以下本発明を適用した最良の実施形態に� ��いて図を参照して説明する。図1には、本発 明の電圧制御装置のハードウエア構成の実施 形態をブロックで示した。この電圧制御装置 は、DC駆動源としてのDCモータ11と、DC駆動源� ��状態を検出する手段としての位置(角度)検� �器13とを備えた制御対象に対して、位置(角� �)検出器13の出力から制御入力を算出する制� �器15と、制御入力uに基づいてDCモータ11を駆� ��する電圧ドライバ(電圧源)17と、DCモータ11� �流れる電流を検出する電流センサとしての� �流検出器(AD変換器)19を備えている。

 制御器15は、DSPなどのディジタル演算器21 によって構成される。このディジタル演算器 21にはさらに、位置角度検出器13からのアナ� �グ信号をディジタル信号に変換するAD変換器 23、及びディジタル演算器21からの出力をア� �ログ信号に変換して制御入力を生成するDA変 換器25が付随する。

 電流検出器19は、DCモータ11の負入力に直� ��接続された低抵抗器Rsの端子電圧VsをAD変換� ��て電流値を出力するA/D変換器である。なお� ��低抵抗器Rsに替えてホール素子等を用いて� �よい。

 さらに電圧制御装置は、位置角度検出器1 3の出力の目標を設定する目標値設定回路27を 備えている。ディジタル演算器21は、位置角� ��検出器13の出力が目標値設定手段27から出力 された目標値refとの偏差を解消するようにDC� ��ータ11を駆動する電圧を演算する。

 この電圧制御装置をハードディスクドラ� ��ブに適用する場合は、DCモータ11がVCM(VoiceCoi lMotor)に、位置角度検出器13の出力が、磁気ヘ ッドが読み込んだPES(PositionErrorSignal)、または 磁気ヘッドをトラッキングするアームの回転 角を検出するエンコーダー出力に相当する。 この明細書では簡単のためロータリー型DCモ� ��タ(VCM)に適用した場合について説明するが� �リニア型のDCモータに適用した場合の構成も 同様である。

 図1に示した電圧制御装置を含む制御対象全 体の伝達関数のブロック図を図2に示した。� �こで、制御入力をu、角度出力をx、角速度を v、DCモータ11に流れる電流をi、及び電圧ドラ イバ17と位置角度検出器13のゲインをまとめ� �gとおく。さらに、DCモータ11の抵抗をR、イ� �ダクタンスをL、トルク定数をk、慣性モーメ ントをJ、トルク外乱をwとおく。このとき、� ��御入力uから角度出力xへの伝達関数G(s)は、� ��記式1のようになる。
 G(s)=x(s)/u(s)
   =gk/[s(k ² +JRs+JLs ² )] ・・・式1
 トルク外乱wから角度出力xへの伝達関数、� �なわち外乱に対する感度関数S(s)は、下記式2 のようになる。
 S(s)=(R+Ls)/[s(k ² +JRs+JLs ² )] ・・・式2

 図2に示した伝達関数について詳細に説明 する。制御入力uに対して一定ゲインgがかか� ��、それが電圧となってDCモータ11に印加され る。その印加電圧とDCモータ11のインピーダ� �ス1/(R+sL)により電流iが流れ、電流iにトルク� ��数kを乗じたものがトルク(ik)となる。トル� �(ik)を慣性モーメントJで割り、一階積分する と角速度vが得られ、角速度vをさらに一階積� ��すると角度出力xが得られる。また、角速度 vに逆起電圧定数(=トルク定数)kを掛けて生じ� ��電圧が逆起電圧であり、入力からの電圧と� ��方向に働く。

 以上により、トルク外乱w=0として式、
 v(s)=[gu(s)-kv(s)][1/(R+sL)]k[1/(sJ)]x(s)
   =v(s)/s
を解くと、前記式1が得られる。
 また、制御入力u=0として式、
 v(s)=[w(s)-k ² /(R+sL)v(s)][1/(sJ)]x(s)
   =v(s)/s
を解くと、前記式2が得られる。

 次に、式1と式2から、本発明を適用した実� �の制御系における外乱除去比について、従� �の電流源駆動における外乱除去比と比較し� �がら説明する。なお、電流源駆動では、ト� �ク外乱wから角度出力xへの伝達関数(感度関� �)は1/(Js ² )である。

 電圧源駆動の感度関数 (R+Ls)/[s(k ² +JRs+JLs ² )]と電流源駆動の感度関数 1/(Js ² )の比(前項í後項)をとり、その値が1より小さ くなれば、電圧源駆動の方がトルク外乱wに� �する感度が低くなり、制御目的に適ってい� �。上記感度関数の比を演算すると、
 Js(R+Ls)/(k ² +JRs+JLs ² )・・・式3
となる。
 式3を1/sで整理すると、
 [R/(Ls ² )+1]/[k ² /(JLs ² )+R/(Ls)+1]  ・・・式4
となるから、sが無限大の場合におけるゲイ� �は1である。

 また、式3を、ゲインをa、零点をq、極をp1� �p2として、
 as(s+q)/[(s+p1)(s+p2)] ・・・式5
と変形し、周波数特性を両対数プロットで表 すと、極p1と極p2の値により、概ね図3の(A)、( B)、(C)のパターンに大別される。図3の各グラ フにおいて、縦軸はゲイン(dB)、横軸は周波� �である。

 図3の各グラフにおいて、斜線で示した領域 が本実施形態の電圧制御の方が外乱に対する 感度が低い領域、つまり外乱に強い領域であ ることを示している。なお、横線で示した領 域では逆であることを示している。
  図3(A)のケースは極p1、p2が実数かつp1≠p2� �ときである。このケースは、感度関数の比� �ほぼ全域で0dB、すなわち殆ど差はない。
  図3(B)のケースは極p1=p2のときである。こ� �ケースでは、中域以上の周波数域において� �本実施形態の電圧制御が好ましいことが分� �る。
  図3(C)のケースは、極p1、p2が複素極の場合 である。このケースでは電圧制御により大き な感度低下が達成されていて、本実施形態に おいて最も好ましい状態であることが分かる 。本発明の実施形態における電圧制御方法で はこのモード、すなわち、(k ² +JRs+JLs ² )=0  がsについて複素根を持つ場合を主に用� ��る。ただし、極p1、p2の周波数周辺において は、逆に感度関数が高くなる領域Pがあるの� �、この領域Pは排除するように設定し、また� ��の領域Pを使用しないように設定する。

 実際のDCモータを使用した電圧制御装置の� �ラメータの一例を、ハードディスクドライ� �のヘッドアクチュエータおよびこのヘッド� �クチュエータを駆動するDCモータとしてのVCM について説明する。このハードディスクドラ イブのアクチュエータ位置制御においては、 VCMのコイル抵抗=8ω、インダクタンス=5mH、ト� ��ク定数=1N/A、慣性モーメント=10 ^-3 kg、等が普通である。これは、VCMの永久磁石� ��フェライト磁石を適用した一般的なケース� ��ある。さらに強力な永久磁石、例えばネオ� ��ウム系の磁石を用いることで、トルク定数� ��数倍に上げることが可能である。例えばト� ��ク定数を10にすると、零点=R/L=1600(rad/sec)極
=800±I 4500(rad/sec)となって、零点は約254Hz、極 は約728Hzにおいて得られ、図3(C)に示した特性 が得られる。

 一方、式1の伝達関数の、特に低域に着目 すると、電圧源駆動の場合の伝達関数は一階 の積分特性と同等である。なお、電流源駆動 における入出力間伝達関数は、二階の積分特 性と同等である。すなわち、低周波数域にお いて、伝達関数は、電圧源駆動の場合は-6dB/o ct、電流源駆動の場合は-12dB/octであり、位相� ��それぞれ-90度、-180度回っている(図4参照)。 目標値に定常偏差ゼロで追従させることが目 的であるサーボ系では、制御器内部に積分器 を一つ以上含む。この積分器により、電流源 駆動の場合は位相がさらに90度回って-270度に なる。ここから適当な周波数に零点を2つ挿� �して、開ループゲインが1になる周波数での� ��相を-150度(位相余裕30度)程度まで回復させ� �ことで閉ループを安定化させる。本発明の� �圧制御方法では、低周波数域での位相は-90� �であるから、電流制御の場合と同じ位相余� �を得ても、制御器内にもう一つの積分器を� �れる余裕がある。そこで本発明では、制御� �内に積分器を2つ含む制御系を構成した。こ� ��により、通常のステップ状の目標値入力の� ��ならず、ランプ状の目標値に対して、偏差� ��ロで追従できる。

 本発明の電圧制御方法及び電圧制御装置� ��よれば、ベアリングの非線形挙動等があっ� ��も低周波数域でのゲインが高く、ランプ状� ��目標値に対する偏差をゼロにできる。これ� ��、例えばDVDやCD等のドライブで使用されて� �るスパイラルトラックへの追従性能を大き� �改善する。さらに、ハードディスクドライ� �においても、従来の同心円として配置され� �トラック構成のみならず、スパイラルトラ� �クに追従する制御系を実現できることを示� �ており、特に連続した大きなファイル、例� �ば最近需要の大きい動画や音楽データへの� �クセス性能を大きく改善できることを示し� �いる。

 図5(A)、(B)には制御系の開ループ伝達関数 のプロット例を示した。上述の複素極がゼロ クロス周波数より高い周波数にあるのか(図5( A))、低い周波数にあるのか(図5(B))によって制 御系の構成は異なる。すなわち、複素極がゼ ロクロス周波数より低い周波数にある場合、 複素極は単なるピークフィルタとしてループ に含んでかまわないが、高い周波数にある場 合は、ノッチフィルタを用いるか位相補償す るなどの手段により安定化を施す必要がある 。この補償においてはDCモータ11の各パラメ� �タの依存度が大きいため、制御しやすい制� �対象とすべく、各パラメータの最適化が重� �である。

 また、本発明の電圧制御方法及び電圧制� ��装置ではコイルのインダクタンス、トルク� ��数をパラメータとして含むが、これらは熱� ��経時変化などにより変動する。そこでその� ��化を同定し、適応制御する方法が有用であ� ��。そのために本発明の実施形態では、VCMを� ��動する電圧源において、VCMの動作状態を検� ��する手段として、VCMを流れる電流を検出す� ��センサを設けることが好ましい。このセン� ��は、ホールセンサによる電流検出でもよい� ��、VCMと直列に接続された微小抵抗に発生す� ��電圧を測定する構成(図1参照)でもよい。本� ��明は、原理的にはこの電流検出センサがな� ��とも各パラメータを同定することは可能で� ��るが、電流検出センサがあれば外乱を分離� ��て負荷トルクを計測できるので、同定精度� ��改善できる。

 以下、パラメータ同定方法の実施例を示す� ��
(1)電流センサがない場合
 式1と式2から角度出力関数x(s)は、 x(s)=[a/(s( s ² +bs+c))]u(s)+[(R+Ls)/(s(s ² +bs+c))]w(s) ・・・式6
となる。
x(s)、u(s)、w(s)が十分にリッチ(制御に必要な� �ての周波数成分を含む)であると仮定して、� ��度出力xと制御入力uの履歴からR、L、a、b、c 、wをそれぞれ推定して設定する。ただし、  a=gk/(JL)、 b=R/L、 c=k ² /(JL)である。
電流センサがない場合は、g、k、Jを個別に推 定により設定することはできないが、制御の ためにはa、b、cを推定により設定できれば十 分である。

 この方法の場合は、トルク外乱wが未知か つ非常に大きい状況で全てのパラメータを設 定しなければならないので、精度が低い。

(2)電流センサがある場合
 図2の伝達関数から電流関数i(s)は、
 i(s)=(gu(s)-kv(s))/(R+sL)=(gu(s)-ksx(s))/(R+sL) ・・・ 式7
となるので、x、u、iの履歴からR、L、g、kを� �定して設定する。電流センサがある場合は� �乱項(トルク外乱w)を含まないので、高精度� �推定による設定が可能である。

 同様に図2の伝達関数から角度出力関数x(s)� �、
 x(s)=(ki(s)+w(s))/(Js ² )・・・式8
となるので、x、i、の履歴と上記kの推定値か らwとJを推定により設定できる。
この式8は外乱項(w(s))を含むが、求めるパラ� �ータがトルク外乱wと慣性モーメントJだけな ので、(推定)精度への影響は無視できる。

 上記いずれの方法も、公知の推定アルゴ� ��ズム、例えば最小二乗法や勾配法を利用で� ��る。そうして推定したパラメータを用いて� ��制御系のゲインを決定し、設定する。この� ��インの決定方法には、LQ法、極配置法など� �公知のアルゴリズムを利用できる。また、� �記はパラメータ推定であるが、制御系を含� �た閉ループ系を常に同じ伝達関数に保つと� �う方針で一括して適応制御することも可能� �ある。

 さらに、図2のブロックで示す伝達関数系に 、DCモータ11に流れる電流iから制御入力uに戻 るマイナーフィードバックh(s)を加え、図6に� ��した伝達関数系(制御系)を構成することも� �きる。これにより見かけ上のDCモータ11のコ� ��ルインピーダンスは、
 R+sL-h(s) ・・・式9
となり、マイナーフィードバックh(s)により� �御できる。このとき、制御対象全体の伝達� �数G(s)と、トルク外乱wに対する感度関数S(s)� �、それぞれ式10、式11で表される。
 G(s)=x(s)/u(s)=gk/[s(k ² +Js(R+Ls-h(s)))]  ・・・式10
 S(s)=(R+Ls-h(s))/[s(k ² +Js(R+Ls-h(s)))]  ・・・式11

 マイナーフィードバックh(s)は、マイナール ープが安定(式9の極が安定)する限り任意に設 定できるが、以下、マイナーフィードバック h(s)を求める方法に対応した本発明の電圧制� �方法について説明する。
 h=Rのとき、DCモータ11のコイルインピーダン スはインダクタンスs、Lのみであるから、感� ��関数S(s)は、
 S(s)=1/(Js ² +k ² /L)・・・式12
となり、電流源駆動に比べ、極以下の周波数 帯で一様に12dB/oct低くなる。ただし、h>Rの� ��きは系が不安定になるので、実際に搭載す� ��場合はhをRより若干小さく設定しておく。� �下同様である。

 h=R+sL1のとき Rに加え、インダクタンスL1を� ��イナーフィードバックh(s)に含むことにより 、感度関数S(s)を、
 S(s)=1/[Js ² +k ² /(L-L1)] ・・・式13
とすることができる。これにより極を自在に 制御できる。
 ただし、L1<Lである。

 h=-R1のとき 式9はQ値が無限大となっている� ��このような系でもフィードバックにより閉� ��ープを安定化できるが、近くに変動の大き� ��機械共振がある場合など、何らかの事情に� ��りQ値を下げる必要がある場合は、hとして� �きなR1をネガティブフィードバックすること によってQ値を下げることができる。すなわ� �、かかる制御系は、下記式14の伝達関数G(s)� �表すことができる。
 G(s)=x(s)/u(s)=gk/[s(k ² +J(R+R1)s+JLs ² )] ・・・式14

 この場合の感度関数S(s)は式15のようになる� ��感度関数S(s)については、零点の周波数も上 がるので、R1の増加と共にトルク外乱抑制性� ��は劣化する。しかしそれでも電流源駆動に� ��べ、6dB/octの優位性がある。
 S(s)=((R+R1)+Ls)/[s(k ² +J(R+R1)s+JLs ² )] ・・・式15

 h=-R1+L1sのとき 感度関数の劣化をできるだ� �避け、かつQ値をできるだけ下げ、また極の� ��波数を高くとることが目的である場合は、� ��ンダクタンスも制御する。例えば、式14の� �点と極の周波数を一致させることが一つの� �計指針となる場合などである。この場合の� �度関数S(s)は式16のようになる。
 S(s)=[(R+R1)+(L-L1)s]/[s(k ² +J(R+R1)s+J(L-L1)s ² )] ・・・式16
 ただし、L1<Lである。

 上記マイナーフィードバックh(s)を含む制 御系は、図1に示した低抵抗Rsに生じる電圧Vs� ��出し、h(s)Vs/Rs  としてフィードバックさせ ることで構成できる。これはアナログオペア ンプ等のアナログ回路で構成してもよいし、 図1のようにAD変換器19aを用いて電圧Vsを取り� ��んだ後にマイナーフィードバックh(s)をディ ジタルフィルタとしてかけて、結果を制御入 力uに加算することによって構成することも� �きる。

 以上の電圧源による駆動及びDCモータ11の コイルに流れる電流を検出するハードウエア 回路を具備した場合の、図1に示されるディ� �タル演算器21内部の演算ブロック210の例を図 7に示した。この演算ブロック210は、検出し� �位置と目標値の偏差を2階積分する積分回路2 11と、その微分をとる微分回路212と、一また� ��数サンプル前までの制御入力uにそれぞれ適 当な制御ゲインf1~f5をかけて和をとることに� ��り制御入力を決定する制御入力決定回路213� ��、偏差と電流値と過去の制御入力の履歴か� ��適応的に制御対象のパラメータを同定し、� ��御ゲインf1~f5をチューニングする適応同定/� ��応制御器214と、DCモータ11のコイルインピー ダンスを見かけ上変化させるためのコイルイ ンピーダンス変換フィルタ215とから構成され る。

 制御ゲインf1~f5は、位置信号と目標値ref� �偏差にかけるゲインf3と、偏差を第一積分器 で積分した一階積分値にかけるゲインf2と、� ��階積分値を積分器で積分した二階積分値に� ��けるゲインf1と、偏差を微分器で微分した� �分値にかけるゲインf4と、ゲインf1乃至f5を� �けた出力を遅延回路で遅延された過去入力� �にかけるゲインf5である。これらゲインf1~f5� ��かけられた値の和が制御入力値uとして出力 される。

 適応同定・適応制御器214は、制御入力値u 、AD変換器19からの電流値及び位置検出器13か らの位置信号に基づいてゲインf1~f5をチュー� ��ングする。

 コイルインピーダンス変換フィルタ215は� ��ゲインf6、f7及びf8により構成される。AD変� �器19からの電流値にはゲインf6がかけられ、� ��の電流値が演算による遅延(DELAY)の後ゲイン f7がかけられ、さらにゲインf6、f7がかけられ た電流値が、遅延回路で遅延(DELAY)されてゲ� �ンf8がかけられ、これらのゲインf6、f7、f8が かけられた電流値が制御入力値uに加算され� �。

 そうして加算された電流値と制御入力値u の和がDA変換器25に出力され、新たなアナロ� �の制御入力値uに変換されて電圧ドライバ17� �出力される。

 なお、図7において、制御ゲインf1~f5は公� ��の制御系アルゴリズムで設定することがで� ��る。例えば伝達関数法、極配置法、LQ法、H� ��法など多種の方法があり、また中間に状態� ��定器を入れてもよい。本発明は、いずれの� ��御方法を使用してもよく、制御方法には限� ��されない。また、コイルインピーダンス変� ��フィルタは、もっと次数の大きいフィルタ� ��入れることも可能であるため、系として安� ��である限り、フィルタの構成について限定� ��れるものではない。