu ermöglichen. Durch die Verwendung des dritten Re gelelements kann beispielsweise in besonders verlustarmer Weise ein Ausgangsstromrip- pel des getakteten Spannungswandlers kompensiert werden, wenn beispielsweise der Be trag der Ausgangsspannung kleiner ist als die Differenz zwischen einer größeren Eingangs spannung und einer kleineren Ausgangsspannung. Ein Spannungsabfall über dem ersten Regelelement und dem zweiten Regelelement ist in diesem Fall typischerweise größer als der Spannungsabfall über dem dritten Regelelement, so dass es vergleichsweise verlust arm ist, den Stromrippel in diesem Betriebszustand durch das dritte Regelelement (zumin dest teilweise) zu kompensieren. Da in dem Ausführungsbeispiel zwei oder mehrere Re gelelemente vorhanden sind, kann abhängig von einer aktuellen Größenrelation zwischen der Ausgangsspannung und der Eingangsspannung jeweils dasjenige der Regelelemente aktiviert werden, das die geringsten Verluste mit sich bringt.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Spannungswandleranordnung ausge legt, um selektiv einen Stromfluss über das erste Regelelement zu ermöglichen, wenn ein Betrag der Ausgangsspannung größer als ein Betrag der Eingangsspannung ist, und wenn der Betrag der Ausgangsspannung größer als der Sollwert für die Ausgangsspannung ist oder wenn eine Stromaufnahme einer an den ersten Ausgangsspannungsknoten ange schlossene Last kleiner als ein von dem getakteten Spannungswandler gelieferter Strom ist. Die Spannungswandleranordnung kann alternativ oder zusätzlich ausgelegt sein, um selektiv einen Stromfluss über das dritte Regelelement zu ermöglichen, wenn ein Betrag der Ausgangsspannung kleiner als ein Betrag der Eingangsspannung ist, wenn der Betrag der Ausgangsspannung größer als der Sollwert für die Ausgangsspannung ist oder wenn eine Stromaufnahme einer an den ersten Ausgangsspannungsknoten angeschlossenen Last kleiner als ein von dem getakteten Spannungswandler gelieferter Strom ist.

Somit kann also beispielsweise selektiv über das erste Regelelement oder über das dritte Regelelement ein Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten abgeführt werden, wenn der Betrag der Ausgangsspannung größer als der Sollwert für die Ausgangsspannung ist oder wenn die Stromaufnahme der an dem ersten Ausgangsspannungsknoten ange schlossenen Last kleiner ist als ein von dem getakteten Spannungswandler (aktuell) (bei spielsweise aufgrund eines Stromrippels) gelieferter Strom ist. Beispielsweise kann die Spannungswandleranordnung (oder eine Steuerung der Spannungswandleranordnung) erkennen, ob beispielsweise der Betrag der Ausgangsspannung größer als der Betrag der Eingangsspannung ist oder ob der Betrag der Ausgangsspannung kleiner als der Betrag der Eingangsspannung ist, und basierend darauf entscheiden, welches der Regelelemente (aktuell) aktiviert werden soll. Indem dann durch das jeweilige Regelelement (beispiels- weise durch eine geeignete Ansteuerung des Regelelements) beispielsweise ein zeitlich variabler, einem Ausgangsstromrippei des getakteten Spannungswandlers folgender Strom abgeführt wird, kann beispielsweise erreicht werden, dass die Last mit einem näherungs weise konstanten Strom versorgt wird, wobei der Ausgangsstromrippei des getakteten Spannungswandlers durch den Stromfluss durch das jeweilige Regelelement zumindest teilweise kompensiert wird. Durch die entsprechende Auswahl des Regelelements, durch das der Stromfluss erfolgen soll, wird beispielsweise erreicht, dass die Verluste minimiert werden, da beispielweise dasjenige der Regelelemente ausgewählt werden kann, das zu einer aktuellen Relation zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung passt (und von allen Regelelementen die geringsten Verluste zur Folge hat).

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Spannungswandler ein getakteter Spannungswandler, der ausgelegt ist, um an den ersten Ausgangsspannungsknoten einen zeitlich pulsierenden Strom mit einem Gleichanteil größer als einem Wechselanteil zu lie- fern.

Der Wechselanteil stellt beispielsweise einen Ausgangsstromrippei des getakteten Span nungswandlers dar, und dieser Ausgangsstromrippei kann beispielsweise durch die ent sprechenden Regelelemente zumindest teilweise kompensiert werden. Der Stromfluss durch das erste Regelelement bzw. durch die anderen Regelelemente kann dabei beispiels weise im Wesentlichen einem Wechselanteil des durch den getakteten Spannungswandler gelieferten Stroms entsprechen. Somit ist ein Stromfluss durch die (beispielsweise linearen) Regelelemente vergleichsweise gering, da der Gleichanteil des durch den getakteten Span nungswandler gelieferten Stroms typischerweise nicht durch das erste Regelelement bzw. durch die (anderen) Regelelemente fließt, sondern nur der Wechselanteil bzw. der Rippel. Die hier beschriebene Stromregelung ist somit deutlich verlustärmer als beispielweise eine durch Linearregler alleine realisierte Stromregelung.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist das erste Regelelement ausgelegt, um ei- nen Stromfluss zu ermöglichen, der einer Differenz zwischen dem zeitlich pulsierenden Strom und einem Laststrom einer mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten gekoppelten Last entspricht.

Damit wird erreicht, dass beispielsweise ein vorgegebener Laststrom (der konstant sein kann oder der einem zeitlich vergleichsweise langsam veränderlichen Verlauf unterliegt) zu der Last geliefert wird. Damit wird beispielsweise verhindert, dass die durch die Taktung des Spannungswandlers bedingten periodischen Stromschwankungen sich voll auf die mit dem Ausgangsspannungsknoten gekoppelten Last auswirken. Vielmehr werden die ge- nannten Stromschwankungen durch das erste Regelelement bzw. auch durch die anderen Regelelemente im Wesentlichen kompensiert.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist das erste Regelelement ausgelegt, um nur Schwankungen des zeitlich pulsierenden Stroms auszugleichen, während ein Haupt-Last- Stromanteil durch den getakteten Spannungswandler geliefert wird. Der beispielsweise kon stante bzw. nur langsam veränderliche (beispielsweise mit einer Zeitkonstante, die länger ist als eine Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers oder länger als zehn Schalt perioden des getakteten Spannungswandlers, oder länger als eine Ansprechzeit einer Re gelung des getakteten Spannungswandlers) Laststromanteil wird also durch den typischer- weise mit sehr geringen Verlusten arbeitenden getakteten Spannungswandler geliefert, während hingegen beispielsweise nur die vergleichsweise geringen Schwankungen des zeitlich pulsierenden Stroms, der durch den getakteten Spannungswandler geliefert wird, von dem ersten Regelelement ausgeglichen werden (sowie gegebenenfalls„schnelle“ Ver änderungen der Stromaufnahme der Last, die durch Veränderungen innerhalb der Last be- dingt sind, und die beispielsweise schneller sind als eine Ansprechzeit einer Regelung des getakteten Spannungswandlers). Der durch das erste Regelelement fließende Strom ist somit vergleichsweise klein, und die Verlustleistung in dem ersten Regelelement ist somit auch vergleichsweise gering. Dadurch kann trotz Einsatz eines verlustbehafteten ersten Regelelements (bei dem es sich beispiels- weise um einen Linearregler bzw. um einen Regeltransistor handeln kann) ein sehr guter (Gesamt-) Wirkungsgrad der Spannungswandleranordnung erreicht werden. Gleichzeitig werden allerdings auch Schwankungen des zeitlich pulsierenden Stroms, der durch den getakteten Spannungswandler geliefert wird, zumindest größtenteils (beispielsweise zu zu- mindest mehr als 50% oder gar zu zumindest mehr als 90%) kompensiert, so dass der Laststrom wesentlich weniger Rippeistörungen aufweist als herkömmlicherweise, was auch eine Verkleinerung von gegebenenfalls vorhandenen Entstörungsmaßnahmen (zum Bei spiel Glättungskondensatoren, Ausgangsinduktivitäten und Ähnliches) ermöglicht.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Spannungswandleranordnung derart ausgelegt, dass ein mittlerer Stromfluss durch das erste Regelelement kleiner ist als 10% eines mittleren Laststroms durch eine mit dem Ausgangsspannungsknoten gekoppelte Last oder kleiner ist als 10% eines durch den getakteten Spannungswandler gelieferten mittleren Stroms.

Durch die entsprechende Auslegung kann ein sehr hoher Gesamtwirkungsgrad der Span nungswandleranordnung erreicht werden und die durch das Regelelement entstehende Verlustleistung kann in einem vergleichsweise kleinen Bereich gehalten werden, der gut tolerierbar ist.

Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der getaktete Spannungswandler ausgelegt, um in einem Betriebszustand, in dem ein Betrag der Ausgangsspannung größer ist als ein Betrag der Eingangsspannung (beispielsweise Fall 5 gemäß Tabelle 2 oder Fall 5 gemäß Tabelle 1 ), einen pulsierenden Strom zu liefern, dessen Minimalbetragswert min destens so groß ist, wie ein von einer mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten verbun denen Last benötigter Stromwert. Das erste Regelelement ist ausgelegt, um in dem Be triebszustand, in dem der Betrag der Ausgangsspannung größer ist als der Betrag der Ein gangsspannung, Schwankungen eines Laststroms zumindest teilweise zu kompensieren, indem das erste Regelelement einen zeitlich pulsierenden Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten ermöglicht (der beispielsweise entsprechend dem von dem getakteten Spannungswandler gelieferten Stromfluss pulsiert).

Indem beispielsweise der getaktete Spannungswandler in dem genannten Betriebszustand (beispielsweise durch eine Steuerung der Spannungswandleranordnung) so angesteuert wird, dass der Minimalbetragswert des pulsierenden Stroms mindestens so groß ist, wie ein von einer mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten verbundenen Last benötigter Stromwert, wird erreicht, dass es nicht erforderlich ist, zu dem ersten Ausgangsspannungs knoten hin einen zusätzlichen Strom liefern, was in dem genannten Betriebszustand ohne- hin nicht mit geringem Aufwand möglich wäre. Vielmehr wird dadurch, dass der Minimalbetragswert des durch den getakteten Spannungswandler gelieferten Stroms mindestens so groß ist wie ein von einer mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten verbundenen Last benötigter Stromwert, erreicht, dass der Laststrom durch Abführung von Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten auf einen gewünschten Wert gebracht werden kann. Eine derartige Abführung von Strom kann in dem genannten Betriebszustand aber durch das erste Ausgangsregelelement mit hoher Effizienz erreicht werden.

Somit wird durch die genannte Auslegung erreicht, dass einerseits Verluste gering gehalten werden, und andererseits wird durch die entsprechende Ansteuerung des getakteten Span- nungswandlers ermöglicht, dass ein Laststrom durch das erste Regelelement trotz der Schwankungen des durch den getakteten Spannungswandler gelieferten Stroms konstant auf einen gewünschten Wert gebracht (bzw. geregelt) werden kann.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der getaktete Spannungswandler ausge legt, um in einem Betriebszustand, in dem ein Betrag der Ausgangsspannung kleiner ist als ein Betrag der Eingangsspannung und in dem der Betrag der Ausgangsspannung kleiner ist als ein Betrag einer Potentialdifferenz zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten (Fall 1 gemäß Tabelle 2), einen pulsierenden Strom zu liefern, dessen Minimalbetragswert mindestens so groß ist wie ein von einer mit den ersten Ausgangsspannungsknoten verbundenen Last benötigter Stromwert. Die Span nungswandleranordnung weist in diesem Fall ein drittes Regelelement auf, wobei das dritte Regelelement zwischen den ersten Ausgangsspannungsknoten und einen Bezugspotenti alknoten bzw. den zweiten Ausgangsspannungsknoten, der als Bezugspotentialknoten wir- ken kann) geschaltet ist. Das dritte Regelelement ist ausgelegt (bzw. wird angesteuert), um in dem Betriebszustand, in dem der Betrag der Ausgangsspannung kleiner ist als der Betrag der Eingangsspannung und in dem der Betrag der Ausgangsspannung kleiner ist als der Betrag der Potentialdifferenz zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten, Schwankungen eines Laststroms zumindest teilweise zu kompensieren, indem das dritte Regelelement einen zeitlich pulsierenden Stromfluss zwischen dem ersten Ausgangsspannungsknoten und dem Bezugspotentialknoten (bzw. dem zweiten Ausgangsspannungsknoten) ermöglicht (der beispielsweise entsprechend dem von dem getakteten Spannungswandler gelieferten Stromfluss pulsiert).

Indem beispielsweise der getaktete Spannungswandler und das dritte Regelelement (bei- spielsweise durch eine Steuerung der Spannungswandleranordnung) entsprechend ange steuert werden, kann wiederum erreicht werden, dass ein Stromfluss durch die Last trotz Schwankungen des durch den getakteten Spannungswandler gelieferten Stroms im Wesentlichen einen gewünschten Wert annimmt. Dadurch, dass der getaktete Spannungs- wandler einen pulsierenden Strom liefert, dessen Minimalbetragswert mindestens so groß ist wie ein von einer mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten verbundenen Last benö tigter Stromwert, ist es nicht erforderlich, durch ein Regelelement Strom zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten hinzuliefern. Vielmehr muss, da der durch den getakteten Spannungswandler gelieferte Strom stets größer ist als der durch die Last benötigte Strom (oder gleich dem durch die Last benötigten Strom ist), ein Strom von dem ersten Ausgangs- spannungsknoten abgeführt werden, was in dem genannten Betriebszustand durch das dritte Regelelement in energieeffizienter Weise möglich ist. Somit wird wiederum eine gute Effizienz bei geringem Rippel des Laststroms ermöglicht.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der getaktete Spannungswandler ausge legt, um in einem Betriebszustand, in dem ein Betrag der Ausgangsspannung kleiner ist als ein Betrag der Eingangsspannung und in dem der Betrag der Ausgangsspannung größer ist als ein Betrag einer Potentialdifferenz zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten (z. B. Fall 3 gemäß Tabelle 2), einen pulsie- renden Strom zu liefern, dessen Maximalbetragswert höchstens so groß ist wie ein von einer mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten verbundenen Last benötigter Stromwert. Die Spannungswandleranordnung umfasst in diesem Fall ein zweites Regelelement, wobei das zweite Regelelement zwischen den ersten Eingangsspannungsknoten und den ersten Ausgangsspannungsknoten geschaltet ist. Das zweite Regelelement ist ausgelegt, um in dem Betriebszustand, in dem der Betrag der Ausgangsspannung kleiner ist als der Betrag der Eingangsspannung und in dem der Betrag der Ausgangsspannung größer ist als der Betrag der Potentialdifferenz zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten, Schwankungen eines Laststroms zumindest teilweise zu kompensieren, indem das zweite Regelelement einen zeitlich pulsierenden Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungs knoten ermöglicht (der beispielsweise entsprechend dem von dem getakteten Spannungs wandler gelieferten Stromfluss pulsiert).

Durch die entsprechende Ansteuerung des getakteten Spannungswandlers und des zwei ten Regelelements (beispielsweise durch eine Steuerung der Spannungswandleranord nung) wird erreicht, dass der durch den getakteten Spannungswandler gelieferte Strom nie größer ist als der gewünschte Laststrom. Dadurch ist es nicht erforderlich, zur Stabilisierung des Laststroms einen Strom von dem Ausgangsspannungsknoten abzuführen, sondern es ist ausreichend, zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten einen Strom zu liefern, um da mit die (durch die schaltende Betriebsweise des getakteten Spannungswandlers bedingten) Schwankungen des durch den getakteten Spannungswandler gelieferten Stroms zu kom pensieren. Dies kann auch in verlustarmer Weise erfolgen, da in dem genannten Betriebs zustand in verlustarmer Weise ein Strom von dem ersten Eingangsspannungsknoten zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten über das zweite Regelelement geliefert werden kann. Damit ist wiederum die Bereitstellung eines störungsarmen Laststroms bei geringen Verlusten möglich.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der getaktete Spannungswandler ausge legt, um in einem Betriebszustand, in dem ein Betrag der Ausgangsspannung kleiner ist als ein Betrag der Eingangsspannung und in dem der Betrag der Ausgangsspannung sich von einem Betrag einer Potentialdifferenz zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten um nicht mehr als einen vorgegebenen Wert un terscheidet (beispielsweise Fall 4 gemäß Tabelle 2), einen pulsierenden Strom zu liefern, dessen Maximalbetragswert größer ist als ein von einer mit dem ersten Ausgangsspan nungsknoten verbundenen Last benötigter Stromwert und dessen Minimalbetragswert klei ner ist als ein von einer mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten verbundenen Last be nötigter Stromwert. Die Spannungswandleranordnung weist hierbei ein zweites Regelele ment auf, wobei das zweite Regelelement zwischen den ersten Eingangsspannungsknoten und den ersten Ausgangsspannungsknoten geschaltet ist. Die Spannungswandleranord nung weist ferner ein drittes Regelelement auf, wobei das dritte Regelelement zwischen den ersten Ausgangsspannungsknoten und einem Bezugspotentialknoten (beispielsweise durch den zweiten Ausgangsspannungsknoten gebildet) geschaltet ist. Das zweite Re gelelement und das dritte Regelelement sind ausgelegt, um in dem Betriebszustand, in dem der Betrag der Ausgangsspannung kleiner ist als der Betrag der Eingangsspannung und in dem der Betrag der Ausgangsspannung sich von dem Betrag der Potentialdifferenz zwi- schen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten um nicht mehr als einen vorgegebenen Wert unterscheidet, Schwankungen eines Last stroms zumindest teilweise zu kompensieren, indem das zweite Regelelement einen zeit lich pulsierenden Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten ermöglicht (der beispielsweise entsprechend dem von dem getakteten Spannungswandler gelieferten Stromfluss pulsiert) und indem das dritte Regelelement einen zeitlich pulsierenden Stromfluss zwischen dem Eingangsspannungs knoten und dem Bezugspotentialknoten ermöglicht (der beispielsweise entsprechend dem von dem getakteten Spannungswandler gelieferten Stromfluss pulsiert), wobei der pulsie- rende Stromfluss durch das zweite Regelelement und der Stromfluss durch das dritte Re- gelelement sich zeitlich abwechseln (also beispielsweise nicht gleichzeitig stattfinden, wo bei beispielsweise ein Stromfluss durch das zweite Regelelement LR1 erfolgt, falls ein von dem getakteten Spannungswandler gelieferter Momentanstrom kleiner als ein von der Last benötigter Strom ist, und wobei beispielsweise ein Stromfluss durch das dritte Regelele ment LR2 erfolgt, falls ein von dem getakteten Spannungswandler gelieferter Momentan strom größer als ein von der Last benötigter Strom ist).

Indem beispielsweise der getaktete Spannungswandler sowie das zweite Regelelement und das dritte Regelelement (beispielsweise durch eine Steuerung der Spannungswandler anordnung) entsprechend angesteuert werden, können Verluste besonders gering gehalten werden, wenn der Betrag der Ausgangsspannung in etwa der Hälfte des Betrags der Ein gangsspannung entspricht. In diesem Fall kann sowohl in energieeffizienter Weise ein Strom von dem ersten Eingangsspannungsknoten zu dem ersten Ausgangsspannungskno ten geliefert werden und es kann außerdem in energieeffizienter Weise ein Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten zu dem Bezugspotentialknoten abgeleitet werden. In dem hier beispielsweise während einer Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers zeitweise einen Strom durch das zweite Regelelement zu dem ersten Ausgangsspannungs knoten geliefert wird und zeitweise ein Strom durch das dritte Regelelement von dem ersten Ausgangsspannungsknoten abgeführt wird, kann erreicht werden, dass Effektivwerte der Ströme durch das zweite Regelelement und durch das dritte Regelelement kleiner sind, als wenn nur eines der Regelelemente die Kompensation des Ausgangsstromrippeis des ge takteten Spannungswandlers übernehmen würde. Insofern ist eine Verlustleistung auch kleiner, als wenn die Kompensation des Ausgangsstromrippeis des getakteten Spannungs wandlers durch nur ein Regelelement erfolgen würde.

Somit wird beispielsweise durch die entsprechende Ansteuerung des getakteten Span- nungswandlers (so dass dessen Ausgangsstrom-Maximalbetragswert größer ist als ein von der Last - zum Beispiel während einer Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers - benötigter Stromwert und so dass dessen Ausgangsstrom-Minimalbetragswert kleiner ist als der von der Last - zum Beispiel während einer Schaltperiode des getakteten Span nungswandlers - benötigte Stromwert) ermöglicht, dass die Kompensation des Ausgangs- stromrippels abwechselnd durch das zweite Regelelement und das dritte Regelelement er folgen kann. Besonders geringe Verluste lassen sich beispielsweise erzielen, wenn der Ma ximalbetragswert und der Minimalbetragswert des pulsierenden Stroms zumindest nähe rungsweise symmetrisch um den von der Last - zum Beispiel während einer Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers - benötigten Stromwert herum liegen (beispielsweise mit einer Toleranz von +/- 10% oder +/- 20% oder +/- 30%).

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der getaktete Spannungswandler ausge legt, um in einem Betriebszustand, in dem ein Betrag der Ausgangsspannung kleiner ist als ein Betrag der Eingangsspannung (beispielsweise gemäß Fall 2 der Tabelle 2), einen pul sierenden Strom zu liefern, dessen Minimalbetragswert mindestens so groß ist wie ein von einer mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten verbundenen Last benötigter Stromwert. Die Spannungswandleranordnung umfasst in diesem Fall ein drittes Regelelement, wobei das dritte Regelelement zwischen den ersten Ausgangsspannungsknoten und einen Be- zugspotentialknoten (beispielsweise den zweiten Ausgangsspannungsknoten) geschaltet ist. Das dritte Regelelement ist in diesem Fall ausgelegt, um in den Betriebszustand, in dem der Betrag der Ausgangsspannung kleiner ist als der Betrag der Eingangsspannung, Schwankungen eines Laststroms zumindest teilweise zu kompensieren, indem das dritte Regelelement einen zeitlich pulsierenden Strom zwischen dem ersten Eingangsspan- nungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten ermöglicht (der beispielsweise entsprechend dem von dem getakteten Spannungswandler gelieferten Stromfluss pulsiert). Durch die entsprechende Ausgestaltung kann wiederum eine effiziente Kompensation des Ausgangsstromrippeis des getakteten Spannungswandlers erzielt werden. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der getaktete Spannungswandler ein ZETA- Konverter oder ein Cuk-Konverter oder ein Aufwärtswandler (Boost-Wandler).

Es hat sich gezeigt, dass die hierin erläuterten Konzepte bei solchen Wandlertypen durch aus vorteilhaft einsetzbar sind.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist der ZETA-Konverter eine erste Indukti vität und eine zweite Induktivität auf, wobei die erste Induktivität und die zweite Induktivität über einen magnetischen Flussleiter gekoppelt sind. Die erste Induktivität und die zweite Induktivität sind beispielsweise so dimensioniert (beispielsweise dadurch, dass sie Indukti vitätswerte aufweisen, die um höchstens 10% voneinander abweichen), dass der ZETA- Wandler in einem kontinuierlichen Betrieb des Stromflusses durch die Induktivität arbeitet, welche mit der Last verbunden ist. Damit wird beispielsweise erreicht, dass ein Gleichanteil eines Stroms in der mit der Last verbundenen Induktivität größer ist als ein Wechselanteil.

Durch die entsprechende Dimensionierung wird eine verlustarme Kompensation des Aus- gangsstromrippels des getakteten Spannungswandlers ermöglicht.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist die Spannungswandleranordnung ein Schaltelement auf, wobei das Schaltelement zwischen eine Spannungsquelle und die zweite Induktivität in Serie geschaltet ist. Die Spannungswandleranordnung ist ausgelegt, um eine Schalthäufigkeit und Schaltdauer des Schaltelements in Abhängigkeit von einem Sollstrom durch die Last einzustellen.

Dadurch wird erreicht, dass der durch den getakteten Spannungswandler gelieferte Strom auf einen gewünschten Wert gebracht werden kann, was beispielsweise zweckmäßig ist, um eine vorteilhafte Relation zwischen dem gewünschten Laststrom und dem Ausgangs strom des getakteten Spannungswandlers herzustellen, die für eine verlustarme Kompensation des Ausgangsstromrippeis besonders gut geeignet ist.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind das erste Regelelement und/oder das zweite Regelelement und/oder das dritte Regelelement Bipolartransistoren. Es hat sich gezeigt, dass Bipolartransistoren sich gut als Regelelemente eignen, da diese ein schnelles Ansprechverhalten aufweisen und damit beispielsweise den Stromrippel des getakteten Spannungswandlers gut kompensieren können. Im Übrigen hat sich gezeigt, dass Bipolartransistoren auch einfach ansteuerbar sind, so dass der Schaltungsaufwand vergleichsweise gering gehalten werden kann.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist die Spannungswandleranordnung ein zweites Regelelement auf, wobei das zweite Regelelement zwischen den ersten Eingangs spannungsknoten und den ersten Ausgangsspannungsknoten geschaltet ist. Der Span nungswandler weist ferner ein drittes Regelelement auf, wobei das dritte Regelelement zwi schen den ersten Ausgangsspannungsknoten und einen Bezugspotentialknoten geschaltet ist. Die Spannungswandleranordnung ist ausgelegt, um die Ausgangsspannung oder einen an eine mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten gekoppelte Last gelieferten Strom zu regeln. Die Spannungswandleranordnung ist ausgelegt, um abhängig von einem Betriebs zustand (beispielsweise abhängig davon, ob eine Aufwärtswandlung oder eine Abwärts wandlung erfolgt, bzw. abhängig von einer Relation zwischen einem Betrag der Potential differenz zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspan nungsknoten einerseits und einem Betrag der Ausgangsspannung andererseits) auszu wählen, durch welches der Regelelemente ein Stromfluss zur Regelung (beispielsweise zur Kompensation des Ausgangsstromrippeis des getakteten Spannungswandlers) erfolgen soll. Die Spannungswandleranordnung ist ferner ausgelegt, um dasjenige der Regelele mente auszuwählen, über dem ein Spannungsabfall am kleinsten ist (beispielsweise im Vergleich zu Spannungsabfällen über den anderen zur Regelung nutzbaren Regelelemen ten). Die Spannungswandleranordnung ist beispielsweise ausgelegt, um den Stromfluss über die Regelelemente so zu ermöglichen, dass ein kleinstmöglicher Spannungsabfall über einem Pfad, der das Regelelement beinhaltet, auftritt, über dem der Stromfluss ermög licht wird, verglichen mit einem Pfad über ein anderes Regelelement.

Somit wird beispielsweise durch eine Steuerung der Spannungswandleranordnung erreicht, dass die (verlustbehaftete) Regelung mit den Regelelementen in möglichst verlustarmer Weise erfolgt, indem dasjenige der Regelelemente ausgewählt wird, das in dem jeweiligen Betriebszustand der Spannungswandleranordnung die vergleichsweise kleinsten Verluste mit sich bringt (und dennoch eine Regelung ermöglicht). In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist die Spannungswandleranordnung ein zweites Regelelement auf, wobei das zweite Regelelement zwischen den ersten Eingangs spannungsknoten und den ersten Ausgangsspannungsknoten geschaltet ist. Die Span nungswandleranordnung weist ferner ein drittes Regelelement auf, wobei das dritte Re- gelelement zwischen den ersten Ausgangsspannungsknoten und einen Bezugspotential knoten (beispielsweise den zweiten Ausgangsspannungsknoten) geschaltet ist. Die Span nungswandleranordnung ist ausgelegt, um (beispielsweise selektiv) einen Stromfluss über das dritte Regelelement zu ermöglichen, wenn eine Ausgangsspannung kleiner ist als eine Differenz der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung und wenn die Eingangsspan- nung größer ist als die Ausgangsspannung. Die Spannungswandleranordnung ist ferner ausgelegt, um (beispielsweise selektiv) einen Stromfluss über das dritte Regelelement zu ermöglichen, wenn die Ausgangsspannung von der Eingangsspannung um höchstens 0,1

V oder um höchstens 0,5 V oder um höchstens 1 V oder um höchstens 2 V abweicht. Die Spannungswandleranordnung ist ferner ausgelegt, um (beispielsweise selektiv) einen Stromfluss über das zweite Regelelement zu ermöglichen, wenn die Ausgangsspannung größer ist als die Differenz der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung und wenn die Eingangsspannung größer ist als die Ausgangsspannung. Die Spannungswandleranordnung ist ferner ausgelegt, um (beispielsweise selektiv) einen Stromfluss über das zweite Regelelement und das dritte Regelelement zu ermöglichen, wenn die Ausgangsspannung von der Differenz der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung um höchstens 10% abweicht (oder um einen vorgegebenen Betrag abweicht, der beispielsweise - je nach ab soluten Werten von Eingangsspannung und Ausgangsspannung - zwischen 0,1 V und 20

V liegt) und die Eingangsspannung größer ist als die Ausgangsspannung. Die Spannungs wandleranordnung ist ferner ausgelegt, um (beispielsweise selektiv) einen Stromfluss über das erste Regelelement zu ermöglichen, wenn die Eingangsspannung kleiner ist als die Ausgangsspannung.

Durch die entsprechende Ausgestaltung kann erreicht werden, dass die Regelung bzw. die Kompensation des Ausgangsstromrippeis des getakteten Spannungswandlers an ganz ver schiedenen Betriebspunkten der Spannungswandleranordnung in effizienter Weise erfol gen kann. Insbesondere ist anzumerken, dass beispielsweise eine Regelung über das erste Regelelement und das zweite Regelelement schlecht bzw. nicht erfolgen kann, wenn die Differenz zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung zu gering ist. Dies liegt daran, dass die Regelbauteile bzw. Regeltransistoren, die als Regelelemente verwen det werden, typischerweise einen ausreichenden Spannungsabfall benötigen, um ihre Regelaufgabe wirksam wahrnehmen zu können. Während es also durchaus wünschens wert ist, dass der Spannungsabfall über den Regelelementen klein ist, so wurde doch er kannt, dass ein zu kleiner Spannungsabfall die Qualität der Regelung deutlich beeinträch tigt. Daher wird bei kleiner Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung das dritte Regelelement zur Regelung verwendet, auch wenn dieses größere Verluste mit sich bringt als die Verwendung des ersten Regelelements bzw. des zweiten Regelelements.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist die Spannungswandleranordnung ein zweites Regelelement auf, wobei das zweite Regelelement zwischen den ersten Eingangs spannungsknoten und den ersten Ausgangsspannungsknoten geschaltet ist. Die Span nungswandleranordnung weist ferner ein drittes Regelelement auf, wobei das dritte Regelelement zwischen den ersten Ausgangsspannungsknoten und einen Bezugspotential knoten (beispielsweise den zweiten Ausgangsspannungsknoten) geschaltet ist. Die Span nungswandleranordnung ist darauf ausgelegt, um in Abhängigkeit von der Ausgangsspan nung der Spannungswandleranordnung und einem Spannungssollwert einen Steuerstrom dem ersten Regelelement, dem zweiten Regelelement und/oder dem dritten Regelelement so bereitzustellen, dass ein Spannungsabfall, der über einem der Regelelemente auftritt, dem ein Steuerstrom bereitgestellt wird, kleiner ist als ein Spannungsabfall, der über einem anderen Regelelement der Regelelemente vorhanden ist. Die entsprechende Ansteuerung kann beispielsweise durch eine Linearreglersteuerung erfolgen, die Teil der Spannungs wandleranordnung ist.

Dadurch wird wiederum ermöglicht, dass dasjenige der Regelelemente verwendet wird, das die geringsten Verluste bzw. die geringste Verlustleistung mit sich bringt.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist die Spannungswandleranordnung ein Eingangsregelelement auf, das zwischen den ersten Eingangsspannungsknoten und einen zweiten Eingangsspannungsknoten geschaltet ist, wobei der zweite Eingangsspannungs knoten ein Bezugspotential aufweist (und beispielsweise mit dem zweiten Ausgangsspan nungsknoten gekoppelt ist). Das Eingangsregelelement ist ausgelegt, um einen Stromfluss zu ermöglichen, um Schwankungen des Eingangsstroms der Spannungswandleranord nung (der sich beispielsweise als Summe des Stroms durch das Regelelement und des Eingangsstroms des Spannungswandlers ergibt) entgegenzuwirken (beispielsweise so, dass Schwankungen eines Eingangsstroms des getakteten Spannungswandlers zumindest teilweise kompensiert werden). Beispielsweise sollte bevorzugt auch eine Topologie des getakteten Spannungswandlers mit einer stromglättenden Eingangsinduktivität gewählt werden. Bevorzugt hat ein Eingangsstrom des getakteten Spannungswandlers einen grö ßeren Gleichanteil als Wechselanteil.

Durch das Eingangsregelelement kann beispielsweise erreicht werden, dass ein Eingangs strom der Spannungswandleranordnung geringere Schwankungen aufweist als der Ein gangsstrom der Spannungswandleranordnung. Das Eingangsregelelement kann dabei bei spielsweise durch eine entsprechend schnelle Regelcharakteristik Schwankungen des Ein gangsstroms der getakteten Spannungswandleranordnung zumindest teilweise kompen sieren, indem beispielsweise das Eingangsregelelement einen veränderlichen Stromfluss, der beispielsweise Schwankungen des Eingangsstroms des getakteten Spannungswand lers spiegelbildlich (bzw. mit umgekehrten Vorzeichen) folgt, nach Masse abführt. Dadurch kann ein Eingangsstromrippei der Spannungswandleranordnung deutlich verringert wer den, ohne dass dafür aufwendige, große und oftmals auch die Lebensdauer begrenzende Filterbauteile (insbesondere Induktivitäten oder Kapazitäten) verwendet werden müssen, bzw. es kann auch die Größe der Filterbauteile bei gleichen Anforderungen an eine Stö rungsunterdrückung verringert werden.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist die Spannungswandleranordnung ein zweites Regelelement auf, wobei das zweite Regelelement parallel (bzw. beispielsweise antiparallel, so dass beispielsweise durch das zweite Regelelement ein zu dem Stromfluss durch das erste Regelelement antiparalleler entgegengesetzter Stromfluss erfolgt) zu dem ersten Regelelement geschaltet ist. Die Spannungswandleranordnung weist ferner ein drit tes Regelelement auf, wobei das dritte Regelelement zwischen den ersten Ausgangsspan nungsknoten und einen Bezugspotentialknoten geschaltet ist. Die Spannungswandlerano rdnung weist ferner ein Eingangsregelelement auf, das zwischen den ersten Eingangsspan nungsknoten und einen zweiten Eingangsspannungsknoten geschaltet ist, wobei der zweite Eingangsspannungsknoten ein Bezugspotential aufweist.

Die Spannungswandleranordnung kann beispielsweise eine ganze Reihe von Betriebszu ständen unterscheiden. Beispielsweise ist die Spannungswandleranordnung ausgelegt, um in einem ersten Be triebszustand (beispielsweise auch als Fall 1 1 erläutert), in dem ein Betrag der Eingangs spannung größer als ein Betrag der Ausgangsspannung ist und in dem ein Betrag der Aus gangsspannung kleiner ist als ein Betrag einer Differenz zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung, zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten durch das zweite Regelelement zu ermöglichen und zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Ausgangsspannungsknoten und dem Bezugspotentialknoten durch das dritte Re gelelement zu ermöglichen.

Alternativ oder zusätzlich ist die Spannungswandleranordnung ausgelegt, um in einem zweiten Betriebszustand (hierin beispielsweise auch als Fall 12 erläutert), in dem ein Betrag der Eingangsspannung in etwa (beispielsweise mit einer Toleranz von +/- 1 % bis +/- 10% oder mit einer Toleranz von +/-1V oder +/-2V oder +/-5V) gleich einem Betrag der Aus- gangsspannung ist, zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Eingangs- spannungsknoten und dem zweiten Eingangsspannungsknoten durch das Eingangsre- gelelement zu ermöglichen und zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Ausgangsspannungsknoten und dem Bezugspotentialknoten durch das dritte Regelele ment zu ermöglichen.

Alternativ oder zusätzlich ist die Spannungswandleranordnung ausgelegt, um in einem drit ten Betriebszustand (hierin beispielsweise auch als Fall 13 erläutert), in dem ein Betrag der Eingangsspannung größer als ein Betrag der Ausgangsspannung ist und in dem ein Betrag der Ausgangsspannung größer ist als ein Betrag einer Differenz zwischen der Eingangs- Spannung und der Ausgangsspannung, zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten durch das zweite Regelelement zu ermöglichen und zumindest zeitweise einen Stromfluss zwi schen dem ersten Ausgangsspannungsknoten und dem Bezugspotentialknoten durch das dritte Regelelement zu ermöglichen, oder um in dem dritten Betriebszustand zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem zweiten Eingangsspannungsknoten durch das Eingangsregelelement zu ermöglichen und zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Ausgangsspannungsknoten und dem Bezugspotentialknoten durch das dritte Regelelement zu ermöglichen. Alternativ oder zusätzlich ist die Spannungswandleranordnung ausgelegt, um in einem vier ten Betriebszustand (beispielsweise auch als Fall 14 erläutert), in dem ein Betrag der Eingangsspannung größer als ein Betrag der Ausgangsspannung ist und in dem ein Betrag der Ausgangsspannung in etwa gleich (beispielsweise mit einer Toleranz von +/- 1 % oder +/- 10% oder mit einer Toleranz von +/-1 V oder +/-2V oder +/-5V) einem Betrag einer Dif ferenz zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung ist, zumindest zeit weise einen Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten durch das zweite Regelelement zu ermöglichen und zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Ausgangsspannungsknoten und dem Be zugspotentialknoten durch das dritte Regelelement zu ermöglichen, oder um in dem vierten Betriebszustand zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Eingangs spannungsknoten und dem zweiten Eingangsspannungsknoten durch das Eingangsre gelelement zu ermöglichen und zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Ausgangsspannungsknoten und dem Bezugspotentialknoten durch das dritte Regelelement zu ermöglichen.

Alternativ oder zusätzlich ist die Spannungswandleranordnung ausgelegt, um in einem fünf ten Betriebszustand (hierin beispielsweise auch als Fall 15 erläutert), in dem ein Betrag der Eingangsspannung kleiner als ein Betrag der Ausgangsspannung ist und in dem ein Betrag der Eingangsspannung kleiner ist als ein Betrag einer Differenz zwischen der Ausgangs spannung und der Eingangsspannung, zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten durch das erste Regelelement zu ermöglichen und zumindest zeitweise einen Stromfluss zwi schen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem zweiten Eingangsspannungskno ten durch das Eingangsregelelement zu ermöglichen.

Alternativ oder zusätzlich ist die Spannungswandleranordnung ausgelegt, um in einem sechsten Betriebszustand (hierin beispielsweise auch als Fall 16 bezeichnet), in dem ein Betrag der Eingangsspannung kleiner als ein Betrag der Ausgangsspannung ist, und in dem ein Betrag der Eingangsspannung größer ist als ein Betrag einer Differenz zwischen der Ausgangsspannung und der Eingangsspannung, zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungs knoten durch das erste Regelelement zu ermöglichen und zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem zweiten Eingangs spannungsknoten durch das Eingangsregelelement zu ermöglichen, oder um in dem sechs ten Betriebszustand zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Ausgangs spannungsknoten und dem zweiten Ausgangsspannungsknoten durch das dritte Regelele ment zu ermöglichen und zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem zweiten Eingangsspannungsknoten durch das Ein gangsregelelement zu ermöglichen.

Alternativ oder zusätzlich ist die Spannungswandleranordnung ausgelegt, um in einem siebten Betriebszustand (hierin beispielsweise auch als Fall 17 erläutert), in dem ein Betrag der Eingangsspannung kleiner als ein Betrag der Ausgangsspannung ist und in dem ein Betrag der Eingangsspannung in etwa (beispielsweise mit einer Toleranz von +/- 1 % oder von +/- 10% oder mit einer Toleranz von +/-1V oder +/-2V oder +/-5V) gleich einem Betrag einer Differenz zwischen der Ausgangsspannung und der Eingangsspannung ist, zumin dest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem ersten Ausgangsspannungsknoten durch das erste Regelelement zu ermöglichen und zu mindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem zweiten Eingangsspannungsknoten durch das Eingangsregelelement zu ermöglichen, oder um in dem siebten Betriebszustand zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Ausgangsspannungsknoten und dem zweiten Ausgangsspannungsknoten durch das dritte Regelelement zu ermöglichen und zumindest zeitweise einen Stromfluss zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten und dem zweiten Eingangsspannungs knoten durch das Eingangsregelelement zu ermöglichen.

Indem die Spannungswandleranordnung ausgelegt ist, um, beispielsweise durch eine Steu erung, entsprechende Funktionalitäten in einem der genannten Betriebszustände, in meh reren der genannten Betriebszustände oder beispielsweise auch in allen der genannten Betriebszustände zu ermöglichen, wird erreicht, dass eine Kompensation eines Eingangs- stromrippels des getakteten Spannungswandlers und/oder eine Kombination des Aus- gangsstromrippels des getakteten Spannungswandlers in energieeffizienter Weise erfolgen kann. Durch eine entsprechende Steuerung, die mehrere (beispielsweise zumindest zwei) der genannten Betriebszustände berücksichtigt, kann eine Anpassung an eine aktuelle Re lation zwischen Eingangsspannung und Ausgangsspannung erfolgen.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist mindestens ein in dem getakteten Span nungswandler verwendeter Schalttransistor ein Gallium-Nitrid-Transistor oder ein Silizium- Karbid-Transistor. Alternativ oder zusätzlich ist zumindest eine in dem getakteten Span nungswandler verwendete Diode eine Gallium-Nitrid-Diode oder eine Silizium-Karbid-Di- ode. Es hat sich gezeigt, dass derartige Bauteile besonders gut geeignet sind. Ein weiteres Ausführungsbeispiel gemäß der vorliegenden Erfindung schafft ein Verfahren zum Betrieb einer Spannungswandleranordnung mit einem getakteten Spannungswandler und einem ersten Regelelement, das zwischen einen ersten Eingangsspannungsknoten, der von einem Bezugspotentialknoten verschieden ist, und einen ersten Ausgangsspan- nungsknoten, der von einem Bezugspotentialknoten verschieden ist, geschaltet ist. Das Verfahren umfasst ein Erzeugen einer Ausgangsspannung basierend auf einer Eingangs spannung unter Verwendung des Spannungswandlers, so dass ein Betrag der Ausgangs spannung größer als ein Betrag der Eingangsspannung ist. In dem Fall, dass ein Betrag der Ausgangsspannung größer als ein Betrag der Eingangsspannung ist, wird zumindest zeitweise ein Stromfluss durch das erste Regelelement aktiviert (beispielsweise um durch den getakteten Spannungswandler bedingte Stromschwankungen zumindest teilweise zu kompensieren).

Das entsprechende Verfahren basiert auf denselben Überlegungen wie die oben erläuterte Vorrichtung. Ferner sei darauf hingewiesen, dass das Verfahren um alle Merkmale, Funk tionalitäten und Details ergänzt werden kann, die hierin in Hinblick auf die erfindungsge mäße Vorrichtung bzw. Spannungswandleranordnung beschrieben sind. Das Verfahren kann um die genannten Merkmale, Funktionalitäten und Details sowohl einzeln als auch in Kombination ergänzt werden.

Detaillierte Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugneh mend auf die beiliegenden Figuren näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines linear unterstützten Abwärtswandlers, gemäß einer herkömmlichen Lösung;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Ausführung eines Buck-Konverters (Abwärts-

Wandlers), kombiniert mit zwei Linearreglern, gemäß einer herkömmlichen Lösung; Fig. 3a ein vereinfachtes Schaltbild einer Regelfunktion eines Buck-Konverters, kombiniert mit zwei Linearreglern, gemäß einer herkömmlichen Lösung; Fig. 3b eine graphische Darstellung von Kurvenverläufen einer Regelfunktion eines Konverters, kombiniert mit Linearreglern, gemäß einer herkömmlichen Lö- sung; Fig. 4 ein Blockschaltbild eines linear unterstützten Aufwä rts-/Abwä rts- Wa n d le rs kombiniert mit drei Linearreglern, gemäß einer erfindungsgemäßen Anord- nung bzw. gemäß einem Ausführungsbeispiel;

Fig. 5 ein vereinfachtes Schaltbild eines ZETA-Konverters, kombiniert mit drei Li- nearreglern, gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführung bzw. gemäß ei- nem Ausführungsbeispiel;

Fig. 6a ein vereinfachtes Schaltbild einer Schaltung (bzw. eines Ausführungsbei- spiels) zur erfindungsgemäßen Funktion eines linear unterstützten ZETA- Konverters;

Fig. 6b ein Blockschaltbild einer Regelfunktion des linear unterstützten ZETA- Konverters nach Abbildung 6a gemäß einem Ausführungsbeispiel, wobei die Funktionalität als optional anzusehen ist;

Fig. 6c eine Schaltbild einer Implementierung einer erfindungsgemäßen Regelfunktion des linear unterstützten ZETA-Konverters nach Abbildung 6a und/oder 6b gemäß einem Ausführungsbeispiel, wobei Funktionalität und Implemen- tierung als optional anzusehen sind;

Fig. 6d ein Schaltbild einer Implementierung einer erfindungsgemäßen Regelfunkti- on des linear unterstützten ZETA-Konverters nach Abbildung 6a und/oder 6b mit kombinierter Funktion LR1 und LR2 für Fall B (ly - 0) gemäß einem Aus- führungsbeispiel, wobei Funktionalität und Implementierung als optional an- zusehen sind;

Fig. 7a eine schematische Darstellung einer Rippeistromkompensation des pulswei- tenmodulierten Wandlers (PWM-Wandlers) durch Linearregler LR1 und LR2 (beispielsweise gemäß Fall 4 nach Tabelle 1 , Position B von Schalter Sl nach Abbildung 6c), wobei eine rote Linie den Strom durch Linearregler LR1 und LR2 beschreibt und wobei eine blaue Linie einen Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers beschreibt;

Fig. 7b eine schematische Darstellung einer Rippeistromkompensation des PWM- Wandlers (bzw. pulsweitenmodulierten Wandlers) durch Linearregler LR1 (gemäß Fall 3 nach Tabelle 2, Position A von Schalter Sl nach Abbildung 6c), wobei eine rote Linie den Strom durch Linearregler LR1 beschreibt und wobei eine blaue Linie einen Ausgangsstrom des getakteten Spannungs- wandlers beschreibt;

Fig. 7c eine schematische Darstellung einer Rippeistromkompensation des PWM- Wandlers durch Linearregler LR2 oder LR3 (gemäß Fällen 1 , 2 und 5 nach Tabelle 1 , Position C von Schalter Sl nach Abbildung 6c), wobei eine rote Linie einen Strom durch Linearregler LR2 und LR3 beschreibt und wobei ei- ne blaue Linie einen Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers beschreibt;

Fig. 8a ein vereinfachtes Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines linear unter- stützten Buck-Konverters für ca. 30 Watt (wobei LR3 nicht gezeigt ist, aber antiparallel zu LR1 einfügbar ist);

Fig. 8b ein vereinfachtes Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines linear unterstützten ZETA-Konverters für ca. 30 Watt;

Fig. 9 eine schematische Darstellung von effizienten Arbeitsbereichen von linear unterstützten Buck- und ZETA-Konvertern basierend auf den Ausführungsbeispielen in Fig. 8 gleicher Baugröße (herkömmliche Lösungen vergleichsweise zur erfindungsgemäßen Ausführung);

Fig. 10 ein vereinfachtes Schaltbild eines transformatorgekoppelten Cuk-Konverters, kombiniert mit vier Linearreglern, gemäß einem Ausführungsbeispiel;

Fig. 11 ein Blockschaltbild einer Spannungswandleranordnung, gemäß einem Aus- führungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und Fig. 12 ein Flussdiagramm eines Verfahrens, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Fig. 13 eine tabellarische Darstellung einer Aktivierungsfunktion der Linearregler für eine Ausführung nach Abbildung 6 (Linearreglersteuerung) gemäß einem Beispiel (Tabelle 1 );

Fig. 14 eine tabellarische Darstellung einer Aktivierungsfunktion der Linearregler für eine Ausführung nach Fig. 10 (Tabelle 2);

1 , Spannunqswandleranordnung gemäß Fig. 11

Fig. 11 zeigt ein Blockschaltbild einer Spannungswandleranordnung 1100 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Die Spannungswandleranordnung 1 100 ist ausgelegt, um eine Eingangsspannung VIN von einer Eingangsspannungsquelle 1110 zu erhalten und eine Ausgangsspannung V ₀ UT bzw. ein Ausgangsstrom l _L für eine Last 1120 bereitzustellen (wobei die Eingangsspannungsquelle 1110 und die Last 1120 typischerweise nicht Teil der Spannungswandleranordnung 1100 sind). Die Spannungswandleranordnung 1 100 umfasst einen getakteten Spannungswandler 1130, der in der Lage ist bzw. der ausgelegt ist, basierend auf einer Eingangs- spannung V _|N eine Ausgangsspannung V ₀ UT ZU erzeugen, so dass ein Betrag der Aus- gangsspannung größer als ein Betrag der Eingangsspannung ist. Die Eingangsspannung kann beispielsweise zwischen einem ersten Eingangsspannungsknoten 1132 und einem zweiten Eingangsspannungsknoten 1 134 anliegen, und die Ausgangsspannung kann bei- spielsweise zwischen einem ersten Ausgangsspannungsknoten 1142 und einem zweiten Ausgangsspannungsknoten 1144 anliegen. Beispielsweise können der zweite Eingangs- spannungsknoten 1134 und der zweite Ausgangsspannungsknoten 1144 (beispielsweise niederohmig) elektrisch leitfähig verbunden sein, und beispielsweise auf einem Bezugspo- tential liegen bzw. als Bezugspotentialknoten aufgefasst werden.

Die Spannungswandleranordnung 1 100 umfasst ein erstes Regelelement 1 150, das zwi- sehen einen ersten Eingangsspannungsknoten 1132, der von einem Bezugspotentialknoten (z. B. den Knoten 1134, 1144) verschieden ist, und einen ersten Ausgangsspannungs- knoten 1 142, der von einem Bezugspotentialknoten (beispielsweise den Knoten 1134, 1144) verschieden ist, geschaltet ist. Das erste Regelelement 1 150 ist beispielsweise ausgelegt, um in dem Fall, dass ein Betrag der Ausgangsspannung VOUT größer als ein Betrag der Eingangsspannung VIN ist, zumindest zeitweise einen Stromfluss zu ermöglichen. Bevorzugt (aber nicht notwendigerweise) kann der getaktete Spannungswandler 1 130 eine stromglättende Ausgangsinduktivität aufweisen.

Im Folgenden wird die Funktionsweise der Spannungswandleranordnung 1100 kurz erläutert. Hierbei wird aus Gründen der Anschaulichkeit angenommen, dass der zweite Eingangsspannungsknoten 1 134 und der zweite Ausgangsspannungsknoten 1144 auf einem Bezugspotential liegen und dass sowohl die Eingangsspannung VIN als auch die Ausgangsspannung VOUT positiv sind, wobei die Ausgangsspannung VOUT größer als die Eingangsspannung V _IN ist. Somit ist beispielsweise ein Potential an dem ersten Ausgangsspannungsknoten 1142 höher als ein Potential an dem ersten Eingangsspannungsknoten 1132, und es kann beispielsweise über das erste Regelelement 1 150 ein Strom ILR3 von dem ersten Ausgangsspannungsknoten 1142 zu dem ersten Eingangsspannungsknoten 1 132 fließen.

Da der getaktete Spannungswandler 1130 getaktet betrieben wird, weist der Ausgangsstrom IOUT des getakteten Spannungswandlers 1 130, der in den ersten Ausgangsspannungsknoten 1 142 geliefert wird, Schwankungen auf, die beispielsweise zumindest näherungsweise periodisch sind, wobei die Periodendauer der Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers 1 130 entspricht. Der Ausgangsstrom IOUT des getakteten Spannungswandler 1 130 weicht damit beispielsweise typischerweise von dem von der Last 1120, RL benötigten Strom ab. Allerdings ist es regelmäßig wünschenswert, an die Last 1 120 einen Strom zu liefern, der mit möglichst guter Genauigkeit und insbesondere ohne einen Strom- rippel dem von der Last benötigten Strom entspricht.

In der Spannungswandleranordnung 1 100 kann beispielsweise ein Teil des Ausgangsstroms IOUT, der den von der Last 1 120 benötigten Strom II übersteigt, durch das erste Re gelelement 1 150 zu den ersten Eingangsspannungsknoten 1 132 hin abgeleitet werden. Da das Regelelement 1 150 typischerweise ausgelegt ist (zum Beispiel durch einen Regler angesteuert wird), um dem schwankenden Ausgangsstrom IOUT des getakteten Spannungswandlers 1 130 innerhalb einer Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers 1130 zu mindest näherungsweise zu folgen, kann somit erreicht werden, dass der an die Last 1 120 gelieferte Strom l _L näherungsweise konstant ist. In anderen Worten, der durch das erste Regelelement 1 150 fließende Strom I _LR 3 folgt den kurzfristigen Schwankungen bzw. dem Rippel des Ausgangsstroms IOUT zumindest näherungsweise und sorgt damit dafür, dass der Last RL ein im Wesentlichen von dem Stromrippel des Ausgangsstroms IOUT freier, über eine Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers näherungsweise konstanter Strom geliefert wird. Natürlich kann sich aber der an die Last gelieferte Strom L über einen länge ren Zeitraum (der typischerweise deutlich länger als eine Schaltperiode bzw. als zehn Schaltperioden des getakteten Spannungswandlers 1130 ist) verändern, wenn dies ent sprechend gewünscht ist.

Zusammenfassend ist somit festzuhalten, dass das erste Regelelement einen Ausgangs- stromrippel des getakteten Spannungswandlers (also einen Rippel des Ausgangsstroms IOUT) zumindest näherungsweise kompensiert, indem das erste Regelelement in einem Be triebszustand, in dem die Ausgangsspannung Vout größer (oder deutlich größer, zum Bei spiel um zumindest 1V oder um zumindest 2V oder um zumindest 5V größer) als die Ein gangsspannung Vin ist, einen Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten 1142 zu dem ersten Eingangsspannungsknoten 1 132 führt, der dem Stromrippel des Ausgangs stroms IOUT zumindest näherungsweise folgt. Damit wird ein Stromrippel in dem Laststrom I _I , der sich als Differenz zwischen dem Ausgangsstrom IOUT des getakteten Spannungs wandlers 1 130 und dem Strom I _LR 3 durch das erste Regelelement 1 150 ergibt, zumindest näherungsweise kompensiert.

Entsprechend kann beispielsweise von aufwendigen und die Lebensdauer begrenzenden Ausgangsfiltern des getakteten Spannungswandlers 1 130 abgesehen werden oder ent sprechende Ausgangsfilter können deutlich kleiner dimensioniert werden als bei herkömm lichen Spannungswandlern, um das gleiche Maß an Störungsunterdrückung zu erhalten.

Ergänzend sei darauf hingewiesen, dass der Spannungswandler 1 100 gemäß Fig. 11 opti onal um alle Merkmale, Funktionalitäten und Details ergänzt wird, die hier in dem Bezug auf die anderen Spannungswandler beschrieben sind. Die entsprechenden Merkmale, Funktionalitäten und Details können beispielsweise einzeln oder in Kombination in den Spannungswandler 1 100 aufgenommen werden.

2. Spannunqswandleranordnunq gemäß Fig. 4

Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild mit einer Spannungswandleranordnung 400, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Spannungswandleranordnung 400 ist ausgelegt, um basierend auf einer Eingangs spannung Vin und einer Eingangsspannungsquelle 410 eine Ausgangsspannung Vout für eine Last 420 bereitzustellen. Diesbezüglich sei darauf hingewiesen, dass die Eingangs spannungsquelle 410 beispielsweise zwischen einen ersten Eingangsspannungsknoten 432 und einen zweiten Eingangsspannungsknoten 434 geschaltet ist, wobei der zweite Ein gangsspannungsknoten 434 ein Bezugspotential aufweisen kann. Die Last ist zwischen ei nen ersten Ausgangsspannungsknoten 442 und einen zweiten Ausgangsspannungsknoten 444 geschaltet, wobei der zweite Ausgangsspannungsknoten 444 beispielsweise das Be zugspotential aufweisen kann und beispielsweise mit dem zweiten Eingangsspannungs- knoten 434 niederohmig gekoppelt sein kann.

Die Spannungswandleranordnung 400 umfasst einen Aufwärts-/Abwärts-Wandler 430, bei dem es sich typischerweise um einen getakteten Spannungswandler handelt. Ein Eingang des Aufwärts-/Abwärts-Wandlers 430 ist beispielsweise mit dem ersten Eingangsspan- nungsknoten gekoppelt und bevorzugt (aber nicht notwendigerweise) auch mit dem zweiten Eingangsspannungsknoten 434. Ein Ausgang des Aufwärts-/Abwärts-Wandlers 430 ist beispielsweise mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten 442 gekoppelt und bevorzugt (aber nicht notwendigerweise) auch mit dem zweiten Ausgangsspannungsknoten 442. Die Spannungswandleranordnung 400 umfasst ein erstes Regelelement 450, das zwischen den ersten Ausgangsspannungsknoten 442 und den ersten Eingangsspannungsknoten 432 geschaltet ist und das beispielsweise ausgelegt ist, um einen Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten 442 zu dem ersten Eingangsspannungsknoten 432 zu leiten (wenn beispielsweise das Potential an dem ersten Ausgangsspannungsknoten 442 höher ist als das Potential an dem ersten Eingangsspannungsknoten 432). Parallel bzw. antipa rallel zu dem ersten Regelelement 450 ist ein zweites Regelelement 460 geschaltet. Das zweite Regelelement 460 ist beispielsweise ausgelegt, um einen Strom von dem ersten Eingangsspannungsknoten 432 zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 442 hinzulei ten, beispielsweise wenn ein Potential des ersten Eingangsspannungsknotens 432 höher ist als ein Potential des ersten Ausgangsspannungsknotens 442.

Die Spannungswandleranordnung 400 umfasst ferner ein drittes Regelelement 470, das zwischen den ersten Ausgangsspannungsknoten 442 und den zweiten Ausgangsspan nungsknoten 444 geschaltet ist. Das dritte Regelelement 470 ist beispielsweise ausgelegt, um einen Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten 442 zu dem zweiten Aus gangsspannungsknoten 444 zu leiten, wenn beispielsweise ein Potential an dem ersten Ausgangsspannungsknoten 442 höher als ein Potential an dem zweiten Ausgangsspan nungsknoten 444 ist.

Diesbezüglich sei darauf hingewiesen, dass bei dem Ausführungsbeispiel gemäß der Fig. 4 davon ausgegangen wird, dass sowohl die Eingangsspannung V _I zwischen dem ersten Eingangsspannungsknoten 432 und dem zweiten Eingangsspannungsknoten 434 als auch die Ausgangsspannung VOUT zwischen dem ersten Ausgangsspannungsknoten 442 und dem zweiten Ausgangsspannungsknoten 444 positiv sind. Allerdings ist es natürlich auch möglich, die genannte Schaltung mit umgekehrter Polarität zu betreiben, wobei sich die Stromrichtungen in der dem Fachmann geläufigen Weise umkehren, ebenso wie die Rela tionen zwischen den Spannungen.

Was die Funktionsweise der Spannungswandleranordnung 400 anbelangt, so sei darauf hingewiesen, dass beispielsweise durch eine Steuerung festgelegt werden kann, welches bzw. welche der Regelelemente, bei denen es sich beispielsweise um Linearregler bzw. um Regeltransistoren handeln kann, aktuell einen Stromfluss übernehmen soll (bzw. sollen). Die Steuerung der Spannungswandleranordnung kann die Auswahl des zu aktivierenden Regelelements beispielsweise abhängig von einer Information über die Relation zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung machen. Beispielsweise kann die Steuerung ausgelegt sein, um festzustellen, bei welchen der Regelelemente ein geringst möglicher (aber noch ausreichender) Spannungsabfall vorliegt, um den Ausgangsstromrip- pel des getakteten Spannungswandlers 430 kompensieren zu können.

Ist die Ausgangsspannung VOUT größer als die Eingangsspannung V| _N , so ist es zumeist am energieeffizientesten, wenn das erste Regelelement 450 einen Strom von dem ersten Aus gangsspannungsknoten 442 hin zu dem ersten Eingangsspannungsknoten 432 abführt (je denfalls solange eine Spannung über dem ersten Regelelement 450 ausreichend groß ist, um das Regelelement wirksam betreiben zu können). Ist die Ausgangsspannung beispiels weise näherungsweise gleich der Eingangsspannung, so ist beispielsweise die Spannung über dem ersten Regelelement 450 und die Spannung über dem zweiten Regelelement 460 zu klein, um einen ausreichenden Stromfluss bzw. eine ausreichend gute Regelung durch das erste Regelelement 450 oder das zweite Regelelement 460 zu erzielen. Bei spielsweise funktionieren als Regelelement verwendete Regeltransistoren oft nicht zufrie denstellend, wenn eine Kollektor-Emitter-Spannung oder eine Drain-Source-Spannung klei ner als ein bestimmter Spannungswert (z. B. 1 V oder 2 V oder 3 V oder 5 V) ist. In diesem Fall ist es vorteilhaft, dass durch das dritte Regelelement 470 ein Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten hin zu dem zweiten Ausgangsspannungsknoten 444 abgeleitet wird, wenngleich ein Spannungsabfall über dem dritten Regelelement 470 größer ist als der Spannungsabfall über dem ersten Regelelement 450 und über dem zweiten Regelelement 460.

Ist hingegen die Ausgangsspannung VOUT kleiner als die Eingangsspannung VIN, SO kann typischerweise das erste Regelelement 450 nicht wirksam werden (da es typischerweise nur einen Stromfluss oder eine vernünftige Regelung ermöglicht, wenn die Ausgangsspan nung größer als die Eingangsspannung ist). In diesem Fall werden vielmehr typischerweise das zweite Regelelement 460 und/oder das dritte Regelelement 470 verwendet, um den Ausgangsstromrippei zu kompensieren, wobei die Entscheidung darüber, welches bzw. welche der genannten Regelelemente aktiviert werden, typischerweise von der Steuerung in Abhängigkeit von einer Relation zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangs spannung festgelegt wird.

Ist beispielsweise die Ausgangsspannung„deutlich“ größer als die Hälfte der Eingangs spannung (beispielsweise um zumindest 10% oder um zumindest 20% größer als die Hälfte der Eingangsspannung, oder um zumindest 1 V oder um zumindest 2 V oder um zumindest 5V größer als die Hälfte der Eingangsspannung), aber kleiner als die Eingangsspannung, so wird typischerweise das zweite Regelelement 460 (aber typischerweise nicht das dritte Regelelement 470) aktiviert, um einen Strom von dem ersten Eingangsspannungsknoten 432 zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 442 zu leiten, um den Ausgangsstromrippei des Ausgangsstroms IOUT des getakteten Spannungswandlers 430 (zumindest teilweise) zu kompensieren. In diesem Fall ist nämlich ein Spannungsabfall über dem zweiten Regelele ment 460 typischerweise kleiner als ein Spannungsabfall über dem dritten Regelelement 470, so dass auch die Verlustleistung über dem zweiten Regelelement 460 kleiner ist als die Verlustleistung über dem dritten Regelelement 470 wäre.

Ist hingegen die Ausgangsspannung„deutlich“ kleiner als die Hälfte der Eingangsspannung (beispielsweise um zumindest 10% kleiner oder um zumindest 20% kleiner oder um zumin dest 30% kleiner, oder um einen bestimmten Spannungswert, beispielsweise 1 V oder 2V oder 5V, kleiner), wird durch Steuerung beispielsweise das dritte Regelelement 470 aktiviert (aber nicht das zweite Regelelement 460), um einen Strom von dem ersten Ausgangsspan nungsknoten 442 zu dem zweiten Ausgangsspannungsknoten 444 hin abzuleiten, um dadurch den Stromrippel des Ausgangsstroms IOUT des getakteten Spannungswandlers 430 zumindest teilweise zu kompensieren. In dem genannten Fall ist nämlich ein Span nungsabfall über dem dritten Regelelement 470 deutlich kleiner als ein Spannungsabfall über dem zweiten Regelelement 460, so dass auch eine Verlustleistung in dem dritten Re gelelement 470 kleiner ist als eine Verlustleistung in dem zweiten Regelelement 460 wäre.

Ist hingegen die Ausgangsspannung„in etwa“ gleich der Hälfte der Eingangsspannung (bei- spielsweise innerhalb einer T oieranz von +/- 10% oder +/- 20% oder +/- 30% oder innerhalb einer in absoluten Spannungswerten definierten Toleranz von beispielsweise +/-1 V oder +/- 2V oder +/-5V), so kann die Steuerung der Spannungswandleranordnung beispielsweise entscheiden, dass das zweite Regelelement 460 und das dritte Regelelement 470 während einer Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers abwechselnd aktiviert werden sol- len. In diesem Fall kann die Steuerung der Spannungswandleranordnung den getakteten Spannungswandler beispielsweise so ansteuern, dass der Ausgangsstrom IOUT (aufgrund des Ausgangsstromrippeis) während einer Schaltperiode des getakteten Spannungswand lers 430 zeitweise größer ist als ein (während der genannten Schaltperiode) von der Last benötigter Strom l _L und zeitweise kleiner als ein von der Last (während der genannten Schaltperiode) benötigter Strom ist. Während der Zeiten innerhalb einer Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers 430, während der der Ausgangsstrom IOUT des getak teten Spannungswandlers 430 kleiner ist als der von der Last benötigte Strom L, kann bei spielsweise das zweite Regelelement 460 einen Strom von dem ersten Eingangsspan nungsknoten 432 zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 442 hin liefern, so dass der an die Last gelieferte Strom l _L (des hier als Summe von IOUT und ILRI ergibt) dem von der Last benötigten Strom entspricht. Während der Zeiten innerhalb einer Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers 430, während der der Ausgangsstrom IOUT des getakteten Spannungswandlers 430 größer ist als der von der Last benötigte (oder gewünschte) Strom, kann somit das dritte Regelelement 470 ein Strom von dem ersten Ausgangsspannungs- knoten 442 zu dem zweiten Ausgangsspannungsknoten 444 ableiten. Dadurch kann bei spielsweise erreicht werden, dass der an die Last gelieferte Strom L, der sich als Differenz zwischen dem Ausgangsstrom IOUT des getakteten Spannungswandlers 430 und dem durch das dritte Regelelement 470 fließende Strom _R 2 ergibt, einen gewünschten Stromwert auf weist.

Dadurch, dass innerhalb einer Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers sowohl das zweite Regelelement als auch das dritte Regelelement (abwechselnd) aktiv werden, kann erreicht werden, dass der Effektivwert des Stroms über der Schaltperiode deutlich kleiner ist, als wenn nur eines der Regelelemente aktiv würde, wodurch die Verlustleistung verringert werden kann. Beispielsweise ist es wünschenswert, dass der von der Last ge wünschte Strom etwa in der Mitte zwischen einem Minimalwert des Ausgangsstroms IOUT des getakteten Spannungswandlers und einem Maximalwert des Ausgangsstroms IOUT des getakteten Spannungswandlers (bezogen auf eine Schaltperiode) liegt. Eine Toleranz von +/- 10% oder +/- 20% oder +/- 30% oder von einem vorgegebenen Spannungswert (bei spielsweise +/- 1 V oder +/-2V oder +/-5V) ist hierbei regelmäßig tolerierbar. Die Steuerung der Spannungswandleranordnung kann daher den getakteten Spannungswandler 430 ent sprechend ansteuern, wenn die Steuerung erkennt, dass die Ausgangsspannung in etwa gleich einer Hälfte der Eingangsspannung ist.

Somit ist festzuhalten, dass die drei Regelelemente 450, 460, 470 in verschiedenen Be triebszuständen des Spannungswandlers durch die Steuerung des Spannungswandlers ak tiviert werden können. Es ist aber auch ersichtlich, dass natürlich nicht alle drei Regelele mente vorhanden sein müssen, wenn bestimmte Relationen zwischen der Eingangsspan nung und der Ausgangsspannung bei der konkreten Realisierung des Spannungswandlers nicht vorgesehen sind bzw. nicht auftreten.

Im Hinblick auf weitere Details der Spannungswandleranordnung 400 wird auch auf die folgende Beschreibung verwiesen.

Es sei darauf hingewiesen, dass die Spannungswandleranordnung 400 um alle Merkmale, Funktionalitäten und Details ergänzt werden kann, die hierin beschrieben sind, und zwar sowohl einzeln als auch in Kombination.

3. Spannunqswandleranordnunq gemäß Fiq. 5

Fig. 5 zeigt ein Schaltbild einer Spannungswandleranordnung 500, gemäß einem Ausfüh rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Die Spannungswandleranordnung 500 ist ausgelegt, um eine Eingangsspannung V _IN von einer Eingangsspannungsquelle 510 zu erhalten, und um basierend darauf eine Ausgangs spannung VOUT für eine Last 520 R _L bereitzustellen.

Die Eingangsspannungsquelle 510 ist zwischen einen ersten Eingangsspannungsknoten 532 und einen zweiten Eingangsspannungsknoten 534 geschaltet. Die Last 520 ist zwi schen einen ersten Ausgangsspannungsknoten 542 und einen zweiten Ausgangsspan nungsknoten 544 geschaltet.

Die Spannungswandleranordnung 500 umfasst einen ZETA-Wandler bzw. ZETA-Konverter 530, dessen Eingang mit dem ersten Eingangsspannungsknoten 532 und dem zweiten Ein gangsspannungsknoten 534 gekoppelt ist. Ein Ausgang des ZETA-Konverters ist mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten 542 und dem zweiten Ausgangsspannungsknoten 544 gekoppelt (wobei der zweite Eingangsspannungsknoten 534 und der zweite Ausgangs spannungsknoten 544 beispielsweise niederohmig verbunden sind und ein Bezugspotential aufweisen).

Die Spannungswandleranordnung 500 umfasst einen ersten Regeltransistor 550, der als erstes Regelelement wirkt. Der erste Regeltransistor 550 ist beispielsweise ein PNP- Bipolartransistor, dessen Emitter-Kollektor-Strecke zwischen den ersten Ausgangsspan nungsknoten 542 und den ersten Eingangsspannungsknoten 532 gekoppelt ist. Beispiels- weise ist der Emitter-Anschluss des ersten Regeltransistors 550 mit dem ersten Ausgangs spannungsknoten 542 gekoppelt und der Kollektor des ersten Regeltransistors 550 ist mit dem ersten Eingangsspannungsknoten 532 gekoppelt. Ein Basisanschluss des ersten Re geltransistors 550 wird beispielsweise durch einen Regler angesteuert, wie dies beispiels weise in Hinblick auf die weiteren Ausführungsbeispiele noch beschrieben wird.

Die Spannungswandleranordnung 500 umfasst ferner einen zweiten Regeltransistor 560, der als zweites Regelelement wirkt. Bei dem zweiten Regeltransistor 560 handelt es sich beispielsweise um einen PNP-Bipolartransistor, wobei eine Emitter-Kollektor-Strecke zwi schen den ersten Eingangsspannungsknoten 532 und den ersten Ausgangsspannungskno- ten 542 geschaltet ist. Beispielsweise ist der Emitter-Anschluss des zweiten Regeltransis tors 560 mit dem ersten Eingangsspannungsknoten 532 gekoppelt, und der Kollektor des zweiten Regeltransistors 560 ist mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten 542 gekoppelt. Ein Basisanschluss des zweiten Regeltransistors 560 wird beispielsweise durch eine Re gelung bzw. durch eine Regelschaltung angesteuert, wie dies bei den weiteren Ausfüh- rungsbeispielen noch genauer beschrieben ist.

Diesbezüglich sei darauf hingewiesen, dass der erste Regeltransistor 550 beispielsweise einen Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten 542 zu dem ersten Eingangs spannungsknoten 532 führen kann, und dass der zweite Regeltransistor 560 einen Strom von dem ersten Eingangsspannungsknoten 532 zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 542 führen kann.

Die Spannungswandleranordnung 500 umfasst ferner einen dritten Regeltransistor 570, der als drittes Regelelement wirkt. Der dritte Regeltransistor 570 ist beispielsweise ein PNP- Bipolartransistor, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen den ersten Ausgangsspan nungsknoten 542 und den zweiten Ausgangsspannungsknoten 544 geschaltet ist. Bei spielsweise ist ein Kollektor-Anschluss des dritten Regeltransistors 570 mit dem ersten Aus gangsspannungsknoten 542 gekoppelt, und ein Emitter-Anschluss des dritten Regeltransistors 570 ist mit dem zweiten Ausgangsspannungsknoten 544 gekoppelt. Ein Basisanschluss des dritten Regeltransistors 570 wird beispielsweise durch eine Regelung bzw. durch eine Regelschaltung angesteuert, beispielsweise so, wie dies bei den weiteren Ausführungsbeispielen noch genauer beschrieben ist. Der dritte Regeltransistor 570 kann beispielsweise einen Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten 542 zu dem zweiten Ausgangsspannungsknoten 544 hin ableiten.

Im Folgenden wird die innere Struktur des ZETA-Wandlers 530 beschrieben. Der ZETA-Wandler 530 umfasst einen eingangsseitigen Schalter 535a, der zwischen den ersten Eingangsspannungsknoten 532 und einen ersten inneren Knoten 536 geschaltet ist. Eine erste Induktivität oder Spule 537a ist zwischen den ersten inneren Knoten 536 und den zweiten Eingangsspannungsknoten 534 geschaltet. Der ZETA-Wandler 530 umfasst eine Kapazität (bzw. einen Kondensator) 537b, die zwi schen den ersten inneren Knoten 536 und einen zweiten inneren Knoten 538 geschaltet ist. Der ZETA-Wandler 530 umfasst ferner eine Diode 539a, die zwischen den zweiten Ein gangsspannungsknoten 534 und den zweiten inneren Knoten 538 geschaltet ist, wobei eine Anode mit dem zweiten Eingangsspannungsknoten 534 gekoppelt ist und wobei eine Ka- thode mit dem zweiten inneren Knoten 538 gekoppelt ist. Der ZETA-Wandler 530 umfasst ferner eine zweite Induktivität 539b, die zwischen den zweiten inneren Knoten 538 und den ersten Ausgangsspannungsknoten 542 gekoppelt ist. Beispielsweise sind die erste Induk tivität 538a und die zweite Induktivität 539b magnetisch gekoppelt, beispielsweise über ei nen magnetischen Flussleiter bzw. über einen gemeinsamen magnetischen Kern.

Diesbezüglich sei darauf hingewiesen, dass der eingangsseitige Schalter 535a des ZETA- Wandlers beispielsweise von einer Regelung bzw. von einer Regelschaltung der Span nungswandleranordnung angesteuert wird, so dass der Zeta-Konverter einen gewünschten Strom IOUT zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 542 liefert bzw. so dass der ZETA- Konverter eine gewünschte Ausgangsspannung zwischen den Ausgangsspannungsknoten 542, 544 bereitstellt bzw. erreicht.

Insgesamt ist somit festzuhalten, dass die Spannungswandleranordnung 500 beispiels weise die Funktionalität der Spannungswandleranordnung 400 übernehmen kann, wobei der ZETA-Wandler 530 an die Stelle des Aufwärts-/Abwärts-Wandlers 430 treten kann, wo bei der erste Regeltransistor 550 an die Stelle des ersten Regelelements 450 treten kann, wobei der zweiten Regeltransistor 560 an die Stelle des zweiten Regelelements 460 treten kann, und wobei der dritte Regeltransistor 570 an die Stelle des dritten Regelelements 470 treten kann.

Es sei darauf hingewiesen, dass die Spannungswandleranordnung 500 um alle Merkmale, Funktionalitäten und Details ergänzt werden kann, die hierin im Hinblick auf die anderen Spannungswandleranordnungen beschrieben sind. Diese Merkmale, Funktionalitäten und Details können bei der Spannungswandleranordnung 500 einzeln oder in Kombination ein gesetzt werden. Insbesondere können die Regeltransistoren 550, 560, 570 bei der Span nungswandleranordnung 500 in der gleichen Weise angesteuert werden, wie dies im Hin blick auf die weiteren Spannungswandleranordnungen noch beschrieben wird.

4. Spannunqswandleranordnunq gemäß Fiq. 6a

Fig. 6a zeigt ein Schaltbild einer Spannungswandleranordnung 600, gemäß einem Ausfüh rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Die Spannungswandleranordnung 600 gemäß der Fig. 6a ähnelt der Spannungswandler anordnung 500 gemäß der Fig. 5, so dass identische Merkmale, Funktionalitäten und Details hier nicht noch einmal erläutert werden.

Insbesondere ist die Spannungswandleranordnung 600 ausgelegt, um eine Eingangsspan nung V _IN von einer Eingangsspannungsquelle 610 zu erhalten und um eine Ausgangsspan nung VOUT für eine Last 620 bereitzustellen. Die Eingangsspannungsquelle ist zwischen einen ersten Eingangsspannungsknoten 632 und einen zweiten Eingangsspannungskno ten 634 geschaltet. Die Last ist zwischen einen ersten Ausgangsspannungsknoten 642 und einen zweiten Ausgangsspannungsknoten 644 geschaltet. Die Spannungswandleranord nung 600 umfasst einen ZETA-Wandler bzw. ZETA-Konverter 630 , dessen innere Struktur der Struktur des ZETA-Wandlers 530 entspricht. Der ZETA-Wandler 630 ist auch in der gleichen Weise mit der Eingangsspannungsquelle 610 und der Last 620 bzw. mit den Ein gangsspannungsknoten 632, 634 und den Ausgangsspannungsknoten 642, 644 verschal ten wie der ZETA-Wandler 530 mit der zugehörigen Eingangsspannungsquelle 510, der zugehörigen Last 520 und den zugehörigen Eingangsspannungsknoten 532, 534 und den zugehörigen Ausgangsspannungsknoten 542, 544.

Die Spannungswandleranordnung 600 umfasst ferner einen ersten Regeltransistor 650, der in Hinblick auf die Verschaltung dem ersten Regeltransistor 550 entspricht. Die Spannungs wandleranordnung 600 umfasst ferner einen zweiten Regeltransistor 660, der in Hinblick auf die Verschaltung dem zweiten Regeltransistor 560 entspricht. Die Spannungswandler anordnung 600 umfasst ferner einen dritten Regeltransistor 670, der in Hinblick auf die Ver schaltung den dritten Regeltransistor 570 entspricht.

Zusätzlich zu den anhand der Fig. 5 erläuterten Komponenten umfasst die Spannungs wandleranordnung 600 (optional) einen Ausgangsspannungsteiler mit Spannungsteiler-Wi derständen 672, 674. Der Ausgangsspannungsteiler mit den Spannungsteiler-Widerstän den 672, 674 ist zwischen den ersten Ausgangsspannungsknoten 642 und den zweiten Ausgangsspannungsknoten 644 geschaltet, wobei an einem Abgriff 673 des Ausgangs spannungsteilers eine heruntergeteilte Ausgangsspannung vout anliegt.

Die Spannungswandleranordnung 600 umfasst ferner eine Strommesseinrichtung 676 (bei spielsweise einen Strommesswiderstand in Verbindung mit einem Messverstärker oder eine Hallsensor-basierte Strommesseinrichtung oder eine anderweitige Strommesseinrich tung), die ausgelegt ist, um eine Summe der durch die Regeltransistoren 650, 660, 670 zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 gelieferten Strömen (beispielsweise unter Be rücksichtigung eines Vorzeichens, also unter Berücksichtigung der Tatsache, dass der erste Regeltransistor 650 und der dritte Regeltransistor 670 einen Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten wegleiten) zu messen und somit ein Strommesssignal ireg zu erhalten, das diese (vorzeichenbehaftete) Summe der durch die Regeltransistoren 650, 660, 670 zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 hingeführten Ströme beschreibt. Optional kann in das Strommesssignal ireg auch ein Strom durch den Ausgangsspannungs teiler 672, 674 einfließen, der im Regelfall aber vernachlässigbar ist. Somit ist die Strom messeinrichtung 676 allgemein gesprochen ausgelegt, um zu erfassen, wie groß der durch die Regeltransistoren 650, 660, 670 zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten hin gelei tete Strom (bzw. der durch die genannten Regeltransistoren von dem ersten Ausgangs spannungsknoten weg geleitete Strom) in der Summe ist, wobei beispielsweise ein Vorzei chen des Strommesssignals ireg beschreiben kann, ob (in der Summe) durch die Regel transistoren 650, 660, 670 ein Strom zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 hin geleitet wird oder ob durch die Regeltransistoren 650, 660, 670 (in der Summe) ein Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten abgeführt wird.

Diesbezüglich sei darauf hingewiesen, dass das Ausgangsspannungssignal vout und das Strommesssignal ireg beispielsweise bei einer Regelung der Spannungswandleranordnung 600 verwendet werden können, wie dies beispielsweise im Folgenden erläutert wird. Insbe sondere kann das Ausgangsspannungssignal vout in Verbindung mit dem Strommesssig nal ireg verwendet werden, um einerseits die Ansteuerung des eingangsseitigen Schalters des ZETA-Wandlers 630 anzusteuern und um andererseits auch die Regeltransistoren 650, 660, 670 anzusteuern.

Im Folgenden wird die Regelfunktion des linear unterstützten ZETA- Konverters nach Abbil dung 6a anhand der Fig. 6b erläutert.

Die Regelfunktion 680 gemäß Fig. 6b ist beispielsweise ausgelegt, um eine Spannungsre ferenz bzw. eine Referenzspannungsinformation Vref, das (herunterskalierte) Ausgangs spannungssignal vout und das Strommesssignal ireg zu erhalten. Ferner ist die Regelfunk tion 600 auch noch ausgelegt, um eine Stromoffset-Information ly zu erhalten, die beispielsweise angibt, ob ein mittlerer Ausgangsstrom des ZETA-Wandlers (oder allgemein eines getakteten Spannungswandlers) (beispielsweise während einer Schaltperiode) größer, klei ner oder gleich einem gewünschten Laststrom sein soll. Die Steuerung der Spannungs wandleranordnung kann beispielsweise die Stromoffset-Information ly abhängig von einem Betriebszustand der Spannungswandleranordnung, beispielsweise abhängig von einer Re lation zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung, einstellen. Die Stro- moffset-lnformation ly kann beispielsweise auch anzeigen, um wie viel ein mittlerer Aus gangsstrom des getakteten Spannungswandlers größer oder kleiner als ein gewünschter Laststrom sein soll. Alternativ (bzw. in manchen Fällen auch äquivalent dazu) kann die Stromoffset-Information ly auch anzeigen, wie groß der durch die Regeltransistoren zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten gelieferte Strom im Mittel (oder effektiv oder maximal) sein soll und ob durch die Regeltransistoren ein Strom zu dem ersten Ausgangsspannungs knoten hingeführt werden soll oder ob durch die Regeltransistoren ein Strom von dem ers ten Ausgangsspannungsknoten abgeführt werden soll.

Die Regelfunktion 680 umfasst beispielsweise eine Linearreglersteuerung 682, die bei spielsweise die Referenzspannung bzw. die Spannungsreferenz Vref, das Ausgangsspan nungssignal vout und optional auch die Stromoffset-Information ly empfängt und basierend darauf Steuersignale 682a, 682b, 682c für Linearverstärker 683a, 683b und 683c liefert. Beispielsweise steuert ein erstes Steuersignal 682a einen ersten Linearverstärker 683a an, dessen Ausgangssignal 684a beispielsweise ein zweites Regelelement bzw. einen zweiten Regeltransistor 560 (LR1 ) ansteuert (beispielsweise als Basis-Ansteuersignal dient). Ein zweites durch die Linearreglersteuerung 682 geliefertes Steuersignal 682b steuert bei spielsweise einen zweiten Linearverstärker 683b an, dessen Ausgangssignal 684b bei spielsweise den dritten Regeltransistor bzw. das dritte Regelelement 570 (LR2) ansteuert (beispielsweise als Basis-Ansteuersignal dient). Ein drittes durch die Linearreglersteuerung 682 geliefertes Steuersignal 682c steuert beispielsweise einen dritten Linearverstärker 683c an, dessen Ausgangssignal 684c beispielsweise einen ersten Regeltransistor bzw. ein erstes Regelelement 550 ansteuert (beispielsweise als Basis-Ansteuersignal dient).

Die Regelfunktion 680 umfasst ferner einen Regler 685, der beispielsweise das Strommess signal ireg empfängt, sowie ferner ein Kombinationseingangssignal 685a, das beispiels weise durch Subtraktion des zweiten Steuersignals 682b und des dritten Steuersignals 682c von dem ersten Steuersignal 682a (die durch die Linearregler-Steuerung 682 geliefert werden) entsteht. Der Linearregler 685 stellt ferner ein Ansteuersignal 685b für einen Puls- breitenmodulations-Modulator-Gate-Treiber 686 bereit, der beispielsweise einen Steueran schluss (z. B. einen Gate-Anschluss) des eingangsseitigen Schalters bzw. Schalttransistors 535a des ZETA-Konverters ansteuert (wobei beispielsweise angenommen wird, dass der eingangsseitige Schalter 535a des ZETA-Konverters durch einen Feldeffekttransistor ge bildet ist, der einen Gate-Anschluss aufweist.

Was die Funktionalität der Regelfunktion 680 anbelangt, so ist anzumerken, dass die An steuersignale 684a, 684b, 684c für die Regeltransistoren beispielsweise derart bereitge stellt werden, dass die Ausgangsspannung (repräsentiert durch das Ausgangsspannungs signal vout) auf einen Sollwert (beispielsweise durch die Spannungsreferenz bzw. durch die Referenzspannung Vref repräsentiert) geregelt wird. Die Linearreglersteuerung 682 kann dabei beispielsweise anhand einer Information über den Betriebszustand bzw. anhand einer Information über eine Relation zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangs spannung entscheiden, welches der Regelelemente bzw. welche der Regelelemente akti viert werden soll bzw. sollen.

Die Regelfunktion 680 kann ferner die Ansteuerung des (beispielsweise eingangsseitigen) Schalters des schaltenden Spannungswandlers so einregeln, dass ein durch das Strom messsignal ireg repräsentierter Strom einen gewünschten Sollwert aufweist bzw. einem ge wünschten Sollwert möglichst nahe kommt, wobei der Sollwert beispielsweise durch die Stromoffset-Information ly repräsentiert wird. Der Regler 685 kann dabei (optional) die Steuersignale 682a, 682b, 682c berücksichtigen.

Es sei darauf hingewiesen, dass Details in Hinblick auf die Funktionalität der Regelfunktion 680 im Folgenden noch beschrieben werden.

Ferner sei darauf hingewiesen, dass die Regelfunktion 680 beispielsweise auch in Verbin dung mit andersartigen getakteten Spannungswandlern eingesetzt werden kann, und nicht nur bei ZETA-Wandlern. Im Übrigen sei darauf hingewiesen, dass die Regelelemente na türlich auch durch eine andere Art von Transistoren implementiert werden können, beispielsweise durch Transistoren, die komplementär zu den gezeigten Transistoren sind oder auch durch Feldeffekttransistoren. Die Art des jeweils eingesetzten Transistors kann beispielsweise durch den Fachmann bei der Erzeugung der entsprechenden Ansteuersig nale ohne Weiteres berücksichtigt werden.

Ergänzend sei darauf hingewiesen, dass die Spannungswandleranordnung 600 und die Regelfunktion 680 optional um alle Merkmale, Details und Funktionalitäten ergänzt werden können, die hierin auch im Hinblick auf andere Spannungswandleranordnungen bzw. Re gelfunktionen oder Regelfunktionalitäten erläutert sind. Die entsprechenden Merkmale, Funktionalitäten und Details können beispielsweise einzeln oder in Kombination für die An ordnung gemäß den Fig. 6a und 6b übernommen werden.

5. Spannunqswandleranordnunq gemäß Fiq. 6c

Fig. 6c zeigt ein Schaltbild einer Spannungswandleranordnung 688, gemäß einem Ausfüh rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Die Spannungswandleranordnung 688 ähnelt der Spannungswandleranordnung 600 ge- mäß Fig. 6, so dass gleiche bzw. gleich wirkende Komponenten nicht noch einmal erläutert sind, sondern dass auf die obigen Erläuterungen verwiesen wird.

Allerdings sei darauf hingewiesen, dass beispielsweise anstelle des PNP-Regeltransistors 660 (zweiter Regeltransistor) ein NPN-Regeltransistor 660‘ als zweiter Regeltransistor ver- wendet wird. Ein Kollektor-Anschluss ist dabei mit dem ersten Eingangsspannungsknoten 632 gekoppelt, und ein Emitter-Anschluss ist mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 (über die Strommesseinrichtung 676) gekoppelt. Anstatt eines NPN-Regeltransistors 670 als dritten Regeltransistor wird bei der Spannungswandleranordnung 688 ein PNP- Regeltransistor 670' als dritter Regeltransistor verwendet. Ein Emitter-Anschluss ist (über die Strommesseinrichtung 676) mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 gekoppelt, und ein Kollektor-Anschluss ist mit dem zweiten Ausgangsspannungsknoten 644 gekop pelt.

Die Spannungswandleranordnung 688 umfasst ferner einen Differenzverstärker bzw. Re- gelverstärker 689, dessen invertierender Eingang (-) beispielsweise mit dem ersten Aus gangsspannungsknoten 642 gekoppelt ist, so dass die Ausgangsspannung (oder alternativ eine skalierte Version davon) an dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers bzw. Regelverstärkers anliegt. An dem nicht-invertierenden Eingang (+) des Differenzverstärkers bzw. Regelverstärkers 689 liegt beispielsweise eine Referenzspannung bzw. ein Referenz spannungssignal Vref an, das beispielsweise einen Sollwert der Ausgangsspannung VOUT (also der an die Last 620 zu liefernden Spannung) beschreibt. Ein Ausgang des Differenz verstärkers 689 ist beispielsweise über einen Umschalter 690 mit Basisanschlüssen der Regeltransistoren gekoppelt bzw. koppelbar. Beispielsweise ist der Ausgang des Differenz verstärkers 689 in einem ersten Schaltzustand des Umschalters 690 mit dem Basisan schluss des zweiten Regeltransistors 660‘ gekoppelt, in einem zweiten Schaltzustand des Umschalters 690 mit dem Basisanschluss des dritten Regeltransistor 670‘ und in einem dritten Schaltzustand mit einem Basisanschluss des ersten Regeltransistors 650. Somit kann durch eine geeignete Ansteuerung des Umschalters 690 (beispielsweise durch eine Steuerung der Spannungswandleranordnung 688) festgelegt werden, welcher der drei Regeltransistoren 650, 660‘, 670‘ aktiviert werden soll. Diese Umschaltung kann beispielsweise abhängig von einem Betriebszustand der Spannungswandleranordnung 688, bei spielsweise abhängig von einer Relation zwischen der Eingangsspannung V _I und der Aus- gangsspannung VOUT, durch die Steuerung festgelegt werden.

Somit ist festzuhalten, dass die Spannungswandleranordnung ausgelegt ist, um die an der Last 620 anliegende Spannung durch entsprechende Ansteuerung der Regeltransistoren 650, 660‘, 670‘ auf einem Sollwert (beispielsweise definiert durch Vref) zu regeln. Die Re- gelung erfolgt also dadurch, dass beispielsweise - abhängige von der Schalterstellung des Schalters 690 - der erste Regeltransistor oder der dritte Regeltransistor 670' in einen leit fähigen Zustand gebracht wird, wenn die Ausgangsspannung zu groß (größer als der Soll wert) ist. Ist die Ausgangsspannung größer als der Sollwert, so liefert der Differenzverstär ker 689 beispielsweise ein Ansteuersignal an den Basisanschluss des ersten Regeltransis- tors 650 oder des zweiten Regeltransistors 670‘, dessen Potential unterhalb des an dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 anliegendem Potentials ist, wodurch die PNP- Regeltransistoren 650 bzw. 670‘ (je nach Schalterstellung des Umschalters 690) in den leitfähigen Zustand versetzt werden und einen Strom von dem ersten Ausgangsspannungs knoten 642 abführen. Dadurch verringert sich die Ausgangsspannung VOUT. Ist hingegen die Ausgangsspannung VOUT ZU klein (kleiner als der Sollwert), so liefert der Referenzver stärker ein Ansteuersignal an den Basisanschluss des zweiten Regeltransistors 660‘, des sen Potential oberhalb des an dem Ausgangsspannungsknoten 642 anliegenden Potentials liegt. Dadurch wird der zweite Regeltransistor 660‘ in einen leitfähigen Zustand gebracht, und es wird ein zusätzlicher Strom durch den zweiten Regeltransistor 660‘ zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 geführt, was zu einer Erhöhung der Spannung VOUT führt.

Es bleibt somit festzuhalten, dass es die Schaitungsanordnung mit dem Differenzverstärker 689 und dem Umschalter 690 in schaltungstechnisch sehr einfacher Weise ermöglicht, die Regeltransistoren 650, 660‘, 670' geeignet anzusteuern, um die Ausgangsspannung VOUT auf einen Sollwert zu regeln.

Es sei allerdings darauf hingewiesen, dass die Regelung natürlich auch aufwendiger aus- geführt werden kann.

Die Regelung des getakteten Spannungswandlers 630 (in dem vorliegenden Fall, beispiels weise, ein ZETA-Konverter) erfolgt beispielsweise abhängig von dem Strommesssignal l _re g (auch mit ireg bezeichnet), das durch die Strommesseinrichtung 676 gewonnen wird. Die Spannungswandleranordnung 688 umfasst zu diesem Zweck einen bevorzugt Hysterese behafteten Komparator 691 , an dessen nicht-invertierendem Eingang (+) das durch die Strommesseinrichtung 676 erhaltene Strommesssignal i _re g (oder ein davon abgeleitetes Signal) angelegt ist, und an dessen invertierendem Eingang (-) ein Stromoffset-Wert l _y an gelegt wird, der beispielsweise abhängig von einem Betriebszustand auf einen Wert größer Null, einen Wert gleich Null oder einen Wert kleiner Null eingestellt wird, wie dies im Fol genden noch erläutert wird.

Ein Ausgangssignal des Komparators 691 wird beispielsweise verwendet, um den (bei spielsweise eingangsseitigen) Schalter des getakteten Spannungswandlers (beispiels- weise den Schalter 535a im Falle eines ZETA-Konverters bzw. einen anderen Schalter im Falle eines anderen Konvertertyps) anzusteuern (beispielsweise„hart“ bzw.„binär“ ein- und auszuschalten).

Wie in Fig. 6c ersichtlich ist, kann beispielsweise der eingangsseitige Schalter 535 des ZETA-Konverters durch einen Feldeffekttransistor realisiert werden, wobei ein Source-An schluss des Feldeffekttransistors mit dem ersten Eingangsspannungsknoten 632 gekoppelt ist, wobei ein Drain-Anschluss des Schalttransistors mit dem ersten inneren Knoten (bei spielsweise dem Knoten 536 gemäß Fig. 5) gekoppelt ist und wobei ein Gate-Anschluss mit dem Ausgangs des Komparators 691 gekoppelt ist (bzw. durch den Komparator 691 direkt oder indirekt angesteuert wird). Der Komparator schaltet also den Schalter bzw. Schalttransistor des getakteten Spannungswandlers (beispielsweise den eingangsseitigen Schalter des ZETA-Konverters) abhängig von dem Strommesssignal i _reg und abhängig von dem (von dem Betriebszustand abhängigen) Stromoffset-Wert l _y . Damit wird beispielsweise erreicht, dass der durch die Regeltransistoren 650, 660‘, 670‘ gelieferte Strom (beispielsweise zumindest im Mittel) auf einen Wert geregelt wird, der durch den Stromoffset-Wert l _y bestimmt wird. Vereinfacht gesagt kann man sagen, dass der getaktete Spannungswandler geregelt wird, um mehr Strom zu liefern, wenn der aufgrund der Spannungsregelung bzw. im Rahmen der Spannungsregelung durch einen der Regeltransistoren (oder durch mehrere der Regeltran sistoren) zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 gelieferte Strom„zu groß“ (bei spielsweise größer als ein Sollwert oder größer als gewünscht) wird. Ferner wird der getak tete Spannungswandler so geregelt, dass der durch den getakteten Spannungswandler ge lieferte Ausgangsstrom verkleinert wird, wenn der aufgrund der Spannungsregelung bzw. im Rahmen der Spannungsregelung von dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 durch einen der Regeltransistoren (oder durch mehrere Regeltransistoren) abgeführte Strom zu groß wird (also beispielsweise größer als ein Sollwert wird oder größer als ein maximal erwünschter Wert wird).

Diese Regelfunktionalität basiert auf der Erwägung, dass der getaktete Spannungswandler (beispielsweise im Mittel) zu viel Strom liefert, wenn die Regeltransistoren im Rahmen der Spannungsregelung„zu viel“ Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten abführen müssen (also beispielsweise mehr, als zur Kompensation des Stromrippels des getakteten Spannungswandlers erforderlich ist). Ferner basiert das Regelkonzept auf der Erwägung, dass der getaktete Spannungswandler zu wenig Strom liefert, wenn durch die Regeltran sistoren (bzw. durch einen der Regeltransistoren) im Rahmen der Spannungsregelung„zu viel“ Strom zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 geliefert werden muss (also bei spielsweise mehr, als für die Kompensation des Ausgangsstromrippeis des getakteten Spannungswandlers erforderlich ist).

Insofern wurde erkannt, dass der Schalter des getakteten Spannungswandlers in effizienter Weise basierend auf der durch die Strommesseinrichtung 676 gelieferten Strommessinfor mation ireg geregelt werden kann, da die Strommessinformationen bzw. das Strommess signal bei einer Spannungsregelung durch die Regeltransistoren eine relevante Information darüber liefert, ob der getaktete Spannungswandler (beispielsweise im Mittel) mehr oder weniger Strom liefern sollte.

Im Übrigen ist das Regelziel (für den durch die Regelelemente bzw. Regeltransistoren ge lieferten oder abgeführten Strom), das beispielsweise durch das an dem invertierenden (-) Eingang des Komparators 691 anliegende Signal definiert wird, abhängig von dem Be triebszustand. Abhängig von der Relation zwischen Eingangsspannung und Ausgangs spannung kann es vorteilhaft sein, dass durch die Regeltransistoren nur Strom zu dem ers ten Ausgangsspannungsknoten 642 hingeleitet wird oder dass durch die Regeltransistoren nur Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 abgeführt wird (je nachdem, welcher bzw. welche der Regeltransistoren in dem betreffenden Betriebszustand am energieeffizientesten arbeiten). Weiterhin kann es auch wünschenswert sein, dass der durch die Regeltransistoren zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 zugeführte bzw. abgeleitete Strom im Mittel (z. B. über eine Schaltperiode des getakteten Spannungs wandlers) näherungsweise gleich null ist.

Abhängig davon kann somit das Eingangssignal des invertierenden (-) Eingangs des Kom parators 691 abhängig von dem jeweiligen Betriebszustand eingestellt werden. Dies ist bei spielsweise durch die drei Offset-Strom werte Ig > 0 (Fall A), Ig = 0 (Fall B) und Ig < 0 (Fall C) gezeigt. Indem also der an dem invertierenden Eingang des Komparators (-) anliegende Sollwert (beispielsweise durch die Steuerung der Spannungswandleranordnung) an den jeweiligen Betriebszustand angepasst wird, kann erreicht werden, dass der Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers beispielsweise während einer gesamten Schaltperiode größer (oder gleich) dem von der Last benötigten Stromwert ist (Fall A) oder dass der durch den getakteten Spannungswandler gelieferte Ausgangsstrom während der gesamten Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers kleiner oder gleich dem von der Last benötigte Strom ist (Fall C), oder dass der Ausgangsstrom des getakteten Spannungswand lers während einer Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers um den von der Last benötigten Strom herum schwankt (Fall B). Entsprechend der beschriebenen Relation zwischen dem Ausgangsstrom der getakteten Spannungswandleranordnung und dem von der Last benötigten Strom kann dann die Spannungsregelung durch den am besten geeigneten Regeltransistor (beispielsweise demjenigen Regeltransistor, der die geringste Verlustleis tung mit sich bringt) erfolgen.

Weitere Details im Hinblick auf die Spannungswandleranordnung 688 werden im Folgen- den auch noch beschrieben.

Ferner sei darauf hingewiesen, dass die Spannungswandleranordnung 688 (optional) um alle Merkmale, Funktionalitäten und Details ergänzt werden kann, die hierin in Hinblick auf die Spannungswandleranordnungen beschrieben sind.

6. Spannungswandleranordnung gemäß Fig. 6d

Fig. 6d zeigt ein Schaltbild einer Spannungswandleranordnung 694, gemäß einem Ausfüh rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Es sei darauf hingewiesen, dass die Spannungswandleranordnung 694 der Spannungs wandleranordnung 688 gemäß Fig. 6c ähnlich ist, so dass gleiche bzw. gleich wirkende Elemente, Funktionalitäten und Details hier nicht noch einmal erläutert werden und im Üb rigen auch mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind.

Es sei aber darauf hingewiesen, dass die Ansteuerung der Regeltransistoren 650, 660‘, 670‘ verändert ist. Anstelle des Schalters 690 wird hier ein Schalter 696 verwendet, der das

Ausgangssignal des Differenzverstärkers bzw. Regelverstärkers 689 in einem ersten Schaltzustand gleichzeitig an die Basisanschlüsse des zweiten Regeltransistors 660' und des dritten Regeltransistors 670‘ anlegt und der das Ausgangssignal des Differenzverstär kers bzw. Regelverstärkers 689 in einem zweiten Schaltzustand an den Basisanschluss des ersten Regeltransistors 650 anlegt. Eine solche Vorgehensweise ist vorteilhaft, da der zweite Regeltransistor 660‘ und der dritte Regeltransistor 670' von komplementären Typen sind, so dass diese nicht gleichzeitig leiten. Vielmehr wird der zweite Regeltransistor 660' aktiv, wenn das Ausgangsspannung des Differenzverstärkers bzw. Regelverstärkers 689 ein Potential aufweist, das höher ist als das an dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 anliegende Potential. Hingegen wird der dritte Regeltransistor 670‘ leitend, wenn das an dem Ausgang des Differenzverstärkers bzw. Regelverstärkers 689 anliegende Ausgangs signal ein Potential aufweist, das kleiner ist als das an dem ersten Ausgangsspannungs knoten 642 anliegende Potential. Somit kann die Spannungswandleranordnung 648 auch in sehr einfacher Weise in einem Betriebsmodus betrieben werden, in dem beispielsweise innerhalb einer Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers sowohl der zweite Re geltransistor 660‘ als auch der dritte Regeltransistor 670' aktiv werden sollen, und zwar ohne dass der Schalter 696 innerhalb der Schaltperiode des getakteten Spannungswand lers umgeschaltet werden muss. Somit wird durch den Schalter 696 lediglich festgelegt, ob der erste Regeltransistor 650 aktiv werden soll (was beispielsweise typischerweise nur dann sinnvoll ist, wenn die Ausgangsspannung größer ist als die Eingangsspannung), oder ob der zweite Regeltransistor 660' und/oder der dritte Regeltransistor 670' aktiv werden sollen (was typischerweise dann der Fall ist, wenn die Ausgangsspannung nicht größer als die Eingangsspannung ist). Der Schalter 696 kann also beispielsweise durch eine Steue rung in den ersten Schaltzustand versetzt werden, wenn die Ausgangsspannung nicht grö- ßer als die Eingangsspannung ist, und der Schalter 696 kann beispielsweise durch eine Steuerung in den zweiten Schaltzustand versetzt werden, wenn die Ausgangsspannung (beispielsweise um einen ausreichenden Betrag, der den Regelbetrieb des ersten Regel transistors 650 erlaubt) größer als die Eingangsspannung ist. Im Übrigen sei darauf hingewiesen, dass die Spannungswandleranordnung 694 optional um alle Merkmale, Funktionalitäten und Details ergänzt werden kann, die hierin in Bezug auf die anderen Spannungswandleranordnungen beschrieben sind, sowohl einzeln als auch in Kombination. Im Folgenden wird die Funktionalität der Spannungswandleranordnung 688, 694 noch an hand derTabelle 1 sowie anhand der Fig. 7a, 7b und 7c erläutert. Die Ausführungen können aber auch auf die anderen Spannungswandleranordnungen übertragen werden.

Fig. 7a zeigt eine schematische Darstellung einer Rippeistromkompensation des pulswei tenmodulierten Wandlers (beispielsweise der getakteten Spannungswandleranordnung 630) durch den Linearregler LR1 (zweiter Regeltransistor) und LR2 (dritter Regeltransistor), beispielsweise gemäß Fall 4 nach Tabelle 1 , Position B von Schalter Sl nach Fig. 6c. In der Fig. 7a beschreibt eine Abszisse 710 eine Zeit und eine Ordinate 712 beschreibt einen Strom. Eine erste Kurve 720 beschreibt einen Ausgangsstrom des getakteten Spannungs wandlers, und eine zweite Kurve 722 beschreibt einen Strom durch die Linearregler LR1 und LR2 (also durch den zweiten Regeltransistor 660' und den dritten Regeltransistor 670‘). Diesbezüglich sei darauf hingewiesen, dass ein positiver Strombeitrag zu dem Strom durch die Linearregler LR1 und LR2 typischerweise durch den zweiten Regeltransistor 660' gelie fert wird, da dieser einen Strom zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 hin liefern kann, während ein negativer Beitrag zu dem Strom durch die Linearregler LR1 und LR2 typischerweise durch den dritten Regeltransistor 670' geliefert wird, da dieser einen Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten 642 ableiten kann. In anderen Worten, zu Zei- ten, zu denen der durch die Kurve 722 dargestellte Gesamtstrom durch die Linearregler LR1 und LR2 positiv ist, wird dieser Strom typischerweise durch den zweiten Regeltransis tor 660' geliefert, und zu Zeiten, zu denen der in der Kurve 722 gezeigte Gesamtstrom durch die Linearregler LR1 und LR2 negativ ist, fließt dieser Strom typischerweise durch den drit ten Regeltransistor 670‘.

Hier ist ersichtlich, dass der Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers ab einem Zeitpunkt t_start ansteigt, zu einem Zeitpunkt ti einen gewünschten Laststrom Io erreicht, zu einem Zeitpunkt t ₂ einen Maximalwert erreicht und dann wieder abnimmt. Zu einem Zeit punkt t ₃ erreicht der Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers wieder den ge- wünschten Laststrom Io und sinkt dann weiter ab bis zum Zeitpunkt t ₄ . Nach dem Zeitpunkt t ₄ steigt der Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers wieder an und schwankt dann„rippelartig“ um den gewünschten Laststrom Io herum.

Der Strom durch die Linearregler LR1 und LR2 steigt beispielsweise zum Zeitpunkt t _ Start auf den Wert Io an und fällt dann in gleicher Weise ab, wie der Ausgangsstrom des getak teten Spannungswandlers 720 ansteigt. Zum Zeitpunkt ti wird der Strom durch die Linear regler LR1 und LR2 zu null und wird dann negativ. Der Strom durch die Linearregler LR1 und LR2 erreicht zum Zeitpunkt t ₂ ein Minimum (betragsmäßig ein lokales Maximum) und steigt dann wieder hin zu positiven Werten an. Zum Zeitpunkt t ₃ wird der Strom durch die Linearregler LR1 und LR2 zu null und zum Zeitpunkt t ₄ erreicht er (lokales) Maximum. Im Folgenden schwankt der Strom durch die Linearregler LR1 und LR2 um einen Nullwert herum, wird also zeitweise positiv und zeitweise negativ. Insbesondere verläuft der Strom durch die Linearregler LR1 und LR2„spiegelbildlich“ bzw.„komplementär“ zu dem Strom- rippel des Ausgangsstroms des getakteten Spannungswandlers.

Somit ist festzuhalten, dass die Summe des Ausgangsstroms des getakteten Spannungs- wandlers und des Stroms durch die Linearregler LR1 und LR2 ab dem Zeitpunkt t_start etwa gleich dem gewünschten Laststrom Io ist. Insofern kompensiert der Strom durch die Linearregler LR1 und LR2 (zumindest näherungsweise) Abweichungen des Ausgangs- stroms des getakteten Spannungswandlers von dem gewünschten Laststrom Io und insbesondere auch den Ausgangsstromrippei des getakteten Spannungswandlers 630. Es sei darauf hingewiesen, dass der Betriebsmodus gemäß der Fig. 7a beispielsweise dann sinnvoll ist, wenn die Ausgangsspannung etwa gleich der Hälfte der Eingangsspannung ist. Dies entspricht dem in Tabelle 1 dargestellten Fall 4. Der getaktete Spannungswandler wird im Übrigen beispielsweise so geregelt, dass der Strom durch die Linearregler LR1 und LR2 im Mittel in etwa gleich null ist, da dadurch erreicht wird, dass sowohl der Linearregler LR1 (zweiter Regeltransistor 660‘) als auch der Linearregler LR2 (dritter Regeltransistor 670‘) aktiv werden. Dies wird durch eine geeignete Wahl des Offset-Stromwerts Ig erreicht, wie dies beispielsweise in der Tabelle 1 gezeigt ist (Ig = 0).

Fig. 7b zeigt eine Rippeistromkompensation des PWM-Wandlers durch den Linearregler LR1 (zweiter Regeltransistor 660‘), beispielsweise gemäß Fall 3 nach Tabelle 2, Position A von Schalter Sl nach Fig. 6c.

Eine Abszisse 730 beschreibt die Zeit, und eine Ordinate 732 beschreibt einen Strom. Eine erste Kurve 740 beschreibt einen Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers, und eine zweite Kurve 742 beschreibt einen Strom durch den Linearregler LR1. In Fig. 7b ist ersichtlich, dass der Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers, beispielweise beginnend zum Zeitpunkt t_start, bis zum Zeitpunkt tio ansteigt und zum Zeitpunkt t-io beispielsweise den gewünschten Laststrom Io erreicht. Der Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers fällt dann beispielsweise bis zum Zeitpunkt tu ab und erreicht zum Zeitpunkt tu ein (lokales) Minimum. Der Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers steigt dann bis zum Zeitpunkt ti ₂ wieder an und erreicht zum Zeitpunkt ti ₂ wiederum den gewünschten Ausgangsstrom. Im weiteren Verlauf weist der Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers einen Rippel auf, bleibt aber beispielsweise kleiner oder maximal gleich dem gewünschten Laststrom Io.

Der Strom durch die Linearregler LR1 steigt zum Zeitpunkt t_start auf den Wert des ge- wünschten Laststrom Io an und fällt dann bis zum Zeitpunkt tio in der gleichen Weise ab wie der Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers ansteigt. Zum Zeitpunkt tio er reicht der Strom durch den Linearregler LR1 ein Minimum und wird beispielsweise zu 0. Daraufhin steigt der Strom durch den Linearregler LR1 bis zum Zeitpunkt tu wieder an, um dann bis zum Zeitpunkt ti ₂ wieder abzufallen. Eine Summe des Ausgangsstroms des ge- takteten Spannungswandlers und des Stroms durch den Linearregler ist beispielsweise nä herungsweise gleich dem gewünschten Laststrom Io. Der Strom durch den Linearregler folgt also beispielsweise„spiegelbildlich“ bzw.„komplementär“ den Schwankungen bzw. dem Rippel des Ausgangsstroms des getakteten Spannungswandlers. Diesbezüglich sei darauf hingewiesen, dass der Strom durch den Linearregler LR1 stets positiv ist. Um dies zu ermöglichen, wird der getakteten Spannungswandler beispielsweise so geregelt, dass dessen Ausgangsstrom kleiner oder gleich dem gewünschten Laststrom Io ist. Dies wird wiederum beispielsweise durch eine geeignete Wahl des Offset-Stromwerts Ig erreicht ( Ig größer Null). In anderen Worten, der getaktete Spannungswandler wird in dem genannten Betriebszustand durch Vorgabe eines geeigneten Offset-Stromwerts Ig so geregelt, dass der zur Ausregelung der Lastspannung VOUT erforderliche Strom (der durch die Regeltran sistoren 650, 660', 670' geliefert wird) stets (oder zumindest im Mittel) größer als null ist, wodurch erreicht wird, dass der zur Regelung der Ausgangsspannung VOUT erforderliche Strom durch den zweiten Regeltransistor 660' (LR1 ) geliefert werden kann. Fig. 7c zeigt eine Rippeistromkombination des PWM-Wandlers durch Linearregler LR2 oder LR3, beispielsweise gemäß den Fällen 1 , 2 und 5 nach Tabelle 1 , Position C von Schalter Sl nach Fig. 6c.

Eine Abszisse 750 beschreibt die Zeit, und eine Ordinate 752 beschreibt den Strom. Eine erste Kurve 760 beschreibt den Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers 630 und eine zweite Kurve 762 beschreibt den Strom durch die Linearregler LR2 und LR3 (wobei typischerweise je nach dem Betriebszustand der Spannungswandleranordnung nur ei ner der Linearregler LR2 oder LR3 aktiv ist, nämlich der Linearregler LR3, wenn die Aus gangsspannung größer als die Eingangsspannung ist, und im Übrigen Linearregler LR2 (sofern nicht ein Einsatz von LR1 oder ein Einsatz einer Kombination der Linearregler LR1 und LR2 vorteilhafter ist). Wie in Fig. 7c unschwer ersichtlich, steigt der Ausgangsstrom des getakteten Spannungs wandlers beginnend mit dem Zeitpunkt t_start an und erreicht zu einem Zeitpunkt t ₂₀ den gewünschten Laststrom Io. Der Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers steigt dann bis zu einem Zeitpunkt t _2i weiter an und erreicht zum Zeitpunkt t _2i ein (lokales) Maxi- mum. Anschließend fällt der Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers bis zum Zeitpunkt t ₂₂ wieder ab und erreicht zum Zeitpunkt t ₂₂ ein (lokales) Minimum, das beispiels weise gleich dem gewünschten Laststrom Io ist. Im weiteren Verlauf zeigt der Ausgangs strom des getakteten Spannungswandlers einen rippelbehafteten Verlauf, bleibt aber be vorzugt stets größer oder gleich dem gewünschten Ausgangsstrom Io. Diesbezüglich sei darauf hingewiesen, dass zwischen den Zeitpunkten t_start und dem Zeitpunkt t ₂₀ die Line- arregler LR2 und LR3 typischerweise keinen Strom zu dem ersten Ausgangsspannungs knoten hin liefern können, da die Linearregler LR2 und LR3 typischerweise nur einen Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten abführen können. Der Stromverlauf zwischen den Zeitpunkten t_start und t_20 kann beispielsweise durch die Unterstützung durch den Linearregler LR1 erzielt werden. Alternativ könnte der Stromverlauf zwischen den genann ten Zeitpunkten auch anders sein, so dass beispielsweise der an die Last gelieferte Strom in dem genannten Zeitraum kleiner ist als der gewünschte Laststrom Io. Bei dem Zeitpunkt von t _2o ist typischerweise die Summe des Ausgangsstroms des getakteten Spannungs wandlers und des Stroms durch die Linearregler LR2 bzw. LR3 näherungsweise gleich dem gewünschten Laststrom Io. Ab dem Zeitpunkt t ₂₀ folgt beispielsweise der Strom durch den Linearregler LR2 bzw. LR3„spiegelbildlich“ bzw.„komplementär“ dem Rippel des Aus gangsstroms des getakteten Spannungswandlers, so dass der Strom durch den Linearreg ler LR2 bzw. LR3 den Ausgangsstromrippei des getakteten Spannungswandiers zumindest teilweise kompensiert.

Es ist ersichtlich, dass in den genannten Betriebszuständen der getaktete Spannungswand ler beispielsweise so geregelt wird, dass der Ausgangsstrom des getakteten Spannungs wandlers (bevorzugt dauerhaft, zumindest aber im Mittel) größer ist als der gewünschte Laststrom Io. Dadurch wird erreicht, dass der gewünschte Laststrom erzielt wird, indem der Linearregler LR2 bzw. LR3 typischerweise nur einen Strom von dem ersten Ausgangsspan nungsknoten abführt. Die entsprechende Regelung wird beispielsweise erreicht, indem der Offset-Stromwert Ig auf einen Wert kleiner als null gesetzt wird. Dies ist beispielsweise in Tabelle 1 ersichtlich. Zusammenfassend ist somit festzuhalten, dass durch die Regelung der Ausgangsspan nung auf einen Sollwert (beispielsweise V _ref ) erreicht wird, dass (bei vorgegebener Last, die einen vorgegebenen Zusammenhang zwischen Strom und Spannung aufweist) auch ein Laststrom einen gewünschten Wert aufweist. Abhängig von dem Betriebszustand kann die entsprechende Regelung durch ein dem Betriebszustand entsprechend gewähltes Re gelelement oder auch durch zwei dem Betriebszustand entsprechend gewählte Regelele mente (typischerweise LR1 und LR2) erfolgen, wobei beispielsweise der getaktete Span nungswandler abhängig von dem Betriebszustand bzw. abhängig von dem gewählten Re- gelelement so geregelt wird, dass das entsprechend gewählte Regelelement die Regelung übernehmen kann. Beispielsweise wird der getaktete Spannungswandler so geregelt, dass der für die Regelung durch das gewählte Regelelement erforderliche Strom positiv ist, so fern das gewählte Regelelement den Strom zum ersten Ausgangsspannungsknoten hin liefern kann, und dass der für die Regelung durch das gewählte Regelelement erforderliche Strom negativ ist, falls das gewählte Regelelement einen Strom von dem ersten Ausgangs spannungsknoten abführen kann. Sofern hingegen zwei Regelelemente für die Regelung verwendet werden, die abwechselnd einen Strom zu dem ersten Ausgangsspannungskno- ten hin leiten bzw. einen Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten abführen, so wird der getaktete Spannungswandler so geregelt, dass sich der entsprechende Betriebs- zustand ergibt.

Für weitere Details wird im Übrigen auch noch auf die folgende Beschreibung verwiesen.

7. Spannunqswandleranordnunq gemäß Fig. 8

Fig. 8 zeigt ein Schaltbild eines linear unterstützten Buck-Konverters für ca. 30 Watt, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Die Spannungswandleranordnung 800 gemäß Fig. 8 ist ausgelegt, um eine Eingangsspan- nung von einer Eingangsspannungsquelle 810 zu erhalten und um eine Ausgangsspan nung für eine Last 820 zu liefern. Die Spannungsquelle 810 ist zwischen einen ersten Ein gangsspannungsknoten 832 und einen zweiten Eingangsspannungsknoten 834 geschaltet. Die Last ist zwischen einen ersten Ausgangsspannungsknoten 842 und einen zweiten Aus gangsspannungsknoten 844 geschaltet.

Die Spannungswandleranordnung 800 umfasst einen getakteten Spannungswandler 830, bei dem es sich um einen Buck-Konverter handelt.

Ferner umfasst die Spannungswandleranordnung 800 einen zweiten Regeltransistor 860, bei dem es sich um einen NPN-Bipolartransistor handelt. Ein Kollektor-Anschluss des zwei ten Regeltransistors 860 ist mit dem ersten Eingangsspannungsknoten gekoppelt, und ein Emitter-Anschluss des zweiten Regeltransistors 860 ist mit dem ersten Ausgangsspan nungsknoten 842 gekoppelt. Die Spannungswandleranordnung umfasst ferner einen dritten Regeltransistor 870, bei dem es sich um einen PNP-Bipolartransistor handelt. Ein Emitter- Anschluss des dritten Regeltransistor 870 ist mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten 842 gekoppelt, und ein Kollektor-Anschluss des dritten Regeltransistors 870 ist mit dem zweiten Ausgangsspannungsknoten gekoppelt.

Optional kann zu der Spannungswandleranordnung auch noch ein erster Regeltransistor hinzugefügt werden, der beispielsweise ausgelegt sein kann, um in regelbarer Weise einen Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten 842 zu dem ersten Eingangsspan nungsknoten 832 zu leiten. Dabei kann es sich beispielsweise um einen Bipolartransistor handeln. Der erste Regeltransistor kann beispielsweise dem ersten Regeltransistor 650 ge mäß den Fig. 6a bis 6d entsprechen.

Eine Ansteuerung der Steueranschlüsse bzw. Basisanschlüsse der Regeltransistoren 860, 870 (bzw. des optionalen zusätzlichen ersten Regeltransistors) ist hier nicht gezeigt, kann aber beispielsweise in derselben Weise erfolgen, wie dies bei den anderen Spannungs wandleranordnungen beschrieben wurde.

Der Buck-Konverter umfasst einen eingangsseitigen Schalter 835a, der in Serie mit einem eingangsseitigen Widerstand 835b zwischen den ersten Eingangsspannungsknoten 832 und einen internen Knoten 836 geschaltet ist. Der Widerstand 835b ist als optional anzuse hen. Der Buck-Konverter umfasst ferner eine Diode 837a, die beispielsweise in Serie mit einer Vorspannungsquelle 837b zwischen den zweiten Eingangsspannungsknoten 834 und den internen Knoten 836 geschaltet ist, wobei die Anode beispielsweise über die Vorspan nungsquelle 837b mit dem zweiten Eingangsspannungsknoten gekoppelt ist und wobei die Kathode der Diode 837a mit dem internen Knoten 836 gekoppelt ist. Der Buck-Konverter umfasst ferner eine Induktivität 838a, die in Serie mit einem ausgangsseitigen Widerstand 838b (der als optional anzusehen ist) zwischen den internen Knoten 836 und den ersten Ausgangsspannungsknoten 842 geschaltet ist. Bei dem eingangsseitigen Schalter 835a kann es sich beispielsweise um einen Schalttransistor wie beispielsweise einen Feldeffekt transistor handeln, dessen Gate-Anschluss in geeigneter Weise angesteuert wird. Diesbe züglich sei darauf hingewiesen, dass die Ansteuerung des Schalters 835a beispielsweise in derselben Weise erfolgen kann wie die Ansteuerung des eingangsseitigen Schalters des getakteten Spannungswandlers 630. Auch die Ansteuerung der Regeltransistoren 860, 870 (bzw. auch des zusätzlichen ersten Regeltransistors, der optional verwendet werden kann) kann beispielsweise in derselben Weise realisiert werden, wie dies bei den Spannungs wandleranordnungen gemäß den Fig. 6a bis 6d beschrieben wurde. Im Übrigen sei darauf hingewiesen, dass die in der Fig. 8a gezeigten Bauteilewerte als ein Beispiel anzusehen sind, das sich als besonders vorteilhaft erwiesen hat. Die Bauteilewerte könnten aber in der dem Fachmann geläufigen Weise an die jeweiligen Erfordernisse an gepasst werden und sind daher alle als optional anzusehen.

Zusammenfassend ist weiterhin zu sagen, dass die Spannungswandleranordnung 800 ge mäß Fig. 8 optional um alle Merkmale, Funktionalitäten und Details ergänzt werden kann, die hierin auch im Hinblick auf die anderen Spannungswandleranordnungen beschrieben sind, und zwar sowohl einzeln als auch in Kombination.

8. Spannunqswandleranordnunq gemäß Fig. 8b

Fig. 8b zeigt ein Schaltbild eines linear unterstützten ZETA-Konverters für ca. 30 Watt, ge- mäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Die Spannungswandleranordnung 800 ist ausgelegt, um eine Eingangsspannung von einer Eingangsspannungsquelle 810 zu erhalten und eine Ausgangsspannung für eine Last 820 bereitzustellen. Die Eingangsspannungsquelle ist zwischen einen ersten Eingangsspan- nungsknoten 832 und einen zweiten Eingangsspannungsknoten 834 geschaltet. Die Last 820 ist zwischen einen ersten Ausgangsspannungsknoten 842 und einen zweiten Aus gangsspannungsknoten 844 geschaltet, wobei der zweite Eingangsspannungsknoten 834 und der zweite Ausgangsspannungsknoten 844 niederohmig verbunden sein können und beispielsweise ein Bezugspotential führen können.

Die Spannungswandleranordnung 800 umfasst ferner einen getakteten Spannungswandler 880, bei dem es sich beispielsweise um eine ZETA-Konverter handelt. Ein Eingang des getakteten Spannungswandlers ist beispielsweise mit dem ersten Eingangsspannungskno ten 832 und dem zweiten Eingangsspannungsknoten 834 gekoppelt, ein Ausgangs des getakteten Spannungswandlers ist beispielsweise mit dem ersten Ausgangsspannungs knoten 842 und dem zweiten Ausgangsspannungsknoten 844 gekoppelt.

Die Spannungswandleranordnung 800 umfasst beispielsweise einen ersten Regeltransistor 850, der als erstes Regelelement wirken kann, und bei dem es sich beispielsweise um einen PNP-Bipolartransistor handelt, dessen Emitter-Anschluss mit dem ersten Ausgangsspan nungsknoten 842 gekoppelt ist und dessen Kollektor-Anschluss beispielsweise mit dem ersten Eingangsspannungsknoten 832 gekoppelt ist. Die Spannungswandleranordnung umfasst ferner einen zweiten Regeltransistor 860, der beispielsweise als zweites Regelelement wirken kann und bei dem es sich beispielsweise um einen PNP- Bipolartransistor handeln kann, dessen Emitter-Anschluss mit dem ersten Eingangsspan nungsknoten 832 gekoppelt ist und dessen Kollektor-Anschluss mit dem ersten Ausgangs spannungsknoten 842 gekoppelt ist. Die Spannungswandleranordnung umfasst ferner ei nen dritten Regeltransistor 870, bei dem es sich beispielsweise um eine NPN- Bipolartransistor handelt, der als drittes Regelelement wirkt, und dessen Kollektor-An schluss mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten 842 gekoppelt ist und dessen Emitter- Anschluss mit dem zweiten Ausgangsspannungsknoten 844 gekoppelt ist.

Was die Ansteuerung der Basis-Anschlüsse der Regeltransistoren 850, 860, 870 anbelangt, so sei darauf hingewiesen, dass die Ansteuerung beispielsweise so erfolgen kann, wie dies auch im Hinblick auf die Spannungswandleranordnungen gemäß der Fig. 6a bis 6d erläutert wurde (wobei dem Fachmann geläufige Anpassungen, beispielsweise an die Art des Regeltransistors, vorgenommen werden können, indem beispielsweise das Ansteuersignal invertiert bzw. im Pegel umgesetzt wird).

Im Folgenden wird die Struktur des ZETA- Konverters beispielhaft beschrieben.

Der ZETA-Konverter umfasst beispielsweise eingangsseitigen Schalter 885a, der beispiels weise in Serie mit einem (optionalen) Widerstand 885b zwischen den ersten Eingangsspan nungsknoten 832 und einen ersten internen Knoten 886 geschaltet ist. Der ZETA-Konverter 880 umfasst ferner eine erste Induktivität 887a, die beispielsweise in Serie mit einem (opti onalen) Widerstand 887b zwischen den internen Knoten 886 und den zweiten Eingangs spannungsknoten 834 geschaltet ist. Der ZETA-Wandler 880 umfasst ferner eine Kapazität bzw. einen Kondensator 887c, der beispielsweise in Serie mit einem optionalen Widerstand 887d zwischen den ersten internen Knoten 886 und einen zweiten internen Knoten 888 geschaltet ist.

Der ZETA-Wandler 880 umfasst ferner eine Diode 889a, die beispielsweise in Serie mit einer Vorspannungsquelle 889b zwischen den zweiten Eingangsspannungsknoten 834 und den zweiten internen Knoten 888 geschaltet ist, wobei eine Anode der Diode über die Vor spannungsquelle 889b mit dem zweiten Eingangsspannungsknoten 834 gekoppelt ist und wobei eine Kathode der Diode 889a mit dem zweiten internen Knoten 888 gekoppelt ist.

Der ZETA-Konverter 880 umfasst ferner eine zweite Induktivität 889c, die in Serie mit einem zugehörigen (optionalen) Widerstand 889d zwischen dem zweiten internen Knoten 888 und den zweiten Ausgangsspannungsknoten 842 geschaltet ist. Die erste Induktivität 887a und die zweite Induktivität 889c sind beispielsweise flussmäßig bzw. magnetisch gekoppelt, bei spielsweise indem sie auf einem gemeinsamen Magnetkern aufgebracht sind.

Im Hinblick auf die Fig. 8b sei darauf hingewiesen, dass die darin gezeigten Bauteilewerte als beispielhaft anzusehen sind, und dass die Werte entsprechend den üblichen Kenntnis sen des Fachmanns an die jeweilige Aufgabenstellung angepasst werden können. Ergän zend sei darauf hingewiesen, dass die in der Fig. 8b (und auch in Fig. 8a) gezeigten Wider stände beispielsweise auch entfallen können und beispielsweise auch nur zur Modellierung von Verlusten verwendet wurden.

Weiterhin wird im Hinblick auf die Spannungswandleranordnung 800 gemäß den Fig. 8a und 8b auch auf die übrigen Ausführungen hierin verwiesen.

Im Übrigen kann auch die Spannungswandleranordnung 880 gemäß Fig. 8b optional um alle Merkmale, Funktionalitäten und Details ergänzt werden, die hierin im Hinblick auf die erfindungsgemäße Spannungswandleranordnung beschrieben sind, und zwar sowohl ein zeln als auch in Kombination.

9. Spannunqswandleranordnunq gemäß Fig. 10

Fig. 10 zeigt ein Schaltbild eines Transformator-gekoppelten Cuk-Konverters kombiniert mit vier Linearreglern, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Die Spannungswandleranordnung 1000 ist ausgelegt, um von einer Eingangsspannungs quelle 1010, die zwischen einem ersten Eingangsspannungsknoten 1032 und einem zwei ten Eingangsspannungsknoten 1034 gekoppelt ist, eine Eingangsspannung zu empfangen. Die Spannungswandleranordnung ist ausgelegt, um an eine Last 1020, die zwischen einen ersten Ausgangsspannungsknoten 1042 und einen zweiten Ausgangsspannungsknoten 1044 gekoppelt ist, eine Ausgangsspannung zu liefern.

Die Spannungswandleranordnung 1000 umfasst einen Transformator-gekoppelten Cuk- Konverter 1030, der einen getakteten Spannungswandler darstellt.

Die Spannungswandleranordnung umfasst ferner einen ersten Regeltransistor 1050, bei dem es sich beispielsweise um einen PNP-Bipolartransistor handelt, und der als erstes Re gelelement wirkt. Ein Emitter-Anschluss des ersten Regeltransistors 1050 ist beispielsweise mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten 1042 gekoppelt und ein Kollektor-Anschluss des ersten Regeltransistors 1050 ist beispielsweise mit dem ersten Eingangsspannungs knoten 1032 gekoppelt. Die Spannungswandleranordnung 1000 umfasst ferner einen zwei ten Regeltransistor 1060 (beispielsweise einen NPN-Transistor), der beispielsweise als zweites Regelelement wirkt. Ein Emitter-Anschluss des zweiten Regeltransistors 1060 ist beispielsweise mit dem ersten Eingangsspannungsknoten 1032 gekoppelt, und ein Kollek tor-Anschluss des zweiten Regeltransistors 1060 ist beispielsweise mit dem ersten Aus gangsspannungsknoten 1042 gekoppelt. Die Spannungswandleranordnung 1000 umfasst ferner einen dritten Regeltransistor 1070, bei dem es sich beispielsweise um einen NPN- Bipolartransistor handelt, und der beispielsweise als drittes Regelelement wirkt. Ein Kollek tor-Anschluss des dritten Regeltransistors 1070 ist beispielsweise mit dem ersten Aus gangsspannungsknoten 1042 gekoppelt, und ein Emitter-Anschluss des dritten Regeltran- sistors 1070 ist beispielsweise mit dem zweiten Ausgangsspannungsknoten 1044 gekop pelt.

Die Spannungswandleranordnung 1000 umfasst ferner einen vierten Regeltransistor 1080, bei dem es sich beispielsweise um einen NPN-Bipolartransistor handelt. Ein Kollektor-An- schluss des vierten Regeltransistors 1080 ist beispielsweise mit dem ersten Eingangsspan nungsknoten 1032 gekoppelt, und ein Emitter-Anschluss des vierten Regeltransistors 1080 ist beispielsweise mit dem zweiten Eingangsspannungsknoten gekoppelt.

Ein Eingang des Transformator-gekoppelten Cuk-Konverters 1030 ist beispielsweise mit dem ersten Eingangsspannungsknoten 1032 und dem zweiten Eingangsspannungsknoten 1034 gekoppelt. Ein Ausgang des Transformator-gekoppelten Cuk-Konverters 1030 ist bei spielsweise mit dem ersten Ausgangsspannungsknoten 1042 und mit dem zweiten Aus gangsspannungsknoten 1044 gekoppelt. Diesbezüglich sei darauf hingewiesen, dass der zweite Eingangsspannungsknoten 1034 und der zweite Ausgangsspannungsknoten 1044 beispielsweise niederohmig miteinander gekoppelt sein können und beispielsweise auf ei nem Bezugspotenzial liegen können.

Der Transformator-gekoppelte Cuk-Konverter 1030 weist beispielsweise eine eingangssei tige Induktivität bzw. Spule 1035a auf, die zwischen den ersten Eingangsspannungsknoten 1032 und einem ersten internen Knoten 1036 geschaltet ist. Der Cuk-Konverter 1030 um fasst ferner einen Schalter 1037a, der beispielsweise zwischen den ersten internen Knoten 1036 und den zweiten Eingangsspannungsknoten 1034 gekoppelt ist. Der Cuk-Konverter 1030 umfasst ferner einen Transformator 1037b, wobei eine Primärwicklung des Transformators 1037b in Serie mit einer Kapazität 1037c zwischen den ersten internen Knoten 1036 und den zweiten Eingangsspannungsknoten 1034 geschaltet ist. Eine Sekun därwicklung des Transformators 1037b ist beispielsweise in Serie mit einem Kondensator 1037d zwischen einem zweiten internen Knoten 1038 und den zweiten Eingangsspannungsknoten 1034 geschaltet. Der Cuk-Konverter 1030 umfasst ferner eine Diode 1039a, die zwischen den zweiten internen Knoten 1038 und den zweiten Eingangsspannungskno- ten 1034 geschaltet ist. Beispielsweise ist eine Anode der Diode mit dem zweiten Eingangs spannungsknoten 1034 gekoppelt und eine Kathode mit dem zweiten internen Knoten 1038. Der Cuk-Konverter 1030 umfasst ferner eine zweite Induktivität bzw. Spule 1039b, die beispielsweise zwischen dem zweiten internen Knoten 1038 und den ersten Ausgangs spannungsknoten 1042 gekoppelt ist. Die erste Induktivität 1035a ist beispielsweise mag netisch mit der zweiten Induktivität 1039b gekoppelt, beispielsweise indem die beiden In duktivitäten bzw. Spulen auf einem gemeinsamen Magnetkern angeordnet sind.

Im Hinblick auf die Funktionsweise der Spannungswandleranordnung 1000 sei darauf hin gewiesen, dass der erste Regeltransistor 1050, der zweite Regeltransistor 1060 und der dritte Regeltransistor 1070 beispielsweise in derselben Weise angesteuert werden können, wie es beispielsweise im Hinblick auf die Spannungswandleranordnungen gemäß den Fig. 6a bis 6d bzw. 8a und 8b beschrieben wurde. Allerdings ermöglicht die Spannungswand leranordnung 1000 auch eine zumindest teilweise Kompensation eines Eingangsstromrip- pels des getakteten Spannungswandlers 1030, wobei hier - abhängig vom Betriebszustand - auch der vierte Regeltransistor bzw. das vierte Regelelement 1080 zum Einsatz kommen kann.

Durch das vierte Regelelement 1080 kann beispielsweise ein Strom von dem ersten Ein gangsspannungsknoten 1032 zu dem zweiten Eingangsspannungsknoten 1034 abgeführt werden, wenn beispielsweise ein aktueller Eingangsstrom des getakteten Spannungswand lers 1030 kleiner ist als gewünscht (beispielsweise kleiner als ein maximaler Stromwert in nerhalb einer Schaltdiode des getakteten Spannungswandlers 1030).

Eine Steuerung kann beispielsweise abhängig von einem Betriebszustand der Spannungs wandleranordnung 1000 entscheiden, welcher bzw. welche der Linearregler aktiviert wer den sollen, um Schwankungen (z. B. einen Rippel) des Eingangsstroms des getakteten Spannungswandlers 1030 und/oder Schwankungen (z. B. Rippel) des Ausgangsstroms des getakteten Spannungswandlers 1030 (zumindest teilweise) zu kompensieren. Beispielsweise kann der Spannungswandler 1000 in verschiedenen Betriebszuständen be trieben werden, wobei beispielsweise die Ausgangsspannung größer oder kleiner als die Eingangsspannung sein kann. Der Spannungswandler ist in den verschiedenen Betriebs zuständen gleichermaßen in der Lage, den Eingangsstromrippei und/oder den Ausgangs- stromrippel des getakteten Spannungswandlers 1030 in effizienterWeise zu kompensieren.

Details

Welcher Regeltransistor bzw. Linearregler oder welche Regeltransistoren bzw. Linearregler in den jeweiligen Betriebszuständen (beispielsweise durch eine Steuerung der Spannungs wandleranordnung 1000) aktiviert werden sollten, ist beispielsweise der Tabelle 2 zu ent nehmen, wobei die Tabelle 2 eine Aktivierungsfunktion der Linearregler für die Ausführung nach Fig. 10 zeigt.

Soll beispielsweise eine Rippeistromkompensation für den Ausgangsstrom des getakteten Spannungswandlers erfolgen, so können, abhängig zwischen der Relation zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung, beispielsweise die Fälle 1 bis 5 unter schieden werden, und die Steuerung der Spannungswandleranordnung 1000 kann dann die aktivierten Regeltransistoren bzw. Linearregler auswählen, wie dies in den Fällen 1 bis 5 in der Tabelle 2 gezeigt ist. Die Funktionalität gemäß den Fällen 1 bis 5 entspricht im Übrigen der oben im Hinblick auf die Spannungswandleranordnungen gemäß den Fig. 6a bis 6b und 8a bis 8b beschriebenen Funktionalität.

Sollte hingegen eine Rippeistromkombination nur für den Eingangsstrom des getakteten Spannungswandlers 1030 erfolgen, so können beispielsweise die zu aktivierenden Regel transistoren bzw. Linearregler gemäß den Fällen 6 bis 10 der Tabelle 2 ausgewählt werden, beispielsweise abhängig von der Relation zwischen der Eingangsspannung und der Aus gangsspannung. In diesem Fall kann also beispielsweise derjenige der Regeltransistoren bzw. Linearregler 1050, 1060, 1080 für eine Kompensation des Eingangsstromrippeis aus gewählt werden, der von den genannten Linearreglern einen geringsten Spannungsabfall (und damit eine geringste Verlustleistung) aufweist (sofern der Spannungsabfall ausrei chend ist).

Ist beispielsweise die Ausgangsspannung größer als die Eingangsspannung und die Diffe renz zwischen der Ausgangsspannung und der Eingangsspannung größer als die Ein gangsspannung (Fall 6) so wird durch die Steuerung beispielsweise der vierte Regeltransistor 1080 (LR4) für die Kompensation des Eingangsstromrippeis ausgewählt, wobei dieser Regeltransistor einen Strom von dem ersten Eingangsspannungsknoten 1032 zu dem zweiten Eingangsspannungsknoten 1034 ableitet.

Ist beispielsweise die Ausgangsspannung in etwa gleich der Eingangsspannung, beispiels- weise in einer Toleranz von höchstens 10% oder von höchstens 20% oder von höchstens 30%, oder mit einer Abweichung, die kleiner oder gleich einem vorgegebenen maximalen Spannungswert, z. B. ein Volt oder zwei Volt oder fünf Volt, ist, so wird ebenfalls der vierte Regeltransistors 1080 (LR4) aktiviert, da in diesem Fall der Spannungsabfall über den ers- ten Regeltransistor 1050 bzw. über den zweiten Regeltransistor 1060 zu klein ist, um eine zuverlässige Regelung bzw. einen ausreichenden Stromfluss durch den entsprechenden Regeltransistor gewährleisten zu können (Fall 7).

Ist die Ausgangsspannung größer als die Eingangsspannung und die Differenz zwischen der Ausgangsspannung und der Eingangsspannung kleiner bzw. deutlich kleiner als die Eingangsspannung, so wählt die Steuerung bevorzugt den ersten Regeltransistor 1050 für die Kompensation des Eingangsstromrippeis aus, wobei dieser Regeltransistor dann einen Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten 1042 zu dem ersten Eingangsspan nungsknoten 1032 führt, der beispielsweise in etwa dem Eingangsstrom des getakteten Spannungswandlers 1030 folgt (Fall 8).

Ist die Ausgangsspannung größer als die Eingangsspannung und zudem die Differenz zwi schen der Ausgangsspannung und der Eingangsspannung etwa gleich der Eingangsspan nung (ist also beispielsweise die Ausgangsspannung in etwa doppelt so groß wie die Ein gangsspannung) so kann die Kompensation des Eingangsstroms beispielsweise innerhalb einer Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers abwechselnd durch den ersten Regeltransistor 1050 und den vierten Regeltransistor 1080 erfolgen (Fall 9). In diesem Fall liefert, innerhalb einer Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers 1030, zeitweise der erste Regeltransistor 1050 einen Strom zu dem ersten Eingangsspannungsknoten 1032 hin, und der vierte Regeltransistor 1080 führt innerhalb der Schaltperiode des getakteten Spannungswandlers 1030 zeitweise einen Strom von dem ersten Eingangsspannungskno ten ab. Diese Art der Kompensation des Eingangsstromrippeis entspricht in etwa der Kom pensation des Ausgangsstromrippeis wie sie anhand der Fig. 7a erläutert wurde und bietet ähnliche Vorteile. Ist im Übrigen die Eingangsspannung größer als die Ausgangsspannung, so erfolgt die Kompensation des Eingangsstromrippeis typischerweise durch den zweiten Regeltransistor 1060 (Fall 10), da über diesem Transistor die geringste Spannung abfällt. Der Transistor 1060 leitet in diesem Fall einen Strom von dem ersten Eingangsspannungsknoten 1032 zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 1042, wobei dieser Strom beispielsweise spiegel bildlich bzw. komplementär dem Eingangsstromrippei des getakteten Spannungswandlers 1030 folgt (Fall 10).

Die Spannungswandleranordnung 1000 ermöglicht aber im Übrigen auch eine gleichzeitige Kompensation sowohl des Eingangsstromrippeis als auch des Ausgangsstromrippeis. Ist eine solche Kompensation sowohl des Eingangsstromrippeis als auch des Ausgangsstrom- rippels gewünscht, so kann die Steuerung beispielsweise abhängig von dem Betriebszu stand des Spannungswandlers zwischen den Fällen 11 und 17 auswählen und dement sprechend die Regeltransistoren bzw. Linearregler aktivieren. Typischerweise bzw. bevor zugt werden zur Kompensation sowohl des Eingangsstromrippeis als auch des Ausgangs- stromrippels - abhängig vom Betriebszustand bzw. der Relation zwischen der Eingangs spannung und der Ausgangsspannung - jeweils zwei Linearregler aktiviert.

Ist beispielsweise die Eingangsspannung in etwa gleich der Ausgangsspannung, so kann beispielsweise durch den ersten Regeltransistor 1050 und den zweiten Regeltransistor 1060 kein ausreichender Strom fließen, so dass die Kompensation des Eingangsstromrip- pels durch den vierten Regeltransistors 1080 erfolgt, und so dass die Kompensation des Ausgangsstromrippeis durch den dritten Regeltransistor 1070 erfolgt (Fall 12).

Ist hingegen die Eingangsspannung größer als die Ausgangsspannung, so kann die Kom pensation des Eingangsstromrippeis und des Ausgangsstromrippeis beispielsweise durch Aktivierung des zweiten Regeltransistors 1060 und des dritten Regeltransistors 1070 erfol gen (Fälle 1 1 , 13 und 14). Unter manchen Bedingungen (die beispielsweise in der Tabelle 2 bei den Fällen 13 und 14 gezeigt sind) kann es auch vorteilhaft sein, die Kompensation des Eingangsstroms und des Ausgangsstroms durch den dritten Regeltransistor 1070 und den vierten Regeltransistor 1080 zu erzielen (vgl. Fall 13 und Fall 14). Welche der Möglich keiten vorteilhafter ist, hängt von den jeweiligen Gegebenheiten, beispielsweise von der Größe und Form des Eingangsstromrippeis bzw. des Ausgangsstromrippeis, ab. Ist im Übrigen die Ausgangsspannung größer als die Eingangsspannung, so kann beispiels weise die Kompensation des Eingangsstromrippeis und des Ausgangsstromrippeis durch Aktivierung des ersten Regeltransistors 1040 und des vierten Regeltransistors 1080 erfol gen, wie dies beispielsweise in Fällen 15 bis 17 gezeigt ist. Alternativ kann die Kompensa- tion des Eingangsstromrippeis und des Ausgangsstromrippeis auch durch die Aktivierung des dritten Regeltransistors 1070 und des vierten Regeltransistors 1080 erfolgen (wie dies beispielsweise bei den Fällen 16 und 17 als Alternative gezeigt ist). Ob eine Kombination von Regeltransistoren bzw. Linearreglern am vorteilhaftesten ist, ergibt sich oftmals aus den konkreten Gegebenheiten, beispielsweise aus der Größe des Eingangsstromrippeis und des Ausgangsstromrippeis.

Ergänzend sei darauf hingewiesen, dass bei einer gleichzeitigen Kompensation von Ein- gangsstromrippel und Ausgangsstromrippei beispielsweise eine erste Größe (beispiels weise die Ausgangsspannung) durch geeignete Ansteuerung eines der Linearregler auf ei- nen gewünschten Wert geregelt werden kann, und dass im Übrigen eine zweite Sollgröße (beispielsweise der durch die Eingangsspannungsquelle 1010 gelieferte Eingangsstrom) durch geeignete Ansteuerung eines zweiten Regeltransistors ebenfalls auf eine ge wünschte Größe geregelt werden kann. Beispielsweise können separate Regelungen ver wendet werden, um beispielsweise einerseits den zweiten Regeltransistor 1060 und ande- rerseits den dritten Regeltransistor 1070 anzusteuern. Der zweite Regeltransistor 1060 kann beispielsweise in Fällen 1 1 , 13 und 14 angesteuert werden, um den Eingangsstrom- rippel zumindest teilweise zu kompensieren, und der durch den zweiten Regeltransistor 1060 zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 1042 gelieferte Strom kann beispielsweise direkt oder indirekt bei der Ansteuerung des dritten Regeltransistors 1070, zur Kompensa- tion des Ausgangsstromrippeis, berücksichtigt werden. Im Idealfall kann beispielsweise der durch den zweiten Regeltransistor 1060 zu dem ersten Ausgangsspannungsknoten 1042 gelieferte Strom auch bereits zu der Kompensation des Ausgangsstromrippeis beitragen, so dass in diesem Fall der dritte Regeltransistor 1070 nur noch einen kleineren Stromanteil übernehmen muss als wenn der zweite Regeltransistor 1060 inaktiv wäre.

Alternativ dazu kann beispielsweise auch der erste Regeltransistor 1050 verwendet wer den, um die Ausgangsspannung auf einen gewünschten Sollwert zu regeln, wobei ein Strom von dem ersten Ausgangsspannungsknoten 1042 zu dem ersten Eingangsspan nungsknoten 1032 abgeführt wird. Ein weiterer Regler kann dann beispielsweise durch ge- eignete Ansteuerung des vierten Regeltransistors 1080 die zumindest teilweise Kompen sation des Eingangsstromrippeis erreichen (beispielsweise indem der durch die Stromquelle 1010 gelieferte Eingangsstrom auf einen Sollwert geregelt wird). Diese Rege lung zur Kompensation des Eingangsstromrippeis kann beispielsweise den durch den ers ten Regeltransistor 1050 von dem ersten Ausgangsspannungsknoten 1042 zu dem ersten Eingangsspannungsknoten 1032 gelieferten Strom direkt oder indirekt berücksichtigen.

Zusammenfassend ist somit festzuhalten, dass die Spannungswandleranordnung 1000 ge mäß der Fig. 10 eine Kompensation des Eingangsstromrippeis und/oder des Ausgangs- stromrippels in ganz verschiedenen Betriebszuständen (beispielsweise bei ganz verschie dener Relation zwischen Eingangsspannung und Ausgangsspannung) ermöglicht, und so mit herkömmlichen Lösungen deutlich überlegen ist.

Es sollte weiterhin darauf hingewiesen werden, dass die Schaltungsanordnung 1000 ge mäß Fig. 10 optional um alle Merkmale, Funktionalitäten und Details ergänzt werden kann, wie hierin in Bezug auf die Spannungswandleranordnungen beschrieben sind.

Ergänzend sei darauf hingewiesen, dass weitere Details im Hinblick auf die Funktionalität der Spannungswandleranordnung 1000 auch im Folgenden noch beschrieben werden.

10. Weitere Aspekte und Details

Im Folgenden werden weitere Aspekte und Details beschrieben, die für sich genommen oder in Kombination mit den übrigen hierin beschriebenen Ausführungsbeispielen verwen det werden können.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist beispielsweise durch die grundsätzliche Anord nung eines Aufwärts/Abwärts-Wandlers, der vorzugsweise als Zeta-Wandler ausgeführt werden kann, mit zwei antiparallelen Linearreglern LR1 und LR3 nach Fig. 4 gegeben, wo bei zusätzlich (optional) auch ein Linearregler LR2 über die Last angeordnet ist. Dadurch kann die Eingangsspannung sowohl größer als auch kleiner als die Ausgangsspannung werden. Weiterhin bietet diese Anordnung die Möglichkeit, den Wirkungsgrad gegenüber einem Abwärtswandler mit linearer Assistenz zu erhöhen, indem der minimale Spannungs abfall zwischen der Ausgangsspannung und der Eingangsspannung weiter verringert wird, und somit die Verlustleistung der Linearregler kleiner wird. Fig. 5 zeigt eine typische erfindungsgemäße Ausführung (Ausführungsbeispiel) aller we sentlichen Komponenten. Ein Zeta-Wandler versorgt die Last RL aus einer Eingangsspan nung Vin, und wandelt diese entweder aufwärts oder abwärts in die gewünschte Ausgangs spannung um. Die Linearregler LR1 , LR2 und LR3 sind beispielsweise als schnelle Bipo lartransistoren ausgeführt, wobei LR1 einen Strom von der Eingangsspannung zur Last lie fern kann, sofern die Eingangsspannung größer als die Ausgangsspannung ist, und LR3 einen Strom von der Ausgangsspannung zur Eingangsspannung liefern kann, wenn die Ausgangsspannung größer als die Eingangsspannung ist, sowie LR2 vorzugsweise einen Strom über die Last ableitet, wenn die Ausgangsspannung kleiner als die Differenz zwi schen Eingangs- und Ausgangsspannung ist, was voraussetzt, dass die Eingangsspan nung größer als die Ausgangsspannung ist, und Abwärtswandlung vorliegt. Der Zeta-Konverter besteht vorzugsweise aus einem aktiven Schalter Q1 , zwei magnetisch gekoppelten Induktivitäten L1 und L2, einem passiven Schalter D1 als Diode, und einer kleinen Koppel kapazität C1 , welche viel kleiner ist, als eine vergleichsweise Glättungskapazität am Aus gang zur Unterdrückung des Rippels eines Schaltreglers.

In Fig. 6 ist die vorzugsweise (optionale) Funktion der erfindungsgemäßen Ausführung nach Fig. 5 gezeigt. Die Ausgangsspannung Vout wird über einen zu ihr proportionalen Messwert vout mit einem gewünschten Sollwert vref verglichen und wahlweise an einen oder zwei der drei Linearregler LR1 , LR2 oder LR3 über einen schnellen Regler („Linear Regulator Con troller“ bzw.„Lineare Regler-Steuerung“) weitergegeben, um die Ausgangsspannung zu re geln indem ein ausreichend großer Strom zur Last über LR1 zugeführt oder über LR2 oder LR3 abgeführt wird, und die Ausgangsspannung auf dem zielgemäßen Regelwert zu hal ten.

In Tabelle 1 ist als Beispiel gezeigt, unter welchen Bedingungen LR1 , LR2 und LR3 vor zugsweise aktiviert werden. Damit wird der Rippelstrom des PWM-Wandlers durch denje nigen Linearregler kompensiert, über welchem der geringste Spannungsabfall ansteht, so dass die Verluste im Linearregler minimiert werden, da diese als Produkt aus der Span nungsdifferenz über dem Linearregler und dem Effektivwert des Rippelstromes der rot mar kierten Kurvenverläufe in den Figuren 3b, 7a und 7b berechnet werden. Um den Rip pelstrom selbst so gering wie möglich zu halten, werden die Induktivitäten L1 und L2 bei spielsweise so dimensioniert, dass der Zeta-Konverter im kontinuierlichen Betrieb (CCM) arbeitet. Weiterhin ist als Beispiel eine erfindungsgemäße Implementierung der Regelfunktion in Fig. 6c gezeigt. Durch den Schalter SL wird der Ausgang des Regelverstärkers Amp der Aus gangsspannungsregelung wahlweise auf einen der Linearregler umgeschaltet. Die Um schaltung erfolgt beispielsweise in Abhängigkeit von der Fallzuordnung in Tabelle 1. Im Fall 4 kann der Schalter SL beispielsweise entweder im Takt des Ansteuersignals von Q1 zwi schen LR1 und LR 2, also den Positionen 1 und 2 umgeschaltet werden, oder die Positionen 1 und 2 sind elektrisch so verbunden, dass der Schalter nur zwischen den beiden Optionen „Position 3“ und kombinierter„Position 1 +2“ umgeschaltet wird, wie in Abbildung 6d gezeigt ist. Zugleich wird der Schalter Sl in Abhängigkeit der Zuordnung der Fälle in den Figuren 7a, 7b, und 7c auf positive oder negative Stromreferenz oder auf Nullreferenz umgeschaltet (Positionen A, B und C). Der Schalter Q1 aus Fig. 6a ist vorzugsweise in Fig. 6c und 6d als Mosfet für hohe Schaltfrequenzen ausgeführt.

Diese Bedingung des kontinierlichen Betriebes (CCM) ist (bevorzugt) auch für einen Buck- Konverter nach Fig. 2 und 3 einzuhalten.

Zusätzlich bietet der erfindungsgemäß ausgeführte Zeta -Konverter den Vorteil, dass die Induktivitäten L1 und L2 gekoppelt werden können, so dass sie zumindest in einem Arbeitspunkt den Stromrippel vollständig kompensieren können ohne, dass dieser über den Linearregler kompensiert werden muss (magnetische Kopplung der Induktivitäten wie in Abb. 5, 6a, und 6c gezeigt). Mindestens außerhalb dieses Arbeitspunktes tritt jedoch ein Stromrippel auf, welcher über Linearregler kompensiert werden sollte bzw. muss.

In praktischen Fällen wird eine Stromrippeikompensation über einen möglichst weiten Bereich beispielsweise dadurch erreicht, dass die beiden Induktivitäten gleich groß gemacht werden [5], oder indem zusätzlich eine Aufwärtstransformation durch die gekoppelten Induktivitäten zur Spannungserhöhung am Ausgang erreicht wird [6]. Deshalb soll ein erfindungsgemäßer Zeta-Konverter ohne zusätzliche Aufwärtstransformation vorzugsweise (aber nicht notwendigerweise) ein Induktivitätsverhältnis von L1 = L2 besitzen, um mit einer möglichst kleinen Baugröße der Induktivitäten L1 und L2 eine maximale Unterdrückung des Stromrippels über den gesamten Arbeitsbereich bei Laständerung und Eingangsspannungsänderung zu erreichen. Ist nur ein eingeschränkter Arbeitsbereich, vor allem bei der Aufwärtswandlung erforderlich, so kann eine weitere Verbesserung der Stromrippeiunterdrückung durch unterschiedliche Induktivitätswerte erreicht werden, welche sich mathematisch aus dem vorwiegenden Arbeitspunkt nach bekannten Regeln ermitteln lassen, oder indem eine zusätzliche Aufwärtstransformation der Spannung wie in [6] erreicht werden soll.

In den Figs. 7a bis 7c sind bevorzugte erfindungsgemäße Kurvenverläufe des Ausgangs stromes des Auf- und Abwärtswandlers (blaue Kurve), der Linearregler oder eines Linear reglers (rote Kurve) und des Ausgangsgleichstromes Io (schwarze Kurve) gezeigt. Der jeweils erfindungsgemäß bevorzugte Kurvenverlauf ist den Fällen 1 bis 5 aus Tabelle 1 zu geordnet.

Wenn lediglich der Linearregler LR1 aktiv ist (Fall 3, Tabelle 1 ), wird beispielsweise über ein Summationsglied eine positive Referenz zur Bildung des Stromes ly in Abbildung 6b gegeben bzw. Position A des Schalters Sl in Abbildung 6c eingestellt, welches dazu führt, dass der Rippelstrom Al unterhalb des Ausgangsgleichstromes Io (beispielsweise des ge wünschten Laststroms) abgesenkt wird.

Sind die Linearregler LR1 und LR2 aktiv, so heben sich deren Referenzen über das Sum mationsglied auf und der Strom ly wird vorzugsweise zu null, so dass Position B des Schal ters Sl in Abbildung 6c eingestellt wird (Fall 4, Tabelle 1 ). In diesem Fall würde der Schalter SL im Takt des Schaltsignales des Ausganges von Komparator Komp zwischen den Posi tionen 1 und 2 umgeschaltet, das heißt, dass das Signal„Ein“ an Q1 dem ansteigenden Strom der Induktivität L2 zugeordnet ist, und somit SL auf Position 2 geschaltet wird, so dass LR2 den positiven Rippelstrom (Strom) als negativen Strom l_reg < 0 zur Masse ab leitet. Wenn hingegen die positive Schwelle der Hysterese an Komp erreicht ist, so schaltet der Komparator Komp den Mosfet Q1 wieder auf„Aus“, und ebenso den Linearregler LR1 ein, indem SL auf Position 1 geschaltet wird, so dass negative Rippelstrom von L2 durch LR1 als l_reg > 0 positiv kompensiert wird (siehe Fig. 7a). Sobald die negative Schwelle der Hysterese von Komp erreicht wird, schaltet der Komparator Komp erneut ein.

Um das Umschalten für den Fall ly = 0 zu vermeiden kann beispielsweise die elektrische Kombination der Positionen 1 und 2, wie in Fig. 6d gezeigt, verwendet werden. Dann wird der Schalter SL im Fall 4 nach Tabelle 1 nicht mit hoher Frequenz umgeschaltet. Für den Fall, dass LR2 oder alternativ LR3 aktiv sind (nicht beide zugleich), so wird der Strom ly über das Summationsglied als negative Referenz an den Regler („Controller“) des Schaltreglers weitergegeben, d.h. es wird Position C des Schalters Sl in Fig. 6c eingestellt. In Fig. 6d wird der Schalter SL nur in die beiden Positionen 3 (Fall 5, Tabelle 1 ) und in die Position 1 + 2 (Fälle 1 bis 4, Tabelle 1 ) umgeschaltet. Die Pulsweitenmodulation (PWM) des Schaltreglers erfolgt dann über das in Fig. 6b gezeigte Modul (PWM Modulator, Gate Driver bzw. Gate-Treiber) um den Schalttransistor Q1 anzusteuern, bzw. in Fig. 6c über den hysteretischen Komparator Komp wie beschrieben.

Der Regler (Controller) in Fig. 6b kann ein beliebiger Regler sein, ist jedoch nicht notwen digerweise als hysteretischer Regler wie in Figs. 6c und 6d auszuführen. Da die maximale Spannung am Ausgang bei einem Auf- und Abwärtswandler nicht auf die Eingangsspannung wie bei einem Buck-Konverter begrenzt werden kann, können bei Aufwärtswandlung weitere Maßnahmen zur Stabilisierung des Regelkreises erforderlich werden, welche in Figs. 6b bis 6d nicht gezeigt sind. Das kann sowohl eine Verzögerung des Umschaltens von LR2 auf Position 2 zu LR3 in Position 3 bedeuten, wenn die Ausgangsspannung nur geringfügig größer als die Eingangsspannung ist, indem sowohl eine ausreichende Schwelle AV = Vout-Vin > AVmax erreicht wird, als auch eine zeitliche Verzögerung des Umschaltens über einige Taktperioden des Schaltsignals an Q1 eingestellt wird. Ebenso kann im Falle des Absinkens der Spannungsdifferenz zwischen Ausgangsspannung und Eingangsspannung erst bei einem Spannungsunterschied AV = Vout-Vin < AVmin von LR3 auf LR2 umgeschaltet werden. Ausführungsbeispiele sind in Fig. 8a) für einen typischen Buck-Konverter und in Fig. 8b) für einen erfindungsgemäßen Zeta-Konverter gezeigt, welche jeweils einen Ausgangsstrom von 350 mA an eine variable Last liefern, wie dieses beispielsweise bei LED-Strängen der Fall ist, welche hierbei durch RL beschrieben sind. Die Eingangsspannung des Buck-Konverters sollte bzw. muss dabei stets größer als die Ausgangsspannung sein, wobei die Ausgangsspannung beispielsweise in den Grenzen von 10 V bis 80 V variabel bei konstantem Laststrom angenommen wird. Damit wird eine Leistung an die Last im Bereich von 3,5 bis 28 Watt geliefert. Die Eingangsspannung ist ebenso nicht konstant, sondern soll in diesem Ausführungsbeispiel im Bereich zwischen AVin = 0 V - 80 V schwanken können, je nachdem welche Eingangsquelle vorhanden ist (geregelte oder ungeregelte DC-Eingangsspannung, wie etwa Solarpanel oder Batterie mit Entladecharakteristik). Beim Buck-Konverter ist die minimale Eingangsspannung beispiels weise gleich der Ausgangsspannung, so dass die maximale Eingangsspannung beispiels weise stets Vin max = Vout +AVin beträgt.

Beim Zeta-Konverter kann die Eingangsspannung beispielsweise auch kleiner als die Aus gangsspannung sein, und wird in einer vorzugsweisen erfindungsgemäßen Ausführung möglichst so gewählt - falls dieser Bereich frei wählbar ist - dass die maximale Eingangs spannung Vin max = Vout + AVin / 2 beträgt, sowie die minimale Eingangsspannung Vin max = Vout - AVin / 2 beträgt. Wenn etwa Batterien oder Solarzellen als Eingangsquelle dienen, kann man diesen Bereich bei Zeta-Konverter frei wählen. Damit wird gewährleistet, dass eine kleinere Spannungsdifferenz beim Zeta-Konverter zwischen Eingangs- und Aus gangsspannung entsteht als beim Buck-Konverter, so dass die Verluste des jeweils aktiven Linearreglers beim Zeta-Konverter gegenüber dem Buck-Konverter stets verkleinert wer den können.

In den Ausführungsbeispielen werden zur Beurteilung der Gesamtverluste, und somit des Wirkungsgrades, als Vergleich zwischen dem Stand der Technik und einer erfindungsge mäßen Ausführung, folgende typische Parameter verwendet:

Die ohmschen Verluste des Schalters Q1 und der Diode D1 seien gleich.

Die Wicklungsverluste der Induktivität von L1 des Buck-Konverters sind gleich Die Baugröße der Induktivität L1 des Buck-Konverters und die der gekoppelten In duktivität L1 und L2 des Zeta-Konverters sind gleich, was sich in einem größeren Induktivitätswert beim Buck-Konverter ausdrückt, da der Strom im Zeta-Konverter in L1 größer ist und mehr Wicklungsquerschnitt erfordert als beim Buck-Konverter Der Zwischenkondensator C1 des Zeta-Konverters wird so klein wie möglich ge macht mit einer typischen ESR-Verlustkomponente

Damit sind die beiden Konverter in der Baugröße gleichgroß und im Bauelemente-Aufwand vergleichbar. Beide Konverter haben keine Ausgangsglättungskondensatoren, oder besit zen am Ausgang höchstens zusätzliche HF-Filterkondensatoren, welche kleiner oder gleich dem Wert des Zwischenkondensators C1 beim Zeta-Konverter sind und nicht in der Abbil dung gezeigt sind.

In Fig. 9 ist die Verlustbilanz der beiden Konverter verglichen. Der Zeta-Konverter hat einen höheren Wirkungsgrad bei gleicher Baugröße im grün dargestellten Bereich, der Buck- Konverter hat einen höheren Wirkungsgrad als der Zeta-Konverter im rot dargestellten Be reich. Damit ist der Zeta-Konverter dem Buck-Konverter im Wirkungsgrad in diesem Aus führungsbeispiel überlegen, sobald die Schwankungsbreite der Eingangsspannung AVin etwa halb so groß wie die Ausgangsspannung ist.

In Fig. 9 wird aus der Anwendung, welche in Figs. 8a und 8b beispielhaft ausgeführt sind, ein optimaler Arbeitsbereich für den linear unterstützten Zeta -Konverter ersichtlich, der ei ner näherungsweisen Funktion der Form folgt. In dem ausgeführten Beispiel einer spannungsvariablen Last mit konstantem Aus gangsstrom von 350 mA wird die minimale Spannung Vout_min mit vorteilhafter erfindungs- gemäßer Verbesserung des Wirkungsgrades des Zeta-Konverters bei gleichem Aufwand und gleichem Volumen der Bauelemente gegenüber einem Buck-Konverter bei ca. 10 Watt Ausgangsleistung erreicht.

Eine weitere Ausführung der Erfindung ist eine transformatorisch gekoppelter Cuk-Konver- ter wie in Fig. 10 gezeigt. Dieser hat den Nachteil eines höheren Schaltungsaufwandes durch einen zusätzlichen Transformator, welcher die Polarität der Ausgangsspannung in gleicher Richtung wie die der Eingangsspannung auf gleichem Massepotenzial hält. Dafür hat diese Ausführung zusätzlich den Vorteil, dass auch der Eingangsstrom linear kompen- siert werden kann.

Die Ausführung in Fig. 10 erlaubt somit eine Kompensation des Stromrippels der Ausgangs spannung durch die Linearregler LR2 gegen das Massepotenzial oder durch den Regler LR1 aus der Eingangsspannung, wenn diese größer als die Ausgangsspannung ist. Ist die Ausgangsspannung größer als die Eingangsspannung, so kann der Stromrippel durch LR2 oder LR3 kompensiert werden.

Der Stromrippel der Eingangsspannung wird entweder gegen das Massepotenzial durch LR4 kompensiert oder durch LR3, wenn die Ausgangsspannung größer als die Eingangs- Spannung ist, oder auch durch LR1 , wenn die Ausgangsspannung kleiner als die Eingangs spannung ist. Somit kann diese Ausführung auch wahlweise entweder nur den Stromrippel der Eingangs spannung oder den der Ausgangsspannung, oder zugleich den Stromrippel der Eingangs und der Ausgangsspannung kompensieren.

Aus Tabelle 2 ist ersichtlich, dass die Kompensation des Stromrippels durch Linearregler für die Ausgangslast an L2 ebenso erfolgt wie in Tabelle 1 für den linear unterstützten Zeta- Konverter, sofern der Eingangsstromrippei nicht kompensiert werden soll (Fälle 1 bis 5). Soll hingegen nur der Eingangsstromrippei an L1 kompensiert werden, nicht dagegen der Ausgangsstromrippei an L2, so sind beispielsweise die Bedingungen in den Fällen 6 bis 10 zu unterscheiden. Sollen die Stromrippel an beiden Induktivitäten L1 und L2 kompensiert werden, so entstehen beispielsweise die Fälle 1 1 bis 17. In den Fällen 13, 14, 16 und 17 ist erkennbar, dass es verschiedene Möglichkeiten gibt, den verlustärmsten Zustand der Linearregler zu erreichen. Dieser hängt davon ab, wie groß der Rippelstrom ist, welcher jeweils am Eingang an L1 und am Ausgang an L2 unterschiedlich sein kann, und in Verbindung mit dem jeweiligen Spannungsabfall über die beteiligten Linearregler zu unterschiedlichen Verlusten führt. Dieses hängt von den Entwurfsparametern des Trafo-gekoppelten Cuk- Konverters ab.

Die Ausführungsform nach Fig. 10 kann für Anwendungen Verwendung finden, bei welchen entweder ein rippelfreier Strom aus einer Quelle wie einer Batterie entnommen werden soll, oder bei welchem der Eingangspufferkondensator ebenso eingespart werden soll wie der Ausgangspufferkondensator. Dieses ist vor allem dann sinnvoll, wenn der Eingangspuffer kondensator nicht vermieden werden kann, weil die Eingangsspannung durch Stromschwankungen am Eingang ebenso schwanken würde .

1 1 . Verfahren gemäß Fiq. 12

Fig. 12 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens 1200 zum Betrieb einer getakteten Span nungswandleranordnung mit einem getakteten Spannungswandler und einem ersten Re gelelement, das zwischen einen ersten Eingangsspannungsknoten, der von einem Bezugs potentialknoten verschieden ist, und einen ersten Ausgangsspannungsknoten, der von ei nem Bezugspotential verschieden ist, geschaltet ist. Das Verfahren umfasst ein Erzeugen 1210 einer Ausgangsspannung basierend auf einer Eingangsspannung unter Verwendung eines Spannungswandlers, so dass ein Betrag der Ausgangsspannung größer als ein Betrag der Eingangsspannung ist.

Das Verfahren umfasst ferner ein zumindest zeitweises Aktivieren eines Stromflusses durch das erste Regelelement in dem Fall, dass 4ein Betrag der Ausgangsspannung größer als ein Betrag der Eingangsspannung ist, um durch den getakteten Spannungswandler be dingte Stromschwankungen zumindest teilweise zu kompensieren.

Das Verfahren 1200 kann optional um alle Merkmale, Funktionalitäten und Details ergänzt werden, die hierin auch im Hinblick auf die Spannungswandleranordnungen beschrieben sind, und zwar sowohl einzeln als auch in Kombination.

12. Vorteile. Wirkungen, Alternative Lösungen, Wichtige Aspekte von Ausführunqsbeispie- len

A) Wirkungen und Vorteile

Ein oder mehrere der im Folgenden beschriebenen Vorteile und Wikrungen können optional bei den Ausführungsbeispielen der Erfindung verwirklicht werden.

Die Vorteile von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung sind insbesondere, dass die Vorteile eines linear unterstützten Schaltnetzteiles mit abwärts gewandelter Span nung vom Eingang zur Last (linear unterstützter Buck-Konverter) kombiniert werden mit einer Aufwärtswandlung der Spannung zur Last hin. Die Vorteile des linear unterstützten Abwärtswandler sind beispielsweise

Ein hoher Wirkungsgrad, da lediglich der Schaltrippel durch den Linearregler kom pensiert wird, nicht aber der gesamte Laststrom

Eine extrem hohe Regeldynamik, da der Linearregler jede dynamische Lastände rung und Eingangsspannungsänderung zu kompensieren imstande ist

Die Einsparung von Ausgangspufferkondensatoren, welche meist temperaturemp findlich, platzaufwendig und lebensdauerbegrenzend sind Diese Vorteile werden beispielsweise durch die Erfindung eines linear unterstützten Zeta- Konverters erweitert, indem eine Aufwärtswandlung wie auch eine Abwärtswandlung der Spannung erreicht wird eine galvanische Trennung durch eine vergleichsweise kleine Koppelkapazität den Einschaltstrom beim Anlegen der Eingangsspannung verhindert

eine Verbesserung des Wirkungsgrades gegenüber einem linear unterstützten Buck-Konverter in bestimmten Betriebsbereichen erreicht wird, welche in typischen Anwendungsfällen etwa der Funktion NV _in - V _out - V _{out min} folgen.

Der wichtigste Vorteil der Erfindung ist hierbei beispielsweise die Möglichkeit der Span nungswandlung in Aufwärts- und Abwärtsrichtung.

B) Alternative Lösungen

Die Erfindung kann nur umgangen werden indem der Aufwand gegenüber der erfindungs gemäßen Schaltungsausführung erhöht wird. Dazu muss vor allem die Ausgangsinduktivi tät eines Schaltnetzteiles immer direkt mit der Last verbunden werden, oder die Eingangs induktivität direkt mit der Eingangsspannung verbunden werden, während weitere Bauele mente in das Schaltnetzteil eingefügt werden können. Dieses ist in aller Regel nicht wirt schaftlich und wird vor allem den Vorteil der Wirkungsgradverbesserung bei gleichem Bau elementeaufwand zunichtemachen.

C) Wichtige Aspekte von Ausführungsbeispielen

Ein Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung lässt sich gut erkennen, indem eine entspre chender Spannungswandler bezüglich folgender elektrischer Merkmale getestet bzw. ge messen wird:

Die Ausgangsgleichspannung ist bevorzugt größer als die Eingangsgleichspannung des Wandlers und zugleich kann bevorzugt ein rippelfreier Gleichstrom an einer Ausgangslast gemessen werden, wobei die Ausgangslast direkt mit einer Induktivität des Wandlers ver bunden ist, was optisch und elektrisch leicht nachgewiesen werden kann. Öder es kann die Eingangsgleichspannung größer oder kleiner oder gleich der Ausgangsspannung sein und ein rippelfreier Gleichstrom am Eingang gemessen werden, wobei die Eingangsquelle di rekt mit einer Induktivität des Wandlers verbunden sein muss. Zugleich sollte der Schaltungsaufwand dem eines etwa leistungsgleichen PWM-Wandlers entsprechen und sollte nicht deutlich größer als bei einem solchen sein. Das größte Potenzial der Ausgangs spannung (Pluspol) sollte nicht auf Masse oder unterhalb des niedrigsten Potenzials der Eingangsspannung (Minuspol) liegen. Das größte Potenzial der Eingangsspannung (Plus pol) sollte ebenso nicht auf Masse oder unterhalb des niedrigsten Potenzials der Ausgangs spannung (Minuspol) liegen.

13. Technisches Anwendungsgebiet

Die Anwendung der Erfindung wird beispielsweise in folgenden typischen Applikationen gesehen:

13.1 Ansteuerung von LED und OLED

13.2 Schaltnetzteile für Solar-Mikro-Inverter

13.3 Vollständig Integrierte Stromversorgungen auf Chips

13.4 Schaltnetzteile für Explosionsschutz ohne Elektrolytkondensatoren

13.5 Hochstabile Spannungsversorgungen für medizinische und Labor-Anwendungen

13.6 Präzisionsspannungsquellen und Präzisionsstromquellen

13.1 Der Vorteil der Erfindung für lichttechnische Anwendungen mit LED ist in einer Ver kleinerung oder vollständigen Umgehung von Ladekondensatoren, somit einer Erhöhung der Lebensdauer der Betriebsgeräte für LED zu sehen. Gleichzeitig ist ein flickerfreier bzw. flackerfreier Betrieb durch idealen Gleichstrom und ideale Flankensteilheit der PWM- Impulse für LED erreichbar, also eine besonders hohe Lichtqualität. Die Zuverlässigkeit spezieller LED wie zum Beispiel UV-LED wird zusätzlich durch einen idealen Gleichstrom deutlich erhöht, wobei zugleich ein beliebiger Eingangsspannungsbereich gewählt werden kann oder auch eine optimaler Spannungsbereich einer Batterie oder eines Akku den Wir kungsgrad erhöht. Beispiel einer typischen Anwendung ist der LED-Flash beim Smart- phone, der auf extrem geringem Bauvolumen erzeugt werden soll und auch bei niedrigem Akkustand noch einwandfrei funktioniert, indem eine Aufwärtswandlung der Akkuspan nung möglich ist.

13.2 Für sogenannte Mirko-Inverter von Solaranlagen wird die Erfindung eingesetzt um die Pufferkondensatoren zu vermeiden oder extrem zu verkleinern. Dabei wird die Eigen schaft des Zeta-Konverters genutzt, die Spannung von einem Solarpanel hochzusetzen um einen Wechselrichter mit Netzspannungsausgang zu betreiben. Der Solarumrichter wird dadurch in einem kleineren Volumen realisierbar indem die volumenintensiven Puf ferkondensatoren eingespart werden. Zugleich erhöht sich damit die Lebensdauer des Mikro-Inverters, da Elektrolytkondensatoren meist zuerst ausfallen.

13.3 Vollständig integrierte Stromversorgungen auf Chips können heute mit Schaltfre quenzen von mehr als 100 MHz betrieben werden, indem integrierte Induktivitäten auf Treiberchips mit Si-CMOS oder GaN auf Si-NMOS - Technologien Verwendung finden, welche Schaltflanken von > 10 V/ns zulassen. Durch Eliminierung von Ausgangskonden satoren kann sowohl das Bauvolumen extrem verkleinert werden, wenn mehrerer Strom versorgungen in einem Gerät erforderlich sind um verschiedene Spannungen, beispiels weise für Controller und Sensorik zur Verfügung zu stellen. Solche Versorgungen tragen der ständigen Verkleinerung von Kommunikationsgeräten Rechnung.

13.4. Explosionsgeschützte Schaltnetzteile müssen sehr aufwendig verkapselt werden und sind nur bis zu einer bestimmten Temperatur zuverlässig. Im Brandfall können vor al lem Elektrolytkondensatoren bei hoher Temperatur ausfallen oder auch explodieren. Der geringe Mehraufwand eines linear unterstützten Wandlers und geringe zusätzliche Ver luste in den Linearreglern lassen sich tolerieren indem damit eine erhöhte Zuverlässigkeit und eine deutlich höhere Temperatur erlaubt werden kann ohne dass die Stromversor gung ausfällt. Vor allem für sicherheitsrelevante Anwendungen (Sicherheitssystem für Brandfall usw.) bietet die Erfindung die Möglichkeit der Versorgung aus kleinen oder stark absinkenden Versorgungsspannungen, welche ein linear unterstützter Abwärtswandler nicht zur Verfügung stellen kann, und welche durch einen anderen Aufwärtswandler (Boost-Wandler bzw. Aufwärts-Wandler, Sepie-Wandler, konventioneller Cuk-Wandler) mit linearer Unterstützung nicht mit ausreichend hoher Effizienz erreicht werden kann.

13.5. Spannungsversorgungen für medizinische Anwendungen müssen oftmals sehr stabil sein um die hohen Anforderungen an Zuverlässigkeit zu erfüllen. Gleichzeitig wird eine hohe Miniaturisierung verlangt um bei batterieversorgten Geräten in kleinsten Ab messungen zu operieren und zusätzlich die Erwärmung durch Verluste so gering wie möglich zu halten (hoher Wirkungsgrad). Dazu rechtfertigt sich die Einsparung von Kon densatoren ebenso wie die sichere Aufwärtswandlung einer Spannung auch bei absinken der Batteriespannung.

13.6. Präzisionsspannungsquellen und Präzisionsstromquellen für die Messtechnik wer den oft mit einen niedrigen Wirkungsgrad realisiert, indem einem Schaltnetzteil mit Aus gangsglättungskondensator ein Linearregler seriell nachgeschaltet ist. Damit muss die Ausgangsspannung um einen Mindestbetrag herabgesetzt werden, wobei der Linearreg ler aber den gesamten Laststrom führen muss und somit Wirkungsgrade von weniger als 80% die Folge sind. Mit der vorliegenden Erfindung können Wirkungsgrade von mehr als 90% gut erreicht werden wobei zugleich der Bauelementaufwand gegenüber einer seriel- len Anordnung von Schaltregler und Linearregler sinkt.

14. Weitere Aspekte Weitere Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung werden durch die beigefügten Pa- tentansprüche definiert. Diesbezüglich sei darauf hingewiesen, dass Merkmale in Klam mern (,,()“ oder„0“) als optional anzusehen sind.

Es sei darauf hingewiesen, dass die Ausführungsbeispiele gemäß den Ansprüchen mit al- len Merkmalen, Funktionalitäten und Details ergänzt werden können, die hierin beschrie ben sind (jedenfalls soweit dies nicht zu irgendwelchen Widersprüchen führt).

Merkmale, Funktionalitäten und Details der Ansprüche können auch mit den Hierin be schriebenen Ausführungsbeispielen kombiniert werden, um zusätzliche Ausführungsbei- spiele zu erhalten.

Es sei darauf hingewiesen, dass Merkmale und Funktionalitäten, die in einzelnen oder ei nigen der Ausführungsbeispielen gezeigt sind, auch in anderen der Ausführungsbeispiele eingesetzt werden können, soweit dem keine gravierenden technischen Gründe entge- genstehen.

Weiterhin sei darauf hingewiesen, dass auch Teil-Funktionalitäten der hierin beschriebe nen Ausführungsbeispiele eingesetzt werden können, sofern dem keine wesentlichen technischen Gründe entgegenstehen.

Gemäß einem weiteren Aspekt können eine oder mehrere Schalttransistoren der Schalt regler (beispielsweise der getakteten Spannungswandler) (oder sogar alle Schalttransisto ren der Schaltregler) Galliumnitrid (GaN)-Transistoren oder Siliziumkarbid (SiC)-Transisto- ren sein.

Gemäß einem weiteren Aspekt können eine oder mehrere Dioden bzw. Gleichrichterdio den der Schaltregler (beispielsweise der getakteten Spannungswandler) (oder sogar alle Dioden bzw. Gleichrichterdioden der Schaltregler) Galliumnitrid (GaN)-Dioden oder Silizi umkarbid (SiC)-Dioden sein. 15. Schlussfolgerungen

Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung ermöglichen es somit, Vorteile des Schaltreg- lers und des Linearreglers zugleich zu nutzen und deren Nachteile jeweils zu vermeiden. Mögliche Vorteile sind somit ein hoher Wirkungsgrad, die Vermeidung großer Glättungs kapazitäten, Vermeidung von Netzfiltern, eine hohe Regeldynamik, rippelfreier Gleich strom und rippelfreie Gleichspannung an der Ausgangslast oder an der Eingangsquelle, sowie beliebig wählbare Eingangsspannung.

Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung beseitigen neben allen (oder zu mindest einigen) Nachteilen, welche durch die herkömmlichen Lösungen bezüglich des beschriebenen technischen Problems beseitigt werden, zusätzlich die Einschränkung, dass die Eingangsspannung größer als die Ausgangsspannung des Konverters sein muss. Zugleich wird durch die Erfindung ein Arbeitsbereich eröffnet, in welchem der Kon verter einen besseren Wirkungsgrad bei gleicher geometrischer Größe seiner Komponen ten und nur geringfügigem Mehraufwand an Komponenten erzielen kann als ein Abwärts wandler mit linearer Assistenz.

16. Referenzen

[1] H. Martinez-Garcia: Capacitorless DC-DC Regulator as a Candidate Topology for Pho- tovoltaic Solar Facilities, International Conference on Renewable Energies and Power Quality (ICREPQ14), La Coruna, Spain, 25 ^th -27 ^th March 2015

[2] H. Martinez-Garcia, Antoni Grau-Saldes: Linear-Assisted DC/DC Converters with Vari able Frequency: On their Complex Control Strategies, (COMPENG 2014) Proceedings 2014 Complexity in Engineering, 978-1 -4799-4079-0/14/$31.00, IEEE

[3] H. Martinez-Garcia, Alireza Saberkari: Four-Quadrant Linear-Assisted DC/DC Voltage Regulator, Mixed Signal Letter, Analog Integr Circ Sig Process (2016), 88: pp 151-160, DOI 10.1007/sl 0470-016-0747-8, Springer- Verlag

[4] Application Note AN3180: A 200 W ripple-free input current PFC pre-regulator with the L6563S, ST Microelectronics 2010, Doc ID 17273 Rev 1

[5] Jeff Falin: Designing DC/DC Converters based on ZETA topology, Application Note “High-Performance Analog Products” www.ti.com/aai 2Q 2010, Analog Applications Jour nal, Texas Instruments 2010

[6] S.Subasree, A.Balamani:“Energy Efficient Zeta Converter with Coupled Inductor for PV Applications”, International Journal for Research and Development in Engineering (IJRDE) www.ijrde.com ISSN: 2279-0500 Special Issue: pp- 076-082, Methods Enriching Power and Energy Development (MEPED) 2014