Domaine technique

La présente invention concerne un procédé pour traiter des signaux de mesure correspondant à des objets d'intérêt en interaction avec une interface capacitive, gestuelle et tactile, et notamment filtrer le bruit de mesure. Elle concerne aussi un dispositif d'interface ou un dispositif de mesure mettant en œuvre le procédé.

Le domaine de l'invention est plus particulièrement mais de manière non limitative celui des interfaces homme-machine tactiles et sans contact.

Etat de la technique antérieure

De nombreux appareils utilisent des interfaces de mesure tactile ou sans contact comme interface homme-machine pour entrer des commandes. Ces interfaces peuvent notamment prendre la forme de pads ou d'écrans tactiles. On les trouve par exemple dans des téléphones mobiles, des smartphones, des ordinateurs à écran tactile, des pads, des PC, des souris, des dalles tactiles et des écrans géants

Ces interfaces utilisent fréquemment les technologies capacitives. La surface de mesure est équipée d'électrodes conductrices. Des moyens électroniques permettent de mesurer les capacités électriques qui apparaissent entre ces électrodes et un ou des objet(s) à détecter, ce qui permet de localiser ces objets et d'en déduire des commandes à effectuer.

II est possible de réaliser des électrodes transparentes, qui permettent de superposer une interface sur un écran d'affichage, par exemple de smartphone.

La plupart de ces interfaces sont tactiles, c'est-à-dire qu'elles peuvent détecter le contact d'un ou de plusieurs objet(s) d'intérêt ou de commande (tels que des doigts ou un stylet) avec la surface de l'interface.

Il se développe de plus en plus d'interfaces gestuelles ou sans contact, qui sont en mesure de détecter des objets de commande à une plus grande distance de l'interface, sans contact avec la surface. Le développement d'interfaces sans contact nécessite la mise en œuvre de techniques de mesure capacitive de très grande sensibilité et offrant une grande immunité aux perturbations de l'environnement. En effet, la capacité qui se crée entre des électrodes de mesure capacitive de l'interface et des objets de commande est inversement proportionnelle à la distance qui les sépare.

On connaît par exemple le document FR 2 949 007 de Rozière qui divulgue une technique de mesure capacitive qui permet de mesurer la capacité et la distance entre une pluralité d'électrodes indépendantes et un objet à proximité.

Cette technique permet d'obtenir des mesures de capacité entre les électrodes et les objets avec une résolution et une sensibilité élevées, permettant de détecter par exemple un doigt à plusieurs centimètres de la surface de l'interface. La détection des objets de commande peut ainsi se faire dans l'espace en trois dimensions à proximité de la surface de l'interface, ou en contact avec cette surface.

La détection d'objets de commande à des distances importantes de la surface, en mode dit « hovering », conduit à travailler dans des zones où la sensibilité de détection est très faible.

Or, la mesure est perturbée par de nombreuses sources de bruit, dont :

- le bruit thermique intrinsèque à l'électronique de mesure ;

- le bruit provoqué par des sources de tension externes au dispositif qui viennent parasiter le signal de mesure.

Ainsi, dans les zones lointaines, la détection fournit encore une sensibilité à l'objet lointain, mais le bruit thermique de détection rend la mesure bruitée et inexploitable.

Plus précisément, la détection d'objets de commande à des distances Z nécessite la mesure de couplages capacitifs C qui évoluent comme l'inverse de cette distance Z : C~l/Z. Leur variation dC/dZ évolue donc en 1/Z ² avec la distance Z. Il s'ensuit que le rapport signal à bruit pour des bruits thermiques ou d'origine externe évolue également en 1/Z ² avec la distance Z.

Il est donc nécessaire de filtrer fortement les mesures pour rendre le signal exploitable à grande distance. Toutefois, les filtres linéaires classiques ont tendance à perturber de manière excessive les caractéristiques dynamiques du signal .

Ils induisent notamment un effet de traînée, avec le point détecté qui se déplace « en retard » par rapport au déplacement réel de l'objet de commande.

Cette traînée de la réponse est une limitation pour une utilisation du dispositif (téléphone, smartphone, tablette) avec des gestes rapides.

En cas de mouvement alternatif rapide (pour commander le déplacement d'un objet virtuel sur un jeu par des accélérations répétitives du doigt par exemple), en plus du retard induit sur la position de l'objet virtuel et de la perte d'amplitude de l'accélération, cet effet de traînée peut même provoquer une disparition du mouvement, au-delà d'une certaine vitesse.

Par ailleurs, lorsque le filtrage est important et qu'on déplace un objet entre deux positions, on observe un effet mémoire sur l'ancienne position de l'objet, et une traînée entre les positions initiale et finale. Il peut apparaître alors des points détectés dit fantômes, soit sur l'ancienne position obsolète, soit entre l'ancienne position et la nouvelle.

Afin d'améliorer le comportement dynamique du signal filtré, il est connu de mettre en œuvre des techniques de filtrage adaptatif, dans lesquelles la fonction de transfert du filtre est adaptée en fonction de caractéristiques locales ou de paramètres d'amplitude des signaux mesurés.

On connaît notamment le document US 8,508,330 de Godbole et al. Qui décrit des techniques de filtrage adaptatif permettant d'améliorer le comportement dynamique de signaux de commande d'éclairage. Toutefois, les exemples décrits concernent essentiellement des filtres de type passe-bas avec une « force » ou une fréquence de coupure variable, peu adaptés à la problématique de la détection d'objets de commande avec une interface tactile et sans contact.

De manière plus générale, la problématique de l'amélioration du comportement dynamique du signal filtré afin de permettre des détections efficaces à grande distance est commune à tous les systèmes de détection capacitifs. On la retrouve également dans des systèmes anticollisions, tels que par exemple décrits dans le document WO2004023067 de la demanderesse, qui équipent des robots ou des dispositifs médicaux mobiles. Dans ce cas, l'objet en mouvement (par exemple le robot) est équipé d'une interface de détection avec des électrodes capacitives qui permettent de détecter les objets qui se trouvent à proximité et d'éviter les collisions.

La présente invention a pour objet de proposer un procédé de filtrage de signaux de mesure issus d'un système de détection capacitif qui permette une forte réjection du bruit tout en minimisant les perturbations sur le comportement dynamique du signal filtré.

La présente invention a également pour objet de proposer un procédé de filtrage de signaux de mesure issus d'une interface gestuelle et tactile qui permette une forte réjection du bruit tout en minimisant les perturbations sur le comportement dynamique du signal filtré.

La présente invention a également pour objet de proposer un procédé de filtrage de signaux de mesure issus d'une interface gestuelle et tactile qui adapte le filtrage au rapport signal à bruit réel des signaux mesurés.

La présente invention a également pour objet de proposer un procédé de filtrage de signaux de mesure issue d'une interface gestuelle et tactile qui permette de maximiser l'étendue de la zone de détection des objets de commande tout en minimisant les perturbations sur le comportement dynamique des signaux de mesure.

Exposé de l'invention

Cet objectif est atteint avec un procédé pour filtrer un signal de mesure Mi issu d'un couplage capacitif entre une électrode de mesure et au moins un objet d'intérêt, caractérisé en ce qu'il comprend des étapes de :

- génération d'un signal filtré Mo à partir du signal de mesure Mi, avec l'application d'une première fonction de filtrage adaptative mettant en œuvre un paramètre de force Af dépendant d'un bruit électrique et du signal de mesure Mi,

- génération d'un signal dérivé Der représentatif de variations du signal filtré Mo ou du signal de mesure Mi,

- génération d'un signal compensé Moc, en effectuant une combinaison dudit signal filtré Mo et dudit signal dérivé Der.

Suivant des modes d'implémentation, les étapes de génération de signaux décrites dans le présent document peuvent comprendre des opérations de calcul, notamment dans le cas d'une implémentation numérique ou d'une mise en œuvre par ordinateur ou microcontrôleur du procédé selon l'invention. Cette génération peut également être réalisée par d'autres moyens tels que des moyens électroniques analogiques.

Suivant des modes d'implémentation, le paramètre de force Af peut dépendre directement ou par l'intermédiaire de transformations du signal de mesure Mi à l'instant courant ou à un instant précédent.

Suivant des modes d'implémentation, le paramètre de force Af peut dépendre du signal filtré Mo à un instant précédent, auquel cas il dépend par l'intermédiaire de transformations du signal de mesure Mi.

Suivant des modes d'implémentation, le signal dérivé Der peut être généré de sorte à être représentatif, directement ou indirectement (par l'intermédiaire d'une transformation), de variations du signal filtré Mo ou du signal de mesure Mi. Ce signal dérivé Der être notamment être généré :

- à partir du signal de mesure Mi filtré par un filtre différent de celui appliqué pour générer le signal filtré Mo ;

- à partir du signal de mesure Mi auquel une transformation non linéaire de saturation par exemple est appliquée.

Suivant des modes d'implémentation, la génération du signal compensé Moc peut être effectuée :

- avec une combinaison linéaire du signal filtré Mo et du signal dérivé

Der ;

- avec une combinaison non-linéaire du signal filtré Mo et du signal dérivé Der, par exemple pour éviter des saturations ou des dépassements d'amplitude minimale ou maximale du signal compensé Moc si la compensation destinée à accentuer la dynamique est trop forte.

Suivant des modes de mise en œuvre, le procédé selon l'invention peut comprendre en outre une étape de génération du signal de mesure Mi, avec une détermination de l'inverse d'une combinaison :

- d'une capacité de couplage Ci mesurée entre l'électrode de mesure et au moins un objet d'intérêt, et

- d'une capacité d'offset Coffset correspondant à une capacité de couplage pour un objet d'intérêt situé à une distance limite prédéterminée de ladite électrode de mesure.

La génération du signal de mesure Mi peut comprendre, notamment : - une somme de la capacité de couplage Ci et de la capacité d'offset Coffset ;

- une combinaison linéaire ou une combinaison non linéaire de la capacité de couplage Ci et de la capacité d'offset Coffset.

Suivant d'autres modes de mise en œuvre, le procédé selon l'invention peut comprendre en outre une étape de génération du signal de mesure Mi, avec une détermination d'un ratio entre une capacité infinie Cinf correspondant à une capacité telle que mesurée sur l'électrode de mesure en l'absence d'objet d'intérêt et d'une capacité de couplage Ci mesurée entre ladite électrode de mesure et au moins un objet d'intérêt.

La génération du signal compensé Moc peut comprendre une pondération du signal dérivé Der avec un paramètre d'anticipation Da dépendant du paramètre de force Af.

La fonction de filtrage adaptative peut comprendre une fonction de type passe-bas.

La fonction de filtrage adaptative peut comprendre une fonction récursive avec, à un instant k, une combinaison linéaire :

- d'un signal filtré Mo(k-p) issu d'une itération précédente à l'instant k-p, pondéré par le paramètre de force à l'instant k, Af(k), normalisé à un, - du signal de mesure à l'instant k, Mi(k), pondéré par la valeur complémentaire à un du paramètre de force: 1 - Af(k).

La fonction de filtrage adaptative peut comprendre une pluralité de fonctions récursives en cascade.

L'indice p peut prendre par exemple la valeur 1 pour désigner l'itération immédiatement précédente ou une valeur supérieure à un pour désigner une itération précédente plus ancienne.

La détermination du paramètre de force Af peut comprendre une détermination d'une valeur maximale entre un paramètre de force de bruit Afem dépendant d'un bruit électrique, et un paramètre de force de distance Afz dépendant de l'un des signaux suivants : le signal de mesure Mi, le signal filtré Mo(k-p) issu d'une itération précédente à l'instant k-p, le signal compensé Moc(k-p) issu d'une itération précédente à l'instant k-p.

De façon préférentielle, la détermination du paramètre de force Af est effectuée en prenant p = 1, c'est-à-dire l'itération à l'instant précédent. Ainsi, suivant des modes d'implémentation, le paramètre de force de distance Afz peut dépendre :

- directement du signal de mesure courant Mi(k) (ou du signal de mesure Mi(k-p) issu d'une itération précédente à l'instant k-p pour les cas où le bruit à filtrer serait faible) ; ou

- d'une transformation du signal de mesure Mi telle que le signal filtré Mo(k-p) ou le signal compensé Moc(k-p), obtenue ultérieurement dans la chaîne de traitement du signal ; ou

- du signal de mesure Mi(k) filtré par un autre filtre et/ou auquel on a appliqué une transformation non-linéaire.

Le paramètre de force de distance Afz dépend donc ainsi plus ou moins directement du signal de mesure Mi(k) entrant dans le filtre.

La génération du paramètre de force de bruit Afem peut comprendre un calcul d'un ratio entre une valeur objectif de bruit réduit prédéterminée Ob et une fonction d'une mesure du bruit électrique Br(k).

La génération du paramètre de force de distance Afz peut comprendre un calcul d'un ratio entre une valeur prédéterminée de signal filtré en l'absence d'objet d'intérêt Moz et le signal filtré Mo(k-p) issu d'une itération précédente à l'instant k-p.

Le procédé selon l'invention peut comprendre en outre des étapes :

- d'obtention d'une pluralité de signaux de mesure Mi pour une pluralité d'électrodes ;

- si la variation temporelle d'un signal de mesure Mi dépasse une valeur de seuil prédéterminée pour au moins une électrode, d'utilisation du paramètre de force de distance Afz le plus petit parmi les paramètres de force de distance Afz calculés pour ladite pluralité d'électrodes, pour générer le paramètre de force Af de toutes les électrodes de ladite pluralité d'électrodes.

La génération du signal dérivé Der peut comprendre une application d'une fonction de filtrage adaptative de dérivée.

La fonction de filtrage adaptative de dérivée peut comprendre une fonction récursive.

La fonction de filtrage adaptative de dérivée peut mettre en œuvre le paramètre de force Af. Suivant un autre aspect, il est proposé un dispositif d'interface comprenant :

- une interface de mesure pourvue d'une pluralité d'électrodes de mesure,

- des moyens électroniques aptes à produire des mesures de couplage capacitif entre lesdites électrodes de mesure et au moins un objet d'intérêt, et

- des moyens de calcul agencés pour mettre en œuvre le procédé de filtrage selon l'invention.

Suivant des modes de réalisation, le dispositif d'interface selon l'invention peut comprendre :

- des électrodes de mesure réparties selon une disposition matricielle sur l'interface de mesure ;

- des électrodes de mesure et une interface de mesure sensiblement transparentes.

Suivant encore un autre aspect, il est proposé un appareil de l'un des types suivants : ordinateur, téléphone, smartphone, tablette, écran d'affichage, borne, comprenant un dispositif d'interface selon l'invention.

Suivant encore un autre aspect, il est proposé un dispositif d'interface comprenant :

- une interface de mesure pourvue d'une pluralité d'électrodes de mesure,

- des moyens électroniques aptes à produire des mesures de couplage capacitif entre lesdites électrodes de mesure et au moins un objet d'intérêt, et

- des moyens de calcul agencés pour mettre en œuvre le procédé de filtrage selon l'invention.

Ce dispositif d'interface peut être en outre destiné à équiper un appareil en mouvement, par exemple de type robot ou appareillage médical, de sorte à détecter des objets d'intérêt ou tout type d'objets dans un voisinage de l'appareil et à éviter les collisions.

Suivant encore un autre aspect il est proposé un appareil (par exemple de type robot, appareillage médical ou dispositif d'imagerie médical), qui comprend un dispositif d'interface selon l'invention agencé de sorte à être apte à détecter des objets dans un voisinage de l'appareil, et des moyens de contrôle pour éviter des collisions en exploitant les informations issues du dispositif d'interface.

Description des figures et modes de réalisation

D'autres avantages et particularités de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée de mises en œuvre et de modes de réalisation nullement limitatifs, et des dessins annexés suivants :

- la Fig. 1 illustre un mode de réalisation d'un dispositif d'interface de commande selon l'invention, selon une vue en coupe,

- la Fig. 2 illustre l'effet de traînée qui apparaît lors d'un déplacement rapide d'un objet de commande au-dessus de l'interface de commande avec un filtrage passe-bas linéaire de l'art antérieur,

- les Fig. 3(a) et Fig. 3(b) illustrent l'effet de rémanence qui apparaît lors d'un déplacement rapide d'un objet de commande au-dessus de l'interface de commande avec un filtrage passe-bas linéaire de l'art antérieur, - la Fig. 4 présente un organigramme du procédé de filtrage selon l'invention,

- la Fig. 5 présente des exemples de fonctions de transfert en fréquence de filtre selon l'invention, pour des cas en l'absence de perturbation électromagnétiques,

- la Fig. 6 présente des exemples de fonctions de transfert en fréquence de filtre selon l'invention, pour des cas avec un objet proche de l'interface de commande.

Il est bien entendu que les modes de réalisation qui seront décrits dans la suite ne sont nullement limitatifs. On pourra notamment imaginer des variantes de l'invention ne comprenant qu'une sélection de caractéristiques décrites par la suite isolées des autres caractéristiques décrites, si cette sélection de caractéristiques est suffisante pour conférer un avantage technique ou pour différencier l'invention par rapport à l'état de la technique antérieur. Cette sélection comprend au moins une caractéristique de préférence fonctionnelle sans détails structurels, ou avec seulement une partie des détails structurels si cette partie uniquement est suffisante pour conférer un avantage technique ou pour différencier l'invention par rapport à l'état de la technique antérieur. En particulier toutes les variantes et tous les modes de réalisation décrits sont combinables entre eux si rien ne s'oppose à cette combinaison sur le plan technique.

Sur les figures, les éléments communs à plusieurs figures conservent la même référence.

Comme expliqué précédemment, l'invention a pour objet de proposer un procédé de traitement de signaux de mesures issus d'une interface de commande tactile et gestuelle qui permette d'optimiser la réjection du bruit tout en limitant les perturbations dynamiques du signal de mesure.

La Fig. 1 présente un exemple de réalisation d'un dispositif d'interface

12 de commande tactile et gestuelle selon l'invention intégré dans un écran tactile d'ordinateur, de tablette ou de téléphone (smartphone).

Le dispositif d'interface 12 comprend une pluralité d'électrodes de mesure capacitives 13 réparties sur une surface de mesure, par exemple selon une disposition matricielle.

Dans le cas où le dispositif d'interface est superposé à un écran d'affichage, les électrodes de mesure 13 sont réalisées avec une ou plusieurs couches d'un matériau transparent et conducteur à l'électricité tel que de ΙΊΤΟ (oxyde d'indium-étain).

Les électrodes de mesure 13 sont reliées à une électronique de contrôle

15.

Lorsqu'un objet de commande 11 tel qu'un doigt est à proximité ou en contact avec la surface des électrodes de mesure 13, il s'établit un couplage capacitif entre cet objet de commande 11 et les électrodes de mesure 13. Ce couplage capacitif est mesuré par l'électronique de contrôle 15.

Suivant un mode de réalisation préférentiel, les électrodes de mesure

13 et l'électronique de contrôle 15 sont réalisées selon un mode de mise en œuvre décrit dans le document FR 2 949 007.

L'électronique de contrôle 15 comprend des moyen pour exciter les électrodes de mesure 13 à un potentiel électrique alternatif dite « de garde ».

Elle comprend également des moyens pour mesurer la capacité qui s'établit entre des électrodes de mesure 13 et leur environnement ou des objets de commande 11 avec une très haute sensibilité. Ces moyens de mesure de capacité sont basés sur une électronique en partie référencée à la tension alternative de garde, au moins pour une partie avec un amplificateur de charge.

Les électrodes 13 sont interrogées séquentiellement par l'intermédiaire d'un scrutateur. Elles sont ainsi reliées soit à l'électronique 15, soit au potentiel électrique de garde.

L'interface de commande 12 comprend également un plan de garde 14 ou des électrodes de garde 14 disposés selon la face des électrodes de mesure 13 opposée à la zone de mesure, et soumis au potentiel alternatif de garde. Ce plan de garde 14 permet d'éviter les couplages capacitifs entre les électrodes de mesure 13 et les parties de l'électronique ou de l'écran d'affichage à un autre potentiel électrique (de masse par exemple) .

L'électronique est ainsi conçue de telle sorte à éliminer de manière quasiment parfaite les couplages capacitifs entre les électrodes 13, ou entre les électrodes 13 et les parties du dispositif d'interface 12 soumises à un autre potentiel électrique.

Lorsqu'un objet d'intérêt tel qu'un doigt 11 soumis à un potentiel électrique différent du potentiel de garde approche d'une électrode de mesure 13, il s'établit entre eux un couplage capacitif. La capacité C correspondante est mesurée par l'électronique de contrôle 15. Connaissant la surface de l'électrode de mesure 13, la mesure de cette capacité C permet d'obtenir une information de distance Z entre l'électrode de mesure 13 et l'objet 11.

Suivant d'autres modes de réalisation, les électrodes de mesure 13 et l'électronique de contrôle 15 peuvent mettre en œuvre des techniques de mesure de capacité dites « à garde active » dans lesquelles l'électronique de détection 15 est entièrement référencée à un potentiel de masse. Dans ces techniques, les électrodes de mesure 13 et les éléments de garde 14 sont également excités à un potentiel de garde alternatif pour permettre d'une part une mesure des capacités de couplage C entre les électrodes 13 et des objets de commande 11, et d'autre part une réjection des capacités de couplage parasites entre les électrodes 13 et leur environnement. Toutefois, la réjection des capacités de couplage parasites est moins bonne que dans le mode de réalisation préféré.

Comme expliqué précédemment, la détection d'objets de commande 11 nécessite la mesure du couplage capacitif C entre ce ou ces objets de commande 11 et les électrodes de mesure 13. Ce couplage capacitif C évoluent comme l'inverse de la distance Z entre l'objet de commande 11 et l'électrode considérée 13.

Pour des distances Z élevées, les capacités C à mesurer deviennent donc très faibles.

Or, la mesure de cette capacité C est perturbée par de nombreuses sources de bruit largement indépendantes de la mesure, dont :

- le bruit thermique intrinsèque à l'électronique de mesure ;

- le bruit provoqué par des sources de tension externes au dispositif qui vient parasiter le signal de mesure. Ce bruit peut être généré par exemple lors du branchement d'un chargeur sur un dispositif portable alimenté sur batterie.

Il s'ensuit que le rapport signal à bruit sur la mesure de la capacité C pour des bruits thermiques ou d'origine externe évolue en 1/Z ² avec la distance Z.

Il est donc nécessaire de filtrer fortement les mesures pour rendre le signal exploitable à grande distance.

En référence aux Fig. 2 et Fig. 3, dans ces conditions, l'utilisation de filtres linéaires classiques entraîne des perturbations notables des caractéristiques dynamiques du signal .

La Fig. 2 illustre l'effet de traînée généré par un filtre passe-bas linéaire lors du déplacement rapide d'un objet de commande 11 au-dessus de l'interface de commande. La courbe 21 montre un déplacement réel de l'objet 11 dans le volume (X, Y, Z) au cours du temps, et la courbe 22 montre la trajectoire telle qu'elle est mesurée après filtrage. On observe un décalage temporel et spatial de la position mesurée qui peut être gênant lors de l'exécution de mouvements rapides.

Les Fig. 3(a) et Fig. 3(b) illustrent l'effet de rémanence généré par un filtre passe-bas linéaire lors du déplacement rapide d'un objet de commande 11 au-dessus de l'interface de commande. La Fig. 3(a) montre les courbes d'équicapacité du couplage capacitif C, dans le plan X-Y des électrodes 13, lorsqu'un objet de commande 11 se trouve respectivement dans une première position 31 et dans une second position 32. En l'absence de filtrage, lorsqu'on déplace rapidement l'objet de commande 11 de la première position 31 à la seconde position 32, on obtient successivement les « images » illustrées par les courbes d'équicapacité centrées sur la première position 31 puis sur la seconde position 32, tel qu'illustré à la Fig. 3(a).

Lorsqu'on applique un filtrage linéaire classique, on risque d'obtenir un effet de rémanence tel qu'illustré à la Fig. 3(b). On retrouve l'image correspondant à l'ancienne position 31 non encore complètement effacée par la rémanence due au filtrage, ainsi qu'une ligne de crête 33 entre l'ancienne image et la nouvelle image 32 faisant apparaître des maxima locaux à la fois sur le lieu de l'ancienne image 31 et entre l'ancienne et la nouvelle 32. Le résultat tel qu'il risque d'être interprété par le système est l'apparition transitoire de plusieurs objets 11 aux positions 31, 32, 33, alors qu'il n'y en a qu'un qui se déplace et qui aurait dû être détecté à la position 32 uniquement. Ces objets 11 multiples peuvent déclencher à tort des fonctions liées à la présence de plusieurs objets (exemple pincement lié à 2 doigts).

En d'autres termes, pour améliorer l'étendue de mesure de l'interface de commande et/ou pour améliorer son immunité aux bruits externes, il est nécessaire d'appliquer un filtrage efficace au signal de mesure. Mais si ce filtrage est effectué avec des méthodes linéaires de l'art antérieur, il peut entraîner des dégradations inacceptables des caractéristiques dynamiques du signal de mesure.

Le procédé de filtrage de l'invention a précisément pour objectif de produire un filtrage adapté à cette application, dont :

- la fonction de transfert permet une minimisation des retards ou des délais, et

- dont la « force » de filtrage s'adapte aux caractéristiques de rapport signal sur bruit réelles du signal mesuré, de sorte à minimiser l'impact du filtrage sur le signal de mesure.

Ainsi, l'invention permet :

- d'améliorer le rapport signal sur bruit de façon non linéaire, pour éviter la dégradation de ce rapport signal sur bruit à des distances Z élevées, jusqu'à une limite de distinction de la forme des objets 11 ; - d'améliorer le rapport signal sur bruit en présence de perturbation électromagnétique (« EMI » ElectroMagnetic Interférence) ;

- de ne pas dégrader la réponse dynamique pour garder une détection des mouvements rapides, et ne pas faire apparaître d'objets fantômes de manière transitoire.

Pour cela, en référence à la Fig. 4, le procédé de l'invention met en œuvre pour chaque « pixel » d'une image de couplage capacitif correspondant à une électrode de mesure 13 de l'interface de commande 12, un filtrage du signal de mesure Mi issu de l'électrode 13 dans un filtre adaptatif 40, recevant en commande de la force du filtrage les signaux filtrés Mo issu de la sortie du filtre et un signal de détection du bruit électromagnétique et/ou électrique prenant en compte notamment les perturbations électromagnétiques et obtenu par exemple par analyse globale des fluctuations de l'image. Ce filtrage comprend les étapes suivantes :

- pour chaque pixel, application d'un ou préférentiellement d'une cascade de filtres récursifs 41 pour obtenir un filtre d'ordre élevé (par exemple d'ordre 3) ;

- compensation 44 du retard induit par le filtre par ajout d'une détection 42 de la variation ou de la dérivée du signal, en sortie de la cascade des filtres 41.

- filtrage de ce terme dérivée 42 lui-même dans un filtre récursif de dérivée 43 d'ordre 1 ou plus, recevant les mêmes paramètres de filtrage non linéaire tel qu'illustré à la Fig. 4, ou des paramètres adaptés en fonction de l'ordre du filtre ou de la dynamique souhaitée ;

- à chaque itération, détermination 46 du ou des paramètre(s) de filtrage Af en fonction des signaux filtrés Mo issu de la sortie du filtre et d'un signal de détection du bruit électromagnétique ou électrique.

On va maintenant décrire en détails les étapes du procédé.

Comme expliqué précédemment, on note Mi(k) le signal de mesure mesuré à l'itération (ou l'instant) k et amené en entrée du filtre.

Le signal de mesure Mi(k) est un signal (de position) représentatif de la distance Z entre une électrode de mesure 13 et un ou des objet(s) d'intérêt 11. Il est donc calculé en fonction de l'inverse de la capacité de couplage C mesurée entre cette électrode de mesure 13 et le ou les objet(s) d'intérêt 11 :

Mi(k) = l/(C(k) + Kc * Coffset). (Eq. 1)

La capacité Coffset est définie à partir de la capacité qui serait mesurée pour un objet de commande 11 situé en limite la plus éloignée d'une zone de détection prédéterminée. Il s'agit donc d'une valeur prédéfinie.

Le coefficient Kc est choisi en fonction du comportement recherché, de préférence dans la gamme [-0.5 ; -1] . Par exemple :

- avec Kc = -1, le signal de mesure Mi tend vers l'infini lorsque l'objet de commande 11 est en limite de la zone de détection ;

- avec Kc tendant vers -0.5 par exemple, on évite ce comportement. Alternativement, le signal de mesure Mi(k) peut être calculé de la façon suivante :

Mi(k) = Cinf / C(k). (Eq. 2). La capacité Cinf est la capacité qui serait mesurée sur l'électrode 13 considérée en l'absence d'objet de commande. Il s'agit donc également d'une valeur prédéfinie. Avec ce mode de calcul, le signal de mesure Mi(k) est un signal normalisé, qui vaut 1.0 en l'absence d'objet 11 et qui tend vers 0.0 si un objet 11 est proche de l'électrode 13.

Le procédé de l'invention comprend une étape de calcul d'un signal filtré Mo(k).

Pour cela, on applique un filtre constitué de cellules 41 récursives qui réalisent une fonction de filtrage adaptative dépendant d'un paramètre de force Af(k). De préférence, plusieurs cellules récursives 41 sont implémentées en cascade pour réaliser un filtre d'ordre supérieur à 1.

Suivant un mode de réalisation préférentiel, trois cellules récursives 41 sont implémentées.

Chaque cellule récursive d'indice c implémente la fonction de filtrage suivante :

Mo(k, c) = (l-Af(k)) * Mo(k, c-1) + Af(k) * Mo(k-l, c) (Eq. 3)

Mo(k, c-1) correspond au signal en sortie de la cellule cascadée précédente c-1. Pour la première cellule, Mo(k, c-1) = Mo(k, 0) = Mi(k).

Mo(k-l, c) correspond au signal en sortie de la cellule c à l'itération précédente k-1, stocké en mémoire. Le signal en sortie de la dernière cellule Mo(k, c) est le signal filtré Mo(k).

Af(k) est le paramètre qui règle la force du filtre. Ce paramètre, dont le calcul est détaillé plus loin, varie entre les valeurs zéro et un. La valeur 0 correspond à une absence de filtrage, et la valeur 1 correspond à une limite (à ne pas atteindre) pour un filtrage très important.

Pour un filtre constitué de trois cellules 41 récursives, on implémente donc la fonction de filtrage adaptatif suivante :

Mo(k, 1) = (l-Af(k)) * Mi(k) + Af(k) * Mo(k-l, 1);

Mo(k, 2) = (l-Af(k)) * Mo(k, 1) + Af(k) * Mo(k-l, 2);

Mo(k) = (l-Af(k)) * Mo(k, 2) + Af(k) * Mo(k-l); (Eq. 4)

Le procédé de l'invention comprend ensuite une étape de compensation dynamique du retard introduit par le filtre 41.

Pour cela, on effectue une dérivation temporelle 42 du signal filtré Mo(k). On calcule la variation temporelle :

dM(k) = Mo(k) - Mo(k-l) (Eq. 5)

Puis on effectue un filtrage du bruit sur le signal de variation dM(k), pour obtenir le signal dérivé Der(k).

Pour cela, on applique un filtre de dérivée constitué de cellules 43 récursives qui réalisent une fonction de filtrage adaptative de dérivée dépendant d'un paramètre de force de dérivée Af'(k). Plusieurs cellules récursives de dérivée 43 sont implémentées en cascade pour réaliser un filtre d'ordre supérieur à 1.

Ainsi, chaque cellule récursive de dérivée d'indice c implémente la fonction de filtrage suivante :

Der(k, c) = (1-Af (k))*Der(k, c-1) + Af (k)*Der(k-l, c) (Eq. 6)

Der(k, c-1) correspond au signal dérivé en sortie de la cellule cascadée précédente c-1. Pour la première cellule, Der(k, c-1) = dM(k).

Der(k-1, c) correspond au signal dérivé en sortie de la cellule c à l'itération précédente k-1, stocké en mémoire.

Le signal en sortie de la dernière cellule Der(k, c) est le signal dérivé Der(k).

Af (k) est le paramètre qui règle la force du filtre. Ce paramètre varie entre les valeurs zéro et un. La valeur 0 correspond à une absence de filtrage, et la valeur 1 correspond à une limite (à ne pas atteindre) pour un filtrage très important.

Suivant un mode de réalisation préférentiel :

- les cellules récursives de dérivée 43 sont identiques aux cellules récursives 41 du filtre appliqué au signal de mesure ;

- on applique le même paramètre de force Af (k) = Af(k) ;

- trois cellules récursives de dérivée 43 sont implémentées.

Dans ces conditions, on implémente donc la fonction de filtrage adaptative de dérivée suivante :

Der(k, 1) = (1-Af (k)) * dM(k) + Af (k) * Der(k-1, 1);

Der(k, 2) = (1-Af (k)) * Der(k, 1) + Af (k) * Der(k-1, 2);

Der(k) = (1-Af (k)) * Der(k, 2) + Af (k) * Der(k-l); (Eq. 7) avec Af(k) = Af(k) .

Le signal dérivé Der(k) est utilisé pour compenser le retard introduit par le filtre appliqué au signal de mesure.

Pour cela, le signal dérivé Der(k) est combiné au signal filtré Mo(k) pour produire un signal compensé Moc(k) comme suit :

Moc(k) = Mo(k) + Der(k) * Da(k) (Eq. 8)

Le second signal filtré Moc(k) correspond au signal de sortie du filtre. Le paramètre d'anticipation Da(k) est calculé en fonction du paramètre de force Af(k) comme suit :

Da(k) = Sm * OF * ( 1 / (1 - Af(k)) - 1 ) . (Eq. 9)

La constant OF est représentative de l'ordre du filtre. Dans le mode de réalisation présenté, on utilise OF = 3.

La constante Sm permet de régler la compensation dynamique du filtre.

Une augmentation de Sm sur-accentue la réponse transitoire. Dans le mode de réalisation présenté, on utilise Sm = 0,7.

Le paramètre de force Af(k) à l'instant k est déterminé en prenant en compte le signal filtré Mo(k-l) à l'instant précédent k-1 (ou le signal de mesure Mi ou le signal compensé Moc) et un niveau de bruit mesuré. Il permet ainsi d'adapter le filtrage au niveau de bruit ou au rapport signal sur bruit à l'instant k considéré.

Plus précisément, ce paramètre de force Af(k) est choisi comme étant la valeur maximale entre un paramètre de force de distance Az(k) dépendant du signal filtré Mo(k-l) issu de l'itération précédente à l'instant k-1 et un paramètre de force de bruit Afem(k) dépendant d'une mesure de bruit :

Af(k) = Max {Afz(k) ; Afem(k)}, (Eq. 10) ou, selon une formulation équivalente,

Af(k) = 1 - Min { (1 - Afz(k)) ; (1- Afem(k)) }. (Eq. 11)

Les fonctions Max{} et Min{} produisent respectivement les valeurs maximales et minimales.

Le paramètre de force de bruit Afem(k) dépendant d'une mesure de bruit est calculé à partir de mesures de bruit Br(k) et d'un paramètre d'objectif de bruit réduit Ob :

Afem(k) = Max { 1 - Rt_i ( Ob / P(Br(k)) ) ; 0}. (Eq. 12)

Le paramètre Ob est une valeur objective constante, à atteindre après filtrage. La mesure de bruit Br(k) est le niveau ou l'amplitude du bruit, par exemple un bruit de battement due à des perturbations électromagnétiques, détecté à l'instant k. la fonction P() est un polynôme (par exemple d'ordre 3), avec saturation. Rt_i() est la fonction racine d'ordre i, soit la racine cubique dans le mode de réalisation présenté.

La mesure de bruit Br étant effectuée en général sur l'ensemble de l'interface de commande, le paramètre de force de bruit Afem est identique pour le filtrage de tous les signaux de mesure Mi.

Le paramètre de force de distance Afz(k) est calculé par la relation suivante :

Afz(k) = Max { 1 - Rt_i ( Ft * Μοζ ^Λ 2 / Mo(k) ^A 2 ) ; 0}. (Eq. 13) Moz la valeur en l'absence d'objet 11 de la variable mesurée à l'entrée. II s'agit d'une valeur pré-déterminée.

Ft est le niveau de filtrage souhaité pour un objet d'intérêt 11 éloigné des capteurs 13 mais à une distance où il est encore détectable. Par exemple une valeur Ft = 0,01 permet d'assurer une amélioration de 40dB sur les bruits rapides pour la distance Z maximale recherchée, ce qui fait une amélioration similaire sur un bruit de battement EMI (à bande étroite), ou de 10,5 dB sur un spectre de bruit blanc, dans le cas d'un filtre d'ordre 3 avec les valeurs exposées. Dans le mode de réalisation présenté jusqu'à présent, les calculs de filtrage sont effectués de manière indépendante pour les mesures issues d'électrodes 13 distinctes.

Suivant une variante de mode de réalisation, pour éviter les distorsions en présence de déplacements rapides d'objets de commande 11 au-dessus de l'interface, on utilise pour le filtrage des signaux de mesure Mi issus d'un ensemble d'électrodes 13 correspondant à une partie ou à la totalité de l'interface de commande 12 le même premier paramètre de force Afz(k).

Dans ce mode de réalisation, lorsque la variation temporelle (donnée par exemple par l'amplitude du signal de variation dM ou du signal dérivé Der) d'au moins un signal de mesure issu d'une des électrodes de mesure 13 considérées est supérieure à un seuil prédéterminé (appliqué avec une hystérésis) :

- On détermine, parmi les paramètres de force de distance Afz(k) calculés pour les électrodes de mesure 13 considérées, le paramètre de force de distance Afz_m(k) qui produit la plus faible force de filtrage, c'est-à-dire celui pour lequel le terme (1- Afz(k)) est le plus grand ;

- on applique pour le filtrage des signaux de mesure Mi de l'ensemble d'électrodes de mesure 13 considérées ce paramètre de force de distance Afz_m(k).

Dans ce cas, et dans la mesure où le paramètre de force de bruit Afem est commun à tous les signaux de mesure, le paramètre de force utilisé pour le filtrage de tous les signaux de mesures de l'ensemble considéré est identique et correspond à :

Af (k) = 1 - Min { (1 - Afz_m(k)) ; (1- Afem(k)) }. (Eq. 14)

Suivant une autre variante de mode de réalisation, on utilise pour le filtrage des signaux de mesure Mi issus d'un ensemble d'électrodes 13 correspondant à une partie ou à la totalité de l'interface de commande 12 le même paramètre de force Af(k) tel que calculé par l'Eq. 14, en utilisant le paramètre de force Afz_m(k) qui produit la plus faible force de filtrage parmi les signaux de mesure considérés, dans tous les cas.

Suivant des variantes de modes d'implémentation, il est possible de mettre en œuvre des paramètres de force Af différents pour les cellules récursives de filtrage 41 et les cellules récursives de filtrage de dérivée 43. Par exemple :

- on peut mettre en œuvre un premier paramètre de force Af pour les cellules récursives de filtrage 41 et un second paramètre de force Af pour les cellules récursives de dérivée 43 ;

- on peut mettre en œuvre un paramètre de force Af différent pour au moins une partie des cellules récursives de filtrage 41 et/ou au moins une partie des cellules récursives de dérivée 43 ;

Ces paramètres de force Af différents peuvent être calculés par exemple en appliquant des coefficients ou des paramètres prédéterminés différents. Il est ainsi possible par exemple de moduler la fonction de transfert du filtre réalisé pour obtenir une forme particulière.

La Fig. 5 présente des exemples de fonctions de transfert en fréquence de filtres passe-bas selon l'invention, pour des cas en l'absence de perturbation électromagnétique, ou du moins lorsque le paramètre de force de bruit Afem n'est pas dominant pour le calcul du paramètre de force Af. La courbe 53 représente le cas d'une électrode de mesure 13 détectant un objet 11 lointain ou absent, pour lequel le signal de mesure Mi est maximal (Mi = 1). Dans ce cas le filtrage est maximum . La courbe 51 représente le cas d'une électrode de mesure 13 détectant un objet 11 proche de la surface de l'interface 12, qui correspond dans le mode de réalisation présenté à Mi < 0.33. Dans ce cas, il n'y a plus de filtrage appliqué, ce qui correspond à une fonction de transfert de filtrage égale à 1 pour toutes les fréquences. Pour les positions intermédiaires (courbe 52), les fonctions de transfert de filtrage présentent des fréquences de coupure de plus en plus élevées à mesure que l'objet 11 détecté se rapproche de la surface de l'interface de commande 12.

La Fig. 6 présente des exemples de fonctions de transfert en fréquence de filtre passe-bas selon l'invention, pour des cas avec un objet 11 proche de l'interface de commande 12. Ces courbes correspondent dans le mode de réalisation présenté à Mi < 0.33. Les fonctions de transfert sont présentées pour différents niveaux de perturbations électromagnétiques. Pour des niveaux de perturbation faibles (courbe 61), il n'y a plus de filtrage appliqué, ce qui correspond à une fonction de transfert de filtrage égale à 1 pour toutes les fréquences. Quand le niveau de perturbation électromagnétique détecté augmente (courbes 62 puis courbe 63), les fonctions de transfert de filtrage présentent des fréquences de coupure de plus en plus basses, de sorte à augmenter l'efficacité du filtrage. La courbe 63 correspond à une réduction de bruit électromagnétique par 50 quand il est situé aux plus hautes fréquences détectées.

Bien sûr, l'invention n'est pas limitée aux exemples qui viennent d'être décrits et de nombreux aménagements peuvent être apportés à ces exemples sans sortir du cadre de l'invention.