Schaltungsanordnung und Verfahren zum Auslesen eines Sensors mit einem Sigma-Delta-Wandler

Technisches Anwendungsgebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Auslesen eines Sensors, die einen Sigma-Delta-Wandler mit zumindest einem Schleifenfilter, einem Quantisierer und einem Rückkopplungszweig umfasst, wobei sich in Abhängigkeit von einer auf den Sensor wirkenden Messgröße eine messbare elektrische Eigenschaft des Sensors ändert und der Sensor zwischen dem Rückkopplungszweig und dem Schleifenfilter derart verschaltet ist, dass Rückkopplungssignale des Sigma-Delta-Wandlers im zeitlichen Mittel die Wirkung der Messgröße auf den Sensor kompensieren. Die Erfindung betrifft auch ein zugehöriges Verfahren zum Auslesen eines Sensors unter Einsatz eines Sigma-Delta-Wandlers.

Der Einsatz von Sensoren spielt heutzutage in allen Bereichen der Technik eine große Rolle. Ein sehr wichtiger Bereich der Sensorik betrifft die Messung von Beschleunigungen, die auf einen Körper wirken. Ein bekanntes Beispiel hierfür sind Airbag-Beschleunigungs- sensoren. Diese messen die Beschleunigung während eines Aufpralles und liefern damit die Entscheidungsgrundlage für das Zünden der Airbags . Ein weiteres Beispiel ist das Inertiale NävigationsSystem (INS) , das auf Basis von Beschleunigungsdaten und mit Hilfe von GPS (GPS: Global Positioning System) die Position und Rotation eines Objektes bestimmt. Auch bei der Transportüber-

wachung und beim so genannten Body Monitoring sind Beschleunigungssensoren unabdingbar .

Beschleunigungssensoren nutzen die Wirkung der Beschleunigung auf eine Testmasse für die Bestimmung der Beschleunigung. Dabei nimmt die Klasse der Feder- Masse-Sensoren, bei denen die Auslenkung einer elastisch aufgehängten Testmasse bestimmt wird, den- größten Anteil ein. Die Testmasse stellt hierbei zumindest eine Platte oder Elektrode einer Kondensatoranordnung dar, die sich relativ zu ein oder mehreren stationären Platten oder Elektroden der Kondensatoranordnung bewegen kann. Eine Auslenkung der Testmasse wird dabei über eine änderung der Kapazität dieser Kondensatoranordnung erfasst. Derartige Beschleunigungssensoren sind häufig in mikromechanischer Bauweise ausgeführt, wobei die einzelnen Elektroden der Kondensatoranordnung beispielsweise durch kammartig ineinander greifende Strukturen realisiert sein können. Als weitere bekannte Klasse von Beschleunigungssensoren sind die in Resonanz befindlichen Systeme zu nennen, die als Beschleunigungsmaß eine änderung der Resonanzfrequenz liefern.

Bei kommerziell erhältlichen Sensorsystemen, die in der Regel das Auslenkungsprinzip nutzen, erfolgt die Datenverarbeitung seriell . Der Sensor wandelt die zu messende Größe meist über eine Zwischengröße in ein elektrisches Signal . Das elektrische Signal wird dann in einem weiteren Schritt digitalisiert. Dadurch überlagern sich jedoch die Nichtidealitäten der Einzelsysteme und die Gesamtperformance _. des Systems wird durch das schlechteste Einzelsystem dominiert .

Aus dem Bereich der Forschung ist es neben dieser seriellen Verarbeitung auch bekannt, den Sensor in die Regelungsschleife eines Sigma-Delta-Wandlers einzu- binden. Dadurch lassen sich die Gesamteigenschaften des Systems, beispielsweise die Signalbandbreite, stark verbessern. Ein Beispiel für eine derartige Schaltungs'- anordnung zeigen M. Lemkin et al . , „A Three-Axis Micromachined Accelerometer with a CMOS Position-Sense Interface and Digital Offset-Trim Electronics", IEEE

Journal of Solid State Circuits, Vol. 34, No. 4, April 1999, Seiten 456-468. Bei der dort gezeigten gattungsgemäßen Schaltungsanordnung wird ein zeitdiskreter Sigma-Delta-Modulator eingesetzt. Zeitdiskrete Modula- toren lassen sich besonders einfach mit kapazitiven Sensoren kombinieren, da sie mit der so genannten Schalter-Kondensator-Technik (SC-Technik) arbeiten. Dabei kann der Sensor eine der vorhandenen festen Kapazitäten eines derartigen Modulators ersetzen. Durch die aktive Rückkopplung in der Schaltungsanordnung wird eine Linearisierung des Sensors erreicht . Die Auslenkung der Testmasse des Sensors durch die Messgröße wird durch diese Rückkopplung im Mittel kompensiert, so dass der Sensor im Idealfall ein verschwindendes Differenz- signal als Eingangssignal erfährt. Das Ausgangssignal des Sigma-Delta-Wandlers stellt somit in digitalisierter Form ein Maß für die Kraft dar, die erforderlich ist, um die Auslenkung der Testmasse durch die einwirkende Beschleunigung zu verhindern.

Einen wichtigen Gesichtspunkt beim Einsatz von Sensorsystemen stellt der Leistungsverbrauch dar. So ist eine möglichst lange Verfügbarkeit ohne externe

Energiezufuhr gerade im mobilen Bereich, beispielsweise beim Einsatz im Bereich des Body Monitoring, von großer Bedeutung .

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Schaltungsanordnung sowie ein Verfahren zum Auslesen eines Sensors, insbesondere eines kapazitiven Sensors, anzugeben, die einen gegenüber bekannten Lösungen verringerten Leistungsverbrauch ermöglichen.

Darstellung der Erfindung

Die Aufgabe wird mit der Schaltungsanordnung sowie dem Verfahren gemäß den Patentansprüchen 1 und 11 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Schaltungs- anordnung sowie des Verfahrens sind Gegenstand der Unteransprüche oder lassen sich der nachfolgenden Beschreibung sowie den Ausführungsbeispielen entnehmen.

Die vorliegende Schaltungsanordnung weist in bekannter Weise einen Sigma-Delta-Wandler mit zumindest einem Schleifenfilter, einem Quantisierer und einem Rückkopplungszweig auf, wobei sich in Abhängigkeit von einer auf den Sensor wirkenden Messgröße eine messbare elektrische Eigenschaft des Sensors ändert. Der Sensor ist zwischen dem Rückkopplungszweig und dem Schleifenfilter derart verschaltet, dass RückkopplungsSignale des Sigma-Delta-Wandlers im zeitlichen Mittel die Wirkung der Messgröße auf den Sensor kompensieren. Die vorliegende Schaltungsanordnung zeichnet sich dadurch aus, dass kein zeitdiskreter, sondern ein zeit- _ kontinuierlicher Sigma-Delta-Wandler eingesetzt wird. Durch den Einsatz eines zeitkontinuierlichen Sigma- Delta-Wandlers in der Schaltungsanordnung ist zwar eine

geeignete Auswerteschnittstelle zwischen dem Sensor und dem Schleifenfilter erforderlich, die die durch die Messgröße beeinflusste elektrische Eigenschaft des Sensors in ein elektrisches Sensorsignal wandelt. Der Leistungsverbrauch der hierfür erforderlichen zusätzlichen elektrischen Komponenten wird jedoch durch den reduzierten Leistungsverbrauch des zeitkontinuierlichen Sigma-Delta-Wandlers im Vergleich zu einer Schaltungs- anordnung mit einem zeitdiskreten Sigma-Delta-Wandler mehr als kompensiert. Durch die Verwendung zeitkontinuierlicher Signale können die im Sigma-Delta-Wandler eingesetzten Operationsverstärker eine bis zu einem Faktor 10 geringere Bandbreite aufweisen als bei Verwendung zeitdiskreter Signale, woraus ein bis zu einem Faktor 10 geringerer Stromverbrauch resultiert. Dies führt zu einem drastisch reduzierten Energieverbrauch, der gerade in dem stark wachsenden Markt der mobilen Sensorik von erheblichem Vorteil ist. Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Schaltungsanordnung sowie des zugehörigen Verfahrens besteht darin, dass zeitkontinuierliche Sigma-Delta-Wandler einen impliziten Antialiasing-Filter besitzen, der Frequenzen oberhalb der halben Signalfrequenz (fs/2) filtert. Diese Eigenschaft reduziert den Schaltungsaufwand, die Kosten sowie zusätzlich den erforderlichen Stromverbrauch einer derartigen Schaltungsanordnung.

Die vorliegende Schaltungsanordnung sowie das zugehörige Verfahren lassen sich insbesondere mit kapazitiven Sensoren, beispielsweise mit kapazitiven

Beschleunigungs- oder Drehratensensoren, einsetzen. Die Schaltungsanordnung und das Verfahren sind jedoch auch zum Auslesen von Sensoren geeignet, die mit anderen

Messprinzipien arbeiten, solange die durch die Messgröße auf den Sensor ausgeübte Wirkung durch ein geeignetes elektrisches Rückkopplungssignal kompensierbar ist .

Im Rückkopplungszweig der vorliegenden Schaltungsanordnung wird ein Digital-Analog-Wandler eingesetzt, der die digitalisierten RückkopplungsSignale in analoge Ladungs- oder SpannungsSignale wandelt. Hierbei kann es sich um einen 1 Bit Digital-Analog-Wandler oder um einen Multibit Digital-Analog-Wandler, beispielsweise einen 2-4 Bit Wandler, handeln. Die Multibit-Wandlung ist für Sensoren geeignet, die mehrere Kondensatorplatten bzw. Elektroden zur Kompensation bzw. Rück- kopplung nutzen. Die Dimensionen der einzelnen Platten des Sensors müssen hierbei gleich groß sein, um eine lineare Rückkopplung zu erreichen.

Durch die Verwendung spezieller Schleifenfilter wird die durch den Sensor vorgegebene Resonanzfrequenz entweder zu höheren Frequenzen verschoben oder vollständig kompensiert. Die Verschiebung zu höheren Frequenzen wird durch den integrierenden Anteil in den ein oder mehreren Schleifenfiltern, insbesondere durch die große Verstärkung des Integrators für kleine Frequenzen, erreicht. Dadurch erweitert sich der nutzbare Signalbereich des Sensors bei einer PI- Regelung. In gleicher Weise lässt sich durch eine geeignete Filterstruktur ein PID-Regler realisieren. Durch Verwendung eines differenzierenden Anteils und einer großen Schleifenverstärkung kann in diesem Fall die Resonanz vollständig kompensiert werden.

In einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung der vorliegenden Schaltungsanordnung sowie des zugehörigen Verfahrens wird ein zeitkontinuierlicher Bandpass Sigma-Delta-Wandler eingesetzt. Ein derartiger Wandler reduziert zusätzlich in signifikanter Weise die

Anforderungen an die verwendeten Operationsverstärker. Durch eine Modulation des vom Sensor erhaltenen Sensorsignals zu höheren Frequenzen können Nichtidealitäten des Sigma-Delta-Wandlers bzw. dessen elektrischer Bauteile umgangen werden. Die modulierten Signale werden durch den Bandpass Sigma-Delta-Wandler gefiltert. Damit das ganze System funktioniert, müssen die Rückkopplungssignale wieder auf die richtige Frequenz heruntergemischt werden, um das Eingangssignal des Sensors kompensieren zu können. Hierfür ist ein geeigneter Mischer im Rückkopplungszweig vorgesehen. Die Modulation zu höheren Frequenzen erfolgt bei Einsatz kapazitiver Sensoren automatisch, wenn diese in bekannter Weise über Anlegen einer geeigneten Wechsel- Spannung ausgelesen werden.

In einer weiteren sehr vorteilhaften Ausgestaltung der Schaltungsanordnung sowie des Verfahrens wird ebenfalls ein Bandpass Sigma-Delta-Wandler eingesetzt. Auch in dieser Anordnung erfolgt eine Modulation des Sensorsignals zu höheren Frequenzen, für die der Bandpass durchlässig ist. Die modulierten Signale werden dann jedoch durch Sub-Nyquist-Sampling während des Abtast-Prozesses wieder heruntergemischt und damit in situ die Abtastrate reduziert. Dadurch lässt sich die Leistung im Digital-Analog-Wandler, im Analog- Digital-Wandler wie auch im gesamten digitalen Bereich der Schaltungsanordnung reduzieren, da diese

Komponenten bei einer niedrigeren Frequenz arbeiten können. Mit dieser Ausgestaltung werden damit der schaltungstechnische Aufwand und die Leistungsaufnahme und somit der Leistungsverbrauch nochmals deutlich reduziert .

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die vorliegende Schaltungsanordnung sowie das zugehörige Verfahren werden nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungen nochmals kurz erläutert. Hierbei zeigen:

Fig. 1 schematisch ein Modell der vorliegenden

Schaltungsanordnung;

Fig. 2 ein Beispiel für ein nutzbares Spektrum eines Beschleunigungssensors in der vorliegenden Schaltungsanordnung;

Fig. 3 ein weiteres Beispiel für ein nutzbares

Spektrum eines Beschleunigungssensors in der vorliegenden Vorrichtung;

Fig. 4 zwei Beispiele für eine Auswerte- Schaltung in der vorliegenden

Schaltungsanordnung;

Fig. 5 zwei Beispiele für die Rückkopplung in der vorliegenden Schaltungsanordnung;

Fig. 6 eine Darstellung zur Veranschaulichung der Betriebsweise der vorliegenden

Schaltungsanordnung mit einem Bandpass Sigma-Delta-Wandler; und

Fig. 7 ein Beispiel für die Unterdrückung 5 unerwünschter Signale bei Einsatz eines

Bandpass Sigma-Delta-Wandlers mit Sub- Nyquist-Sampling in der vorliegenden Schaltungsanordnung .

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Wege zur Ausführung der Erfindung

Fig. 1 zeigt beispielhaft ein Modell eines 1 Bit Sigma-Delta-Wandlers, bei dem zwischen dem Rückkopplungszweig und dem Schleifenfilter oder Integrator

15 ein kapazitiver Beschleunigungssensor 1 geschaltet ist. Der Sensor 1 weist in bekannter Weise eine elastisch aufgehängte Testmasse auf, die bei einer einwirkenden Kraft F _1N ihre Lage ändert und damit zu einer änderung der Kapazität des Sensors 1 führt . Das elektrische

20 Sensorsignal wird durch eine Auswerteschaltung 2 erzeugt, die die Auslenkung der Testmasse in ein geeignetes SpannungsSignal wandelt. Durch den integrierenden Anteil in der Filterstruktur 3 des zeitkontinuierlichen Sigma-Delta-Wandlers erfolgt eine

25 Verschiebung des Sensorsignals zu höheren Frequenzen. Das Signal wird über den Quantisierer 4 digitalisiert und am Ausgang als digitales Wort bereitgestellt. Durch die Rückkopplung über den Digital-Analog-Wandler 5, die Umsetzung der RückkopplungsSignale in einer geeigneten

3.0.. Kompensationsschaltung,.6. und die Addition, mit dem..

Eingangssignal, angedeutet durch den Addierer 7, wird die Wirkung der auf den Sensor 1 einwirkenden Kraft F _1N im Mittel kompensiert, so dass der Sensor 1 im Ideal-

fall ein verschwindendes Differenzsignal erfährt. Durch diese Kompensation wird eine vorteilhafte Linearisierung des Sensors erreicht.

Durch die Verwendung spezieller Filterstrukturen 3 kann sowohl eine PI- als auch eine PID-Regelung durchgeführt werden. Im ersten Fall wird durch die große Verstärkung des Integrators der Filterstruktur für kleine Frequenzen die Resonanzfrequenz f _res des Sensors zu höheren Frequenzen verschoben. Dadurch erweitert sich der nutzbare Signalbereich f _s des Sensors 1, wie dies auch in der Figur 2 zu erkennen ist, in der gestrichelt die ursprüngliche Resonanzfrequenz f _res des Sensors angedeutet ist. Das mechanische System ist in diesem Falle überkritisch gedämpft, um zusätzliche Limitcycles zu unterdrücken. Die effektive Bandbreite konnte in diesem Beispiel durch Wahl geeigneter Filterkoeffizienten um einen Faktor 5 erhöht werden.

Durch Verwendung eines differenzierenden Anteils und einer großen Schleifenverstärkung durch geeignete Wahl der Filterstruktur 3 wird eine vollständige Kompensation der Resonanz erreicht (PID-Regelung) . Der differenzierende Anteil erzeugt eine Phasenrückdrehung um 90°, welche genutzt werden kann, um das System zu stabilisieren. Dadurch verschwindet die Resonanz vollständig und das typische Noise-Shaping-Verhalten eines Sigma-Delta-Wandlers kommt zum Vorschein, wie dies in Fig. 3 zu erkennen ist.

Durch die Verwendung eines zeitkontinuierlichen Sigma-Delta-Wandlers kann in der vorliegenden

Schaltungsanordnung die Leistungsaufnahme in signifikanter Weise reduziert werden. Dies ist möglich, da die bei zeitkontinuierlichen Sigma-Delta-Wandlern zum Einsatz kommende Integratortechnik, wie z.B. RC- Technik, GmC, etc., geringere Bandbreiten für die Operationsverstärker fordert. Demgegenüber muss die Bandbreite und Anstiegsrate der Operationsverstärker bei Einsatz zeitdiskreter Sigma-Delta-Wandler mit SC- Technik sehr groß sein, um den Spannungsspitzen am Eingang folgen zu können. Diese Spitzen entstehen durch das Umladen der Ladungen in den geschalteten Kapazitäten. Der Einsatz von Operationsverstärkern mit sehr großer Bandbreite und Anstiegsrate führt jedoch zu einem deutlich erhöhten Leistungsverbrauch, der bei der vorliegenden Schaltungsanordnung vermieden wird.

Für die zeitkontinuierliche Auswerteschaltung 2 können unterschiedliche Techniken eingesetzt werden. Fig. 4 zeigt in den Teilabbildüngen a) und b) zwei Beispiele für derartige Auswerteschaltungen 2.

Das Beispiel der Fig. 4a) basiert auf dem Abgreifen des Sensorsignals von der Mittenelektrode des Sensors 1, der durch die beiden veränderlichen Kondensatoren dargestellt ist. Diese Ausgestaltung bietet den Vorteil, dass nur ein Verstärker 9 für die Auswerteschaltung benötigt wird. Allerdings ist die Erzeugung des Modulationssignals durch die beiden Wechselspannungsquellen 8 kompliziert, da dieses um 180° verschoben sein muss. Weiterhin dürfen durch die Rückkopplung keine zusätzlichen Signale auf die Mittenelektrode des Sensors 1 übertragen werden.

Aus diesem Grund wird ein differentieller Aufbau bevorzugt, wie er in der Fig. 4b) dargestellt ist. Diese Ausgestaltung benötigt nur eine Wechsel- Spannungsquelle 8, die mit der Mittenelektrode des Sensors 1 verbunden ist. Das Sensorsignal wird über die beiden äußeren Elektroden des Sensors 1 mit einem Differenzverstärker 9 abgegriffen.

Als dritte Alternative kann für jede Kapazität des Sensors 1 auch ein eigener Verstärker gewählt werden. Dies führt jedoch zu einer großen Anzahl von

Verstärkern und damit zu einer Vergrößerung der Fläche und des Stromverbrauches für die Schaltungsanordnung.

Die Rückkopplung erfolgt kapazitiv über ein pulsweitenmoduliertes Signal, ein 1 Bit- oder Multibit Spannungssignal oder ein 1 Bit- oder Multibit- Ladungssignal . Die Multibit-Rückkopplung kann entweder durch einen speziellen Digital-Analog-Wandler 5b erreicht werden, der eine implizite Linearisierung der Rückkopplungskraft durchführt, oder durch die

Verwendung von mehreren Rückkopplungselektroden am Sensor 1, wie dies in der Fig. 5a) dargestellt ist. Diese Figur zeigt einen Multibit Digital-Analog-Wandler 5a, der auf mehrere Elektroden eines entsprechend ausgestalteten Sensors 1 zur Kompensation der

Auslenkung der Testmasse wirkt. Fig. 5b) zeigt einen Multibit-Digital-Analog-Wandler 5b, in dem bereits eine implizite Linearisierung der Rückkopplungskraft durchgeführt wird. Dieser Wandler erzeugt ein Rückkopplungssignal, das nur auf eine Elektrode des Sensors 1 wirkt .

Fig. 6 zeigt schließlich eine Darstellung, die die Wirkung eines Bandpass Sigma-Delta-Wandlers in der vorliegenden Schaltungsanordnung veranschaulicht. Während des Auslesevorgangs werden hierbei die Sensorsignale zu höheren Frequenzen moduliert. Dies ist im linken Teil der Fig. 6 dargestellt, in der mit UDCI/DC2 die Rückkopplungssignale und mit U _ACI / _A C2 die Modulationssignale zum Auslesen des Sensors 1 angegeben sind. Bei den Modulationssignalen handelt es sich in diesem Beispiel um die WechselSpannung der ein oder mehreren Wechselspannungsquellen 8 der Auswerte- Schaltung 2, wie sie in der Fig. 5 beispielhaft dargestellt ist . Durch diese Modulation zu höheren Frequenzen können Nichtidealitäten des Sigma-Delta- Wandlers bzw. dessen passiver und aktiver Komponenten, die sich als spektrale Anteile bei Gleichstrom darstellen, umgangen werden. Die modulierten Signale werden durch den Bandpass des Sigma-Delta-Wandlers gefiltert, wie dies im rechten Teil der Fig. 6 veranschaulicht ist, in dem f _x die Signalfrequenz, f _mod die Modulationsfrequenz und ffeedback die Frequenz der RückkopplungssignaIe repräsentiert, mit der der Modulator versucht, die Auslenkung der Testmasse zu kompensieren. Die Rückkopplungssignale müssen hierbei wieder auf die ursprüngliche Frequenz heruntergemischt werden, um das Eingangssignal kompensieren zu können.

Fig. 7 zeigt schließlich die Wirkung einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Schaltungs- anordnung, bei der die Möglichkeit der Unterabtastung bei zeitkontinuierlichen Bandpass Sigma-Delta-Wandlern genutzt wird. Auch hier werden wie beim soeben beschriebenen Bandpass Sigma-Delta-Wandler während des

Auslesevorgangs die Signale zu höheren Frequenzen moduliert, um Nichtidealitäten des Sigma-Delta-Wandlers zu umgehen. Die modulierten Signale werden aber dann durch Sub-Nyquist-Sampling während des Sample-Prozesses wieder heruntergemischt und damit in situ die

Abtastrate reduziert. Die eingesetzten Analog-Digigal- bzw. Digital-Analog-Wandler sowie andere digitale Komponenten können damit bei einer niedrigen Frequenz arbeiten. In der Fig. 7 sind hierbei die durch den Bandpass-Filter unterdrückten unerwünschten Signale in schraffierter Form dargestellt. Das nicht schraffierte erwünschte Signal zwischen 2f _s und 3f _s wird durch den Filter hingegen nicht beeinflusst . Durch die Unterabtastung wird dieses Signal ins Basisband gefaltet . Dies ist durch periodische Wiederholung des Signals in der Fig. 7 angedeutet.

Bezugszeichenliste

1 Kapazitiver Beschleunigungssensor 2 Auswerteschaltung

3 Filterstruktur

4 Quantisierer

5 Digital-Analog-Wandler

5a Multibit Digital-Analog-Wandler 5b Multibit Digital-Analog-Wandler mit impliziter Linearisierung

6 Kompensationsschaltung

7 Addierer

8 Wechselspannungsquelle 9 Verstärker