Domaine technique :

[0001] L'invention relève du domaine du traitement analogique de signaux optiques et radiofréquences, et plus particulièrement du traitement analogique de signaux optiques et radiofréquences large bande à l'aide de cavités optiques à décalage de fréquence.

Technique antérieure :

[0002] La connaissance de la corrélation croisée de signaux est primordiale dans de nombreuses applications.

[0003] Par exemple, dans le domaine optique, la corrélation croisée de signaux est utilisée en astronomie (interférométrie) et en OCT (Optical Coherent Tomography). Dans ce dernier cas, un signal optique large bande est envoyé dans un échantillon. Un montage interférométrique (interféromètre de Michelson) combinant sur un détecteur le champ incident et le champ rétrodiffusé permet de mesurer le retard qui correspond au maximum de cohérence entre l'onde envoyée, et l'onde réfléchie afin de remonter à la position du réflecteur. Cependant ce type de montage nécessite de scanner une ligne à retard et présente donc des temps d'acquisition importants.

[0004] Dans le domaine des signaux radiofréquence (RF), la corrélation de signaux est utilisée pour de nombreuses applications.

[0005] Par exemple, en radio-astronomie, la corrélation des signaux RF reçus différentes antennes permet d'imager la source. La problématique de la corrélation en radio-astronomie est particulièrement complexe, car le nombre de signaux à corréler mutuellement dépasse plusieurs dizaines. Cette problématique se rencontre aussi en interférométrie optique hétérodyne, où le signal optique recueilli par le télescope est mélangé à un oscillateur local optique (laser CW), pour produire un signal RF. La corrélation des champs optiques est alors reportée sur la corrélation des signaux RF. La corrélation de signaux peut se faire de deux manières. La méthode analogique consiste à multiplier les deux signaux (dans un mélangeur RF), pour calculer la valeur de C(τ) = (s ₁ (t)s ₂ (t + τ)) pour une certaine valeur du retard τ, et de répéter la mesure en faisant varier ce retard. Cette technique est lente, nécessite une ligne à retard RF variable, est limitée par la bande passante des multiplicateurs RF (« mixers ») - en pratique, 20 GHz - , et n'est adaptée qu'à des signaux stationnaires ou suffisamment longs.

[0006] Une autre façon de calculer la corrélation de signaux RF est de les enregistrer, et de faire une ensuite corrélation numérique. Cependant, cette technique nécessite d'importants moyens numériques, surtout lorsque la largeur spectrale du signal à analyser dépasse le GHz. En effet, l'acquisition du signal à de telles fréquences nécessite des techniques d'acquisition (convertisseurs numérique- analogique) et de traitement très lourdes, coûteuses, et énergivores. Il est possible de disperser le signal en bandes spectrales plus réduites, et de réaliser les opérations de corrélation bande par bande, mais au prix d'une complexité supplémentaire. Ainsi, le corrélateur d'ALMA utilise simultanément 134 millions de processeurs. Par ailleurs, l'opération de convolution doit être réalisée en temps réel, ce qui mobilise d'importantes ressources.

[0007] Une autre application de la corrélation de signaux est la localisation d'émetteurs (ou radar passif). En mesurant le retard entre deux signaux émis par la même source (c'est-à-dire en calculant leur produit de corrélation), on peut remonter par triangulation, à la position de l'émetteur. En l'absence de corrélateur électronique analogique, la corrélation est faite numériquement, avec les inconvénients décrits précédemment (contraintes sur l'acquisition de signaux et leur traitement).

[0008] Une autre application de la corrélation analogique de signaux RF est la compression d'impulsions radar par filtrage adapté. Ce concept permet, en radar par exemple, d'envoyer un signal long (donc énergétique) vers une cible distance, de mesurer le signal de retour en le corrélant avec le signal envoyé. Le résultat de cette corrélation en fonction du retard, produit un pic pouvant être bien plus court (« comprimé ») que le signal envoyé, et ainsi, sortir du bruit de fond. Cette technique de compression d'impulsions peut se faire numériquement, mais là encore, il est nécessaire de numériser les signaux, ce qui est problématique lorsque leur largeur spectrale dépasse plusieurs GHz.

[0009] Alternativement, la compression peut se faire par en utilisant la propriété d'un transformée de Fourier d'une corrélation croisée de fonctions g et ƒ vaut : . La compression est ainsi réalisée à l'aide un filtrage adapté, c'est à dire un filtre spectral, dont la transformée de Fourier est l'inverse par renversement temporel, de l'un des signaux à corréler. Cette technique est possible lorsque le signal de référence est connu et ne varie pas, la réalisation d'un filtre spectral accordable en temps réel n'étant pas envisageable avec les technologies actuelles.

[0010] L'invention vise à pallier certains des problèmes précités de l'art antérieur en utilisant deux cavités optique à décalage de fréquence afin de réaliser la corrélation croisée de deux signaux RF ou optique sans nécessiter de scan et avec une bande passante élevée.

Résumé de l'invention :

[0011] A cet effet, un objet de l'invention est un dispositif large bande de mesure de la corrélation croisée d'un premier signal et d'un deuxième signal comprenant : - une première source adaptée pour générer ledit premier signal s ₁ (t) ; - une deuxième source adaptée pour générer ledit deuxième signal s ₂ (t) ; - une première cavité optique à décalage de fréquence comprenant un premier décaleur de fréquence adapté pour décaler la fréquence optique du premier signal d'une première fréquence ƒ ₁ par aller-retour dans ladite première cavité, ladite première cavité présentant un premier temps de parcours τ ₁ ; - une deuxième cavité optique à décalage de fréquence comprenant un deuxième décaleur de fréquence adapté pour décaler la fréquence optique du deuxième signal d'une deuxième fréquence ƒ ₂ par aller-retour dans ladite deuxième cavité, ladite deuxième cavité présentant un deuxième temps de parcours τ ₂ ; - la première et la deuxième cavité optique étant adaptées pour qu'un nombre d'aller-retour maximal du premier et du deuxième signal dans la première et la deuxième cavité soit égal à N prédéterminé - un détecteur adapté pour détecter de manière cohérente le premier signal transmis par la première cavité et le deuxième signal transmis par la deuxième cavité et générer un photocourant proportionnel à une intensité lumineuse détectée par ledit détecteur, un filtre passe-bas adapté pour filtrer des fréquences du photocourant inférieures à min un processeur configuré pour calculer un module carré d'une transformée de Fourier dudit photocourant, de manière à générer un signal de sortie qui est représentatif d'une corrélation croisée en temps réel entre le premier signal et le deuxième signal,

[0012] Selon des modes particuliers de l'invention : le dispositif comprend un laser monochromatique, la première et la deuxième sources comprenant respectivement : une première et une deuxième source RF adaptée pour générer un premier et un deuxième signal RF s1(t), s2(t) et un premier et un deuxième modulateur adapté pour moduler en amplitude, par ledit premier et ledit deuxième signal RF s1(t), un rayonnement laser généré par ledit laser continu, de manière à former ledit premier et ledit deuxième signal la première source est configurée pour générer une pluralité de i ∈ [1,p] premiers sous signaux s _1,i (t) superposés spatialement et temporellement de manière à former le premier signal, chaque i premier sous signal présentant une première fréquence centrale ƒ _1,i distinctes des autres, et dans lequel la deuxième source est configurée pour générer une pluralité de j ∈ [1,q] deuxièmes sous signaux s _2,j (t) superposés spatialement et temporellement de manière à former le deuxième signal, chaque j deuxième sous signal présentant une deuxième fréquence centrale ƒ _2,i distinctes des autres, ledit signal de sortie étant alors une corrélation croisée de chaque premier sous signal avec chaque deuxième sous signal, première et la deuxième cavité sont adaptées pour vérifier la condition ƒ ₁ x τ ₁ = ƒ ₂ x τ ₂ , modulo 1 ledit processeur étant alors configuré pour calculer une transformée de Fourier dudit photocourant, de manière à générer un signal de sortie qui est la partie réelle d'une corrélation croisée en temps réel entre le premier signal et le deuxième signal, la première et la deuxième cavité sont adaptées pour que ƒ ₁ x τ ₁ ≠ ƒ ₂ x τ ₂ modulo 1 , ledit processeur étant en outre configuré pour calculer un module carré d'une transformée de Fourier dudit photocourant, le signal de sortie (SS) correspondant alors à un module carré d'une corrélation croisée en temps réel entre le premier signal et le deuxième signal, , avec τ = n(τ ₁ — τ ₂ ),n ∈ [1,N ] . la première et la deuxième cavité comprennent respectivement un premier et un deuxième amplificateur adaptés pour compenser les pertes induites respectivement par la première et la deuxième cavité ; le premier décaleur de fréquence est un premier modulateur acousto-optique excité par un premier oscillateur local adapté pour faire varier ladite première fréquence de décalage et dans lequel le deuxième décaleur de fréquence est un deuxième modulateur acousto-optique excité par un deuxième oscillateur local adapté pour faire varier ladite deuxième fréquence de décalage ; la première cavité comprend une première ligne à retard contrôlable et adaptée pour faire varier le premier temps de parcours τ ₁ et dans lequel la deuxième cavité comprend une deuxième ligne à retard contrôlable et adaptée pour faire varier le deuxième temps de parcours τ ₂ ; la première et la deuxième cavité sont des cavités fibrées en anneau comprenant respectivement un premier et un deuxième amplificateur à fibre dopé et un premier et un deuxième filtres optiques passe-bande configurés pour fixer ledit nombre maximal N d'aller-retour dans la première et la deuxième cavité ; le dispositif comprend moyens de stabilisation de la première et de la deuxième cavité adaptés pour maintenir au cours du temps la cohérence dudit premier signal transmis par la première cavité avec ledit deuxième signal transmis par la deuxième cavité le dispositif comprend une cavité unique en anneau, ledit dispositif comprenant en outre :

• un premier coupleur (adapté pour injecter ledit premier signal dans ladite cavité unique selon un premier sens,

• un deuxième coupleur (adapté pour injecter ledit deuxième signal dans ladite cavité unique selon un deuxième sens, • ladite première cavité correspondant à la cavité unique dans laquelle le premier signal est injecté selon le premier sens d'injection,

• ladite deuxième cavité correspondant à la cavité unique dans laquelle le deuxième signal est injecté selon le deuxième sens d'injection. ladite cavité unique en anneau comprenant :

• un premier circulateur adapté pour diriger le premier signal vers une première ligne à retard contrôlable et adaptée pour faire varier le premier temps de parcours et comprenant ledit premier décaleur de fréquence

• un deuxième circulateur adapté pour diriger le deuxième signal vers une deuxième ligne à retard contrôlable et adaptée pour faire varier le deuxième temps de parcours τ ₁ comprenant ledit deuxième décaleur de fréquence

• un amplificateur à fibre dopé

• un filtre optique passe bande configuré pour fixer ledit nombre maximal N d'aller-retour la première et la deuxième cavité sont configurées pour que ; la première et la deuxième cavité sont configurés pour que N soit supérieur à 200

[0013] Un autre objet de l'invention est une méthode de mesure de la corrélation croisée d'un premier et d'un deuxième signal utilisant une première cavité optique à décalage de fréquence présentant un premier temps de parcours τ1 et une deuxième cavité optique à décalage de fréquence comprenant un deuxième décaleur de fréquence présentant un deuxième temps de parcours τ ₂ , un nombre maximal d'aller-retour du premier signal et du deuxième dans la première et la deuxième cavité étant égal à N prédéterminé, ladite méthode comprenant les étapes suivantes :

A. générer ledit premier signal s ₁ (t) et ledit deuxième signal s ₂ (t);

B. injecter ledit premier signal dans la première cavité optique à décalage de fréquence et décaler la fréquence optique du premier signal d'une première fréquence ƒ ₁ par aller-retour dans ladite première cavité, injecter ledit deuxième signal dans la deuxième cavité optique à décalage de fréquence et décaler la fréquence optique du deuxième signal d'une deuxième fréquence ƒ ₂ par aller-retour dans ladite deuxième cavité;

C. détecter de manière cohérente le premier signal transmis par la première cavité et le deuxième signal transmis par la deuxième cavité et générer le photocourant proportionnel à l'intensité lumineuse détectée, un nombre maximal d'aller-retour du premier et du deuxième signal dans respectivement la première et la deuxième cavité avant qu'ils soient transmis, étant égal à N prédéterminé, et

D. filtrer des fréquences du photocourant inférieures à min

E. calculer un module carré d'une transformée de Fourier dudit photocourant filtré, de manière à générer un signal de sortie qui est représentatif d'une corrélation croisée en temps réel entre le premier signal et le deuxième signal,

Brève description des figures :

[0014] D'autres caractéristiques, détails et avantages de l'invention ressortiront à la lecture de la description faite en référence aux dessins annexés donnés à titre d'exemple et qui représentent, respectivement :

[0015] La figure 1 , une vue schématique d'un dispositif de mesure de la corrélation croisée large bande selon l'invention,

[0016] La figure 2, une vue schématique d'un dispositif de mesure de la corrélation croisée large bande selon un premier mode de réalisation de l'invention,

[0017] La figure 3, une vue schématique d'un dispositif de mesure de la corrélation croisée large bande selon un deuxième mode de réalisation l'invention

[0018] La figure 4, une vue schématique d'un dispositif de mesure de la corrélation croisée large bande selon un troisième mode de réalisation l'invention

[0019] La figure 5, une méthode de mesure de la corrélation croisée selon l'invention

[0020] La figure 6, une vue schématique d'un dispositif de mesure de la corrélation croisée large bande selon un quatrième mode de réalisation l'invention

[0021 ] Les références aux figures, quand elles sont identiques, correspondent aux mêmes éléments.

[0022] Les références aux figures, quand elles sont identiques, correspondent aux mêmes éléments.

[0023] Dans les figures, sauf contre-indication, les éléments ne sont pas à l'échelle.

Description détaillée:

[0024] La figure 1 est une représentation schématique d'un dispositif D de la mesure de la corrélation croisée de signaux selon l'invention. Comme cela sera précisé plus loin, grâce à une première cavité optique à décalage de fréquence BDF1 et une deuxième cavité optique à décalage de fréquence BDF2 le dispositif D de l'invention permet de déterminer une représentation dans l'espace fréquentiel du module carré de la corrélation croisée de deux ou plus de deux signaux. De plus, moyennant une condition particulière liant ces cavités, le dispositif de l'invention permet de déterminer une représentation dans l'espace fréquentiel de la corrélation croisée de deux ou plus de deux signaux [0025] Par « large bande », on entend ici que la bande passante du dispositif est supérieure ou égale à 20 GHz, préférentiellement supérieure ou égale à 40 GHz. Les paramètres contrôlant la bande passante du dispositif seront précisés plus loin dans la description.

[0026] Le dispositif D de l'invention comprend une première source S1 de rayonnement adaptée pour générer un premier signal d'intérêt s ₁ (t) Si1 et une deuxième source S2 de rayonnement adaptée pour générer un deuxième signal d'intérêt s ₂ (t) Si2.

[0027] Le premier signal Si1 est injecté dans la première cavité optique à décalage de fréquence BDF1 . Cette cavité BDF1 présente un premier temps de parcours τ ₁ (temps d'aller-retour dans la cavité) et comprend un premier décaleur de fréquence AOM1 adapté pour décaler la fréquence optique du premier signal d'une première fréquence par aller-retour dans la première cavité.

[0028] De manière similaire, le deuxième signal Si2 est injecté dans la deuxième cavité optique à décalage de fréquence BDF2 qui présente un deuxième temps de parcours τ ₂ et qui comprend un deuxième décaleur de fréquence AOM2 adapté pour décaler la fréquence optique du deuxième signal d'une deuxième fréquence ƒ ₂ par aller-retour dans la deuxième cavité.

[0029] La première cavité optique BDF1 et la deuxième cavité optique BDF2 peuvent être indifféremment et sans sortir du cadre de l'invention une cavité linéaire ou une cavité en anneau, et une cavité en espace libre ou une cavité fibrée.

[0030] De manière essentielle, la première et la deuxième cavité optique sont adaptées pour qu'un nombre maximal d'aller-retour du signal dans la première et la deuxième cavité soit égal à un nombre N prédéterminé. Ainsi, en appelant ƒ ₀ , la fréquence centrale du signal d'intérêt, la première et la deuxième cavité génèrent chacune un peigne de fréquences comprenant respectivement les fréquences ƒ ₀ + n x ƒ ₁ et ƒ ₀ + n x ƒ ₂ , avec n ∈ [1; N]. Concrètement, la première et la deuxième cavité produisent des répliques du signal d'intérêt, décalées à la fois temporellement (de multiples de τ ₁ et τ ₂ respectivement), et en fréquence (de multiples de ƒ ₁ et ƒ ₂ respectivement).

[0031] Selon un mode de réalisation, afin de contrôler ce nombre maximal d'aller- retour N, la première et la deuxième boucle comprennent respectivement un premier et un deuxième filtre passe bande BP1 , BP2 (non représenté en figure 1 mais visibles en figures 3 et 4), de largeur de bande adaptée pour transmettre respectivement les fréquences ƒ ₀ + n x ƒ ₁ et ƒ ₀ + n x ƒ ₂ , avec n ∈ [1; N] .

[0032] Le premier décaleur de fréquence AOM1 et le second décaleur de fréquence AOM2 sont préférentiellement des modulateurs acousto-optiques contrôlés par un premier OL1 et un deuxième oscillateur local OL2 (non représenté dans les figures). La fréquence d'excitation générée par le premier oscillateur local et le deuxième oscillateur local permet de faire varier la première fréquence ƒ ₁ et la deuxième fréquence ƒ ₂ . Alternativement, le premier et le second décaleur de fréquence sont des modulateurs électro-optiques à bande latérale unique (ou SSB MZM, pour single sideband Mach Zehnder modulator).

[0033] Le dispositif D comprend en outre un détecteur PD adapté pour détecter de manière cohérente le premier signal Si1 transmis par la première cavité et le deuxième signal Si2 transmis par la deuxième cavité. Le détecteur PD est typiquement une photodiode ou tout autre photodétecteur connu de l'homme de l'art. De préférence, le détecteur PD est formé par des photodiodes balancées afin de détecter de très faibles variations de signal lumineux.

[0034] Ce détecteur PD détecte en temps réel une intensité lumineuse qui correspond à la sommation cohérente de toutes les répliques du signal d'intérêt décalées à la fois temporellement, et en fréquence (les peines de fréquences) par la première et la deuxième cavité et génère alors un photocourant Tr proportionnel à cette intensité lumineuse détectée. Pour que le dispositif fonctionne, il est essentiel que le premier signal Si1 transmis par BDF1 soit cohérent avec le signal Si2 transmis par BDF2.

[0035] Le photocourant Tr est alors filtré par un filtre analogique passe-bas LP adapté pour laisser passer des fréquences du photocourant inférieures aux fréquences de Nyquist associées au premier signal Si1 et au second signal Si2, c'est-à-dire min( ƒ ₁ /2 ; ƒ ₂ /2)

[0036] Enfin, le dispositif D comprend un processeur UT configuré pour calculer une transformée de Fourier (TF) du photocourant filtré par le filtre LP, générant ainsi un signal de sortie SS. Par le biais de ce signal de sortie, le dispositif D permet de déterminer une représentation fréquentielle de la corrélation croisée de s ₁ (T) avec s ₂ (t) échantillonnée par N points. Plus précisément, SS est représentatif d'une corrélation croisée en temps réel entre le premier signal et le deuxième signal, soit

[0037] En effet, les inventeurs ont démontré que le photocourant Tr s'exprime sous la forme suivante :

[0038] Selon une première variante de l'invention, la première et la deuxième cavité sont adaptées pour vérifier la condition ƒ ₁ x τ ₁ = ƒ ₂ x τ ₂ modulo 1 . Dans cette première variante, le signal de sortie SS correspond alors à la partie réelle d'une corrélation croisée en temps réel entre le premier signal et le deuxième signal, . La TF du photocourant Tr permet donc d'accéder directement à la partie réelle de la fonction de corrélation croisée, à l'instant t, entre le Si1 et Si2 échantillonnée par N points par un pas

[0039] Selon une deuxième variante de l'invention, la première et la deuxième cavité sont adaptées pour que ƒ ₁ x τ ₁ ≠ ƒ ₂ x τ ₂ modulo 1 . Le processeur est alors configuré pour calculer un module carré d'une transformée de Fourier du photocourant Tr, le signal de sortie SS correspondant alors à un module carré d'une corrélation croisée en temps réel entre le premier signal et le deuxième signal, . Le module carré de la TF du photocourant Tr permet donc d'accéder au module carré de la fonction de corrélation croisée, à l'instant t, entre le Si1 et Si2 échantillonnée par N points par un pas Δτ = (τ ₁ - τ ₂ ) .

[0040] Dans un souci de clarté, le développement des équations explicitant ces résultats est présenté à la fin de la présente description.

[0041] Un avantage important du dispositif de l'invention est qu'il permet ainsi de mesurer la partie réelle de la corrélation croisée (ou le module carré de la corrélation croisée) de deux signaux de manière instantanée échantillonnée par N points sans avoir besoin de scanner une ligne à retard. L'acquisition est donc plus rapide et on s'affranchit d'éventuels problèmes liés à la fluctuation des signaux au cours de l'acquisition. Dans l'invention, il n'est pas nécessaire que les signaux soient des signaux stationnaires. De plus, l'invention permet d'obtenir la fonction de corrélation croisée par une simple TF d'un signal relativement lent (échantillonné à moins de quelques dizaines de Méch/s), une opération qui n'est pas coûteuse en termes de ressource computationnelle.

[0042] Pour des raisons de concision, dans la suite du document, on dira simplement que le dispositif mesure la corrélation croisée de deux signaux. Il est entendu que cette phrase couvre la première variante de l'invention et le cas spécifique où ƒ ₁ x τ ₁ = ƒ ₂ x τ ₂ modulo 1 et le processeur génère un signal de sortie qui correspond à la partie réelle de la corrélation croisée, et la deuxième variante de l'invention, soit le cas plus général où ƒ ₁ x τ ₁ ≠ ƒ ₂ x τ ₂ , modulo 1 et le processeur génère un signal de sortie qui correspond au module carré de la corrélation croisée.

[0043] De manière préférentielle, le filtre passe-bas LP est adapté pour filtrer des fréquences du photocourant inférieures à une valeur min[N x | ƒ ₁ - ƒ ₂ | ; ƒ ₁ /2 ; ƒ ₂ /2)], avant le calcul de la TF du photocourant par le processeur UT. Le filtrage des fréquences inférieures à [N x | ƒ ₁ - ƒ ₂ | permet, si cette valeur est inférieure aux fréquences de Nyquist ƒ ₁ /2 ; ƒ ₂ /2 , de traiter le photocourant Tr avec un processeur comprenant une électronique de traitement plus lente (typiquement 50 Méch/s).

[0044] La résolution temporelle du dispositif (c'est à dire le temps que met le système à calculer et produire a fonction de corrélation) est égale à τ ₁ - τ ₂ . On note que les données sont obtenues en temps réel, c'est-à-dire que la fonction de corrélation croisée déterminée est actualisée toute les périodes τ ₁ - τ ₂ . Dans le dispositif D de l'invention, la bande passante est égale à LS _in = 1/( τ ₁ - τ ₂ ). Cette caractéristique est très intéressante car en minimisant la différence τ ₁ - τ ₂ , il est possible de maximiser la bande passante du dispositif D. Ainsi, selon un mode de réalisation, la résolution temporelle est inférieure à la dizaine de picosecondes, ce qui permet de corréler des signaux de plusieurs dizaines de GHz de largeur spectrale.

Alternativement, selon un autre mode de réalisation, τ ₁ - τ ₂ vaut quelques centaines de microsecondes, pour permettre la corrélation de signaux fins spectralement (typiquement quelques MHz).

[0045] De plus, la résolution temporelle τ ₁ - τ ₂ correspond aussi à la période d'échantillonnage de la fonction de corrélation croisée , avec τ = n( τ ₁ - τ ₂ ),n ∈ [1, N], De manière préférentielle, afin d'échantillonner la fonction de corrélation croisée avec suffisamment de points, la première et la deuxième cavité sont configurées pour qu'un nombre maximal d'aller-retour maximal N soit supérieur à 200, préférentiellement supérieur à 500.

[0046] Selon un mode de réalisation, la première cavité comprend une première ligne à retard DL1 (non représenté) contrôlable et adaptée pour faire varier le premier temps de parcours τ ₁ et/ou la deuxième cavité comprend une première ligne à retard DL2 (non représenté) contrôlable et adaptée pour faire varier le deuxième temps de parcours τ ₂ . Ainsi, il est possible de contrôler la différence ( τ ₁ - τ ₂ ) afin de contrôler la résolution temporelle et la bande passante LS _in du dispositif D. De manière préférentielle, la différence ( τ ₁ - τ ₂ ) est telle que la bande passante LS _in est supérieure ou égale à 20 GHz, préférentiellement supérieure ou égale à 40 GHz.

[0047] Un avantage des modes de réalisation de l'invention comprenant des lignes à retard DL1 , DL2 et/ou des décaleurs à fréquence AOM1 , AOM2 qui permettent de faire varier ƒ ₁ et ƒ ₂ est donc de permettre de contrôler l'échelle de la fonction de corrélation (fixée par Δ ƒ/ Δτ, avec Δƒ = ƒ ₁ - ƒ ₂ ) et de facilement vérifier la condition ƒ ₁ x τ ₁ = ƒ ₂ x τ ₂ tout en maximisant la bande passante.

[0048] On note que dans les modes de réalisation de l'invention dans lesquels la première et la deuxième cavité BDF1 , BDF2 comprennent respectivement un premier et deuxième filtre passe bande BP1 , BP2, la bande passante LS _in est égale à une largeur spectrale LS _BP du premier et du deuxième filtre passe bande lorsque cette largeur spectrale LS _BP est inférieure à 1/( τ ₁ - τ ₂ ). En d'autres termes, la bande passante est égale à LS _in = min( 1/( τ ₁ - τ ₂ ) ; LS _BP )-

[0049] Selon un mode de réalisation, la première et la deuxième cavité comprennent respectivement un premier et un deuxième amplificateur EDFA1 , EDFA2 (non représentés en figure 1 mais visibles en figure 4) adaptés pour compenser les pertes induites par la première et la deuxième cavité.

[0050] Selon un premier mode de réalisation de l'invention, illustré en figure2, la première source S1 comprend un premier laser continu CW1 monochromatique, une première source AM1 adaptée pour générer un premier signal RF S ₁ (t), et un premier modulateur Modi adapté pour moduler en amplitude, par le premier signal RF S ₁ (t), le rayonnement laser généré par le premier laser continu de manière à former le premier signal d'intérêt. De même, la deuxième source S2 comprend un deuxième laser continu CW2 monochromatique, une deuxième source AM2 adaptée pour générer un deuxième signal RF s ₂ (t), et un deuxième modulateur Mod2 adapté pour moduler en amplitude, par le deuxième signal RF s ₂ (t), le rayonnement laser généré par le deuxième laser continu de manière à former le deuxième signal d'intérêt. Alternativement, le dispositif comprend un seul laser monochromatique modulé en amplitude par la première et la deuxième source RF de manière à former respectivement le premier et le deuxième signal d'intérêt.

[0051 ] Dans le premier mode de réalisation de l'invention, le dispositif D permet de déterminer la corrélation croisée du premier signal d'intérêt avec le deuxième signal d'intérêt. Lorsque le premier et le deuxième laser CW1 , CW2 ont un temps de cohérence suffisamment long pour que le rayonnement laser reste cohérent au sein des cavités BDF1 , BDF2 respectivement (typiquement de l'ordre de la centaine de ps), alors le signal de sortie SS est la corrélation croisée du premier signal RF S ₁ (t) avec le deuxième signal RF s ₂ (t) échantillonnée par N points avec un pas τ ₁ - τ ₂ . Ce premier mode de réalisation est particulièrement intéressant compte tenu de la bande passante LS _in du dispositif qui peut être supérieure à 40 GHz tout en obtenant une fonction de corrélation croisée avec un temps d'acquisition très court, ces valeurs n'étant pas inatteignables par les dispositifs de l'art antérieur réalisant la corrélation croisée de signaux RF.

[0052] Dans un deuxième mode de réalisation, la première et la deuxième source S1 , S2 sont des sources optiques générant un premier et un deuxième signal d'intérêt Si1 , Si2 sous la forme de rayonnements lumineux s ₁ (t), s ₂ (t) par exemple une source laser. Dans le deuxième mode de réalisation de l'invention, le dispositif D permet de déterminer une corrélation croisée du premier signal avec le deuxième signal échantillonnée par N points avec un pas τ ₁ - τ ₂ .

[0053] La figure 3 illustre schématiquement un troisième mode de réalisation, compatible avec le premier et le second mode de réalisation, dans lequel la totalité du trajet optique du premier et du second signal d'intérêt Si2, Si2 depuis la source S1 , S2 jusqu'à la détection par la photodiode est fibré. L'alignement du dispositif est ainsi simplifié et le dispositif est moins sensible aux chocs et aux vibrations. Dans ce troisième mode de réalisation, la première et la deuxième cavité BDF1 , BDF2 sont des cavités fibrées en anneau comprenant respectivement un premier et un deuxième amplificateur à fibre dopé EDFA1 , EDFA2 et un premier et un deuxième filtres optiques passe-bande BP1 , BP2. Le premier signal Si1 est injecté dans la première cavité BDF1 par le biais d'un coupleur fibré C1 et le deuxième signal Si2 est injecté dans la deuxième cavité BDF2 par le biais d'un coupleur fibré C2.

[0054] Comme expliqué précédemment, le premier et le deuxième amplificateur à fibre dopé EDFA1 , EDFA2, par exemple des EDFA (Erbium Doped Fiber Amplifier), sont adaptés pour compenser les pertes induites dans les cavités BDF1 , BDF2. Les filtres optiques passe-bande BP1 , BP2 sont configurés pour fixer ledit nombre N d'aller-retour maximal dans la première et la deuxième cavité et pour limiter le bruit provenant de l'émission spontanée amplifiée des amplificateurs à fibre dopé.

[0055] Avantageusement, dans le troisième mode de réalisation, le dispositif D comprend des moyens de stabilisation ST (non représenté) de la première et de la deuxième cavité BDF1 , BDF2 adaptés pour maintenir au cours du temps la cohérence entre le premier signal transmis par la première cavité et le deuxième signal transmis par la deuxième cavité. Le dispositif de stabilisation permet d'assurer que les rayonnements transmis par les deux cavités BDF1 , BDF2 soient mutuellement cohérent. Un tel dispositif est bien connu de l'homme de l'art et est par exemple décrit dans Coherent multi-heterodyne spectroscopy using acousto-optic frequency combs," Opt. Express 26, 13800-13809 (2018).

[0056] La figure 4 illustre schématiquement un quatrième mode de réalisation, compatible avec le premier et le second mode de réalisation, qui constitue une alternative au troisième mode de réalisation. Ce quatrième mode de réalisation vise à s'affranchir du problème du maintien au cours du temps de la cohérence entre le premier signal Si 1 et le deuxième signal Si2 transmis par la première et la deuxième cavité. Pour cela le dispositif comprend une cavité unique en anneau fibrée BDF configurée pour former la première et la deuxième cavité BDF1 , BDF2 selon le sens d'injection. Cette configuration à une seule cavité en anneau contra-propageante, permet de limiter les effets des fluctuations de longueur de fibres (vibrations, dérives thermiques...) qui peuvent être différentes entre la première et la deuxième cavité du troisième mode de réalisation, et qui entraînent une perte de cohérence au fur et à mesure des allers retours. Elle permet aussi de réduire le nombre de composants optiques nécessaires. [0057] De manière similaire au troisième mode de réalisation, dans le dispositif D du quatrième mode de réalisation, la totalité du trajet optique du signal d'intérêt depuis la première et la deuxième source S1 , S2 jusqu'à la détection par la photodiode est fibré. Le dispositif D comprend un premier coupleur fibré C1 adapté pour injecter le premier signal Si1 dans la cavité unique BDF selon un premier sens S ₁ . De plus, le dispositif D comprend un deuxième coupleur fibré C2 adapté pour injecter le deuxième signal Si2 dans la cavité unique BDF selon un deuxième sens S ₂ . La cavité BDF comprend : - un premier circulateur CO1 adapté pour diriger le premier signal Si 1 vers une première ligne à retard DL1 comprenant le premier décaleur de fréquence AOM1 .- un deuxième circulateur CO2 adapté pour diriger le deuxième signal Si2 vers la deuxième ligne à retard DL2 comprenant le deuxième décaleur de fréquence AOM2, - un amplificateur à fibre dopé EDFA bi-directionnel (fonctionnant dans les deux sens),

- un filtre optique passe bande BP configuré pour fixer ledit nombre maximal N d'aller-retours. Ainsi, la première cavité BDF1 correspond à la cavité unique BDF dans laquelle le premier signal Si 1 est injecté selon le premier sens d'injection S ₁ et la deuxième cavité BDF2 correspond à la cavité unique BDF dans laquelle le deuxième signal Si2 est injecté selon le deuxième sens d'injection S ₂ .

[0058] Alternativement, selon une variante du quatrième mode de réalisation, au lieu d'un unique amplificateur EDFA et un unique filtre optique passe bande BP commun au premier signal Si1 et au deuxième signal Si2, la première ligne à retard DL1 comprend un premier amplificateur EDFA1 et un optique passe bande BP1 et la deuxième ligne à retard DL1 comprend un deuxième amplificateur EDFA2 et un optique passe bande BP2.

[0059] Un autre objet de l'invention est une méthode de mesure de la partie réelle ou du module carré de la corrélation croisée d'un premier et d'un deuxième signal d'intérêt, mise en oeuvre par le dispositif D de l'invention. La figure 5 illustre schématiquement cette méthode.

[0060] La méthode de la figure 5 comprend les étapes suivantes :

A. générer le premier et le deuxième signal d'intérêt Si1 , Si2 ; ≠. injecter le premier signal Si1 dans la première cavité optique à décalage de fréquence BDF1 et décaler la fréquence optique du premier signal d'une première fréquence ƒ ₁ par aller-retour dans la première cavité, et injecter le deuxième signal dans la deuxième cavité optique à décalage de fréquence BDF2 et décaler la fréquence optique du deuxième signal Si2 d'une deuxième fréquence ƒ ₂ par aller- retour dans la deuxième cavité;

C. détecter de manière cohérente la somme du premier signal transmis par la première cavité et du deuxième signal transmis par la deuxième cavité et générer le photocourant Tr proportionnel à l'intensité lumineuse détectée,

D. filtrer des fréquences du photocourant inférieures à min

E. calculer la transformée de Fourier du photocourant filtré, de manière à générer le signal de sortie SS qui est représentatif dans l'espace fréquentiel de la corrélation croisée en temps réel entre le premier signal et le deuxième signal, C(τ) =

[0061 ] La méthode de la figure 5 possède l'avantage notable d'être large-bande et de ne pas nécessiter de scan afin d'échantillonner la fonction de corrélation croisée.

[0062] Selon une première variante de la méthode de la figure 5, la première et la deuxième cavité sont adaptées pour vérifier la condition ƒ ₁ x τ ₁ = ƒ ₂ x τ ₂ , modulo 1 et l'étape E consiste alors à calculer une transformée de Fourier dudit photocourant, de manière à générer un signal de sortie SS qui est la partie réelle d'une corrélation croisée en temps réel entre le premier signal et le deuxième signal, C(τ) =

[0063] Selon une deuxième variante de la méthode de la figure 5, la première et la deuxième cavité sont adaptées pour que ƒ ₁ x τ ₁ ≠ ₁ ƒ ₂ x τ ₂ modulo 1 , l'étape E comprenant en outre le calcul du module carré d'une transformée de Fourier dudit photocourant, le signal de sortie SS correspondant alors à un module carré d'une corrélation croisée en temps réel entre le premier signal et le deuxième signal,

[0064] La figure 6 présente un cinquième mode de réalisation dans lequel la première source S1 est configurée pour générer une pluralité de i ∈ [1,p] premiers sous signaux s _{1 ,i} (t) superposés spatialement et temporellement de manière à former le premier signal Si1 , chaque i premier sous signal présentant une première fréquence centrale ƒ _1:i distinctes des autres. De même, la deuxième source est configurée pour générer une pluralité de j ∈ [1, q] deuxièmes sous signaux s _2,j (t) superposés spatialement et temporellement de manière à former le deuxième signal, chaque j deuxième sous signal présentant une deuxième fréquence centrale ƒ _2,i distinctes des autres. Ainsi, le signal de sortie SS est une corrélation croisée de chaque premier sous signal avec chaque deuxième sous signal, , avec τ = n( τ ₁ - τ ₂ ),n ∈ [1, N]. De manière préférentielle, le temps d'intégration, les premières fréquences centrales ƒ _1:i et les deuxièmes fréquences centrales ƒ _2,i et les paramètres τ ₁ - τ ₂ sont adaptés pour qu'il n'existe pas de chevauchement des différentes fonctions de corrélations croisées , avec τ = n( τ ₁ - τ ₂ ),n ∈ [1, N],

[0065] Il est entendu que ces premiers et deuxièmes sous signaux peuvent être soit des signaux optiques comme dans le deuxième mode de réalisation de l'invention ou des signaux RF modulant en amplitude un rayonnement laser continu CW comme dans le premier mode de réalisation de l'invention.

[0066] L'utilisation d'un nombre important de signaux d'intérêts est particulièrement intéressante dans des applications en interférométrie optique et radioastronomie dans lesquelles il est crucial de corréler plusieurs signaux afin de localiser la position d'un émetteur.

[0067] Les équations démontrant que le signal de sortie SS est la fonction de corrélation croisée de Si1 et Si2 sont développées ci-après

[0068] On note ƒ ₀ la fréquence du laser d'injection, τ ₁ - τ ₂ les temps de parcours dans les boucles, ƒ ₁ , ƒ ₂ les fréquences de décalage par tour, s ₁ (t) le premier signal d'intérêt et s ₂ (t) le deuxième signal d'intérêt.

[0069] Les champs électriques en sortie de la première et la deuxième cavité valent respectivement : [0070] L'intensité détectée par PD vaut :

[0071] où w(t) est une fenêtre temporelle centrée en t (liée à la réponse de la détection) et * est le produit de convolution. En omettant le terme , on a

[0072] On choisit les fréquences ƒ ₁ et ƒ ₂ telle que Δƒ = ƒ ₂ - ƒ ₁ ≤ ƒ ₁ /2N,ƒ ₂ /2N. La durée de la fenêtre w(t) est choisie de l'ordre de 1/NΔƒ. Elle est donc supérieure à 2/ƒ ₁ et 2/ƒ ₁ . Ainsi, seules les paires d'entier (n,m = n)ont une contribution non-nulle dans l'intégrale.

[0073] On suppose ici que ƒ ₁ τ ₁ = ƒ ₂ τ ₂ . On a alors : [0074] Sur la durée de la fenêtre, e ^{- i2πnΔƒt'} peut être assimilé à e ^{- i2πnΔƒt} car la durée de la fenêtre est plus courte que la période des fonctions e ^{- i2πnΔƒt'} .

[0075] On a ainsi:

[0076] où <> représente la moyenne mesurée sur la durée de la fenêtre.

[0077] En faisant un décalage de l'origine des temps, on a

[0078] où Δτ = (τ ₁ - τ ₂ . ) On définit la fonction de corrélation croisée à l'instant t pour le retard T : C(t,T) =< s ₁ (t)s ₂ (t - T) >. [0079] Autrement dit :

[0080] Les valeurs de la transformée de Fourier de I(t) aux fréquences nΔƒ, sont :

[0081] Si le système est réglé de façon à ce que ƒ ₁ τ ₁ = ƒ ₂ τ ₂ , alors

[0082] ce qui permet d'accéder à la partie réelle de la fonction de corrélation croisée à l'instant t.

[0083] On note ce résultat est valable lorsque pour tout ƒ ₁ z ₁ = ƒ ₂ z ₂ modulo 1 (voir équation 5). Par modulo 1 , on entend ici ƒ ₁ τ ₁ = ƒ ₂ τ ₂ + k, avec k ∈ N.

[0084] Sinon, dans le cas général, c'est-à-dire ƒ ₁ τ ₁ ≠ ƒ ₂ τ ₂ , modulo 1 les modules carrés de la transformée de Fourier de I(t) aux fréquences nΔ ƒ, sont : [0085] ce qui permet d'accéder au module carré de la fonction de corrélation croisée à l'instant t.

[0086] Le système permet donc de calculer, dans le spectre du signal de photodétection, la fonction de corrélation croisée des signaux d'entrée en fonction de leur retard temporal. On a ainsi une projection temps-fréquence (« time to frequency mapping »). Le coefficient de cette projection est simplement Δƒ/Δτ.

[0087] Le pas temporel de la fonction de corrélation est Δτ. La plage des retards accessibles est NΔτ.