Hochdruck-Gasentladungslampen unterscheiden sich von Niederdruck- Gasentladungslampen unter anderem dadurch, daß sie höhere Zündspannungen benötigen und sich ihre Farbtemperatur mit der jeweils zugeführten Lampenleistung ändert. Die letztgenannte Eigenschaft hat zur Folge, daß Hochdruck- Gasentladungslampen nur schwer oder nicht dimmbar sind. Vielmehr muß zur Erhaltung der Farbtemperatur der Hochdruck-Gasentladungslampe die der jeweiligen Lampe zugeführte Energie durch eine entsprechende Regelung konstant gehalten werden. Ein elektronisches Vorschaltgerät für Hochdruck-Gasentladungslampen muß demnach zum einen eine hohe Zündspannung erzeugen und zum anderen die Möglichkeit bieten, die der Lampe zugeführte Leistung konstant zu halten.

Bekannte elektronische Vorschaltgeräte für Hochdruck-Gasentladungslampen basieren auf einer Vollbrückenschaltung, die vier steuerbare elektronische Schalter umfaßt.

Dieses Prinzip soll nachfolgend anhand Fig. 4 erläutert werden, wobei die in Fig. 4 gezeigte Schaltung beispielsweise aus der WO-A-86/04752 bekannt ist.

Wie bereits erwähnt worden ist, umfaßt diese bekannte Schaltung zum Ansteuern einer Gasentladungslampe EL, insbesondere einer Hochdruck-Gasentladungslampe, eine Vollbrücke mit vier steuerbaren Schaltern S 1-S4, die gemäß der zuvor genannten Druckschrift insbesondere durch Bipolartransistoren gebildet sind. In dem Brückenzweig dieser Vollbrücke ist ein Serienresonanzkreis bestehend aus einer Spule Ll und einem Kondensator Cl geschaltet, wobei die anzusteuernde Gasentladungslampe EL parallel zu dem Kondensator Cl angeordnet ist. Die Vollbrücke wird mit einer Gleichspannung Uo gespeist. Zu den Schaltern bzw. Transistoren S l-S4 sind Freilaufdioden parallel geschaltet, die jedoch der Einfachheit halber in Fig. 4 nicht dargestellt sind. Zum Betreiben der Gasentladungslampe EL wird in der WO-A- 86/04752 vorgeschlagen, während einer ersten Betriebsphase den Schalter S4 zu schließen und die Schalter S2 und S3 zu öffnen. Des weiteren wird während dieser ersten Betriebsphase der Schalter S l mit einer hohen Taktfrequenz abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Während der Einschaltdauer des Schalters Sl fließt ein Gleichstrom über den Schalter S l, die Spule bzw. Drossel LI, die Gasentladungslampe EL und den

während dieser Betriebsphase stets geschlossenen Schalter S4. Durch Öffnen des Transistors Sl wird der Stromfluß unterbrochen und die in der Spule Ll durch den Stromfluß zuvor aufgebaute magnetische Energie in elektrische Energie umgesetzt, die eine Gegenspannung liefert, welche bis zum nächsten Einschaltzeitpunkt des Schalters Sl den Stromfluß durch die Gasentladungslampe EL in gleicher Richtung aufrecht erhält, wobei die in der Spule Ll gespeicherte Energie abgebaut wird. Durch erneutes Einschalten des Schalters S l wird erneut der zuvor beschriebene Stromkreis geschlossen, so daß sich der oben erwähnte Vorgang wiederholt. Während dieser ersten Betriebsphase, in der die Schalter S2 und S3 dauerhaft geöffnet und der Schalter S4 dauerhaft geschlossen ist und der Schalter S l hochfrequent abwechselnd geöffnet und geschlossen wird, wird die Gasentladungslampe EL stets in gleicher Richtung vom Strom durchflossen. Dies führt dazu, daß die Gasentladungslampe EL während ihres Betriebs weniger flackert und eine höhere Lichtausbeute möglich ist. Beim dauerhaften Betrieb mit der Gleichspannung Uo können sich jedoch im Elektrodenbereich der Gasentladungslampe EL Ablagerungen ansammeln, welche durch den stets in gleiche Richtung strömenden Elektronenfluß verursacht werden. Um diese Ablagerungen zu vermeiden, wird die Gasentladungslampe EL wiederholt niederfrequent umgepolt. Dies geschieht dadurch, daß während einer zweiten Betriebsphase nunmehr die Schalter bzw.

Transistoren SI und S4 dauerhaft geöffnet und der Schalter S3 dauerhaft geschlossen wird. Des weiteren wird während dieser zweiten Betriebsphase der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein-und ausgeschaltet, so daß sich im Prinzip dieselbe Betriebsweise wie während der zuvor beschriebenen ersten Betriebsphase einstellt, wobei jedoch während der zweiten Betriebsphase der Stromfluß durch die Gasentladungslampe EL umgekehrt ist.

Zusammenfassend kann demnach festgestellt werden, daß die in Fig. 4 gezeigt Vollbrücke im Prinzip mit der Gleichspannung Uo betrieben wird, wobei jedoch durch das niederfrequente Umpolen zwischen den Brückendiagonalen Sl-S4 bzw. S2-S3, d. h. durch das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden zuvor beschriebenen ersten und zweiten Betriebsphasen, der Gasentladungslampe EL und der Drossel L1 ein niederfrequenter Wechselstrom zugeführt wird, dessen Frequenz der Umpolfrequenz entspricht. Während der beiden Betriebsphasen wird entweder der Schalter S l oder der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein-und ausgeschaltet. Das Größenverhältnis zwischen der Taktfrequenz, mit der die Schalter S l bzw. S2 abwechselnd ein-und ausgeschaltet werden, und der deutlich niedrigeren Umpolfrequenz sollte möglichst groß gewählt werden, und kann beispielsweise 1000 : 1 betragen. Je größer dieses Verhältnis ist, umso kleiner kann die Drossel bzw. Spule L1 dimensioniert werden.

Aufgrund des-hochfrequenten Umschaltens der Schalter S l bzw. S2 wird ein entsprechend hochfrequenter Strom erzeugt, der durch die Drossel Ll fließt. Die zur

Begrenzung des Lampenstroms dienende Drossel kann daher kleiner dimensioniert werden als im Fall, wenn sie von einem niederfrequenten Strom durchflossen werden würde.

Das Zünden der in Fig. 4 gezeigten Gasentladungslampe EL erfolgt mit Hilfe des durch die Drossel L1 und den Kondensator Cl gebildeten Serienresonanzkreises, wobei zum Zünden ein Betrieb der Gasentladungslampe EL mit einer Frequenz erforderlich ist. die in der Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises liegt. Ist dies der Fall, tritt an der Gasentladungslampe EL eine Spannungsüberhöhung auf, die zum Zünden der Gasentladungslampe führt.

Aus der EP-A2-0740 492 ist eine ähnliche Schaltungsanordnung zum Zünden und Betreiben einer Gasentladungslampe, insbesondere einer Hochdruck- Gasentladungslampe, bekannt. Zum Zünden bzw. Betreiben der Gasentladungslampe wird in dieser Druckschrift vorgeschlagen, mit Hilfe einer entsprechenden Steuerschaltung die in den Brückendiagonalen angeordneten Schalter Sl, S4 bzw. S2, S3 der Vollbrücke während einer ersten Betriebsphase komplementär mit einer relativ hohen Frequenz zu steuern, bis die Gasentladungslampe zündet. Anschließend schaltet die Steuerschaltung in eine zweite Betriebsphase (Nominalbetriebsphase) um, in der die Steuerschaltung die Schalter S 1-S4 der Vollbrückenanordnung komplementär mit einer relativ niedrigen Frequenz ansteuert. Zudem wird gemäß dieser Druckschrift eine Regeleinrichtung verwendet, die ausgangsseitig über eine Kapazität mit der Vollbrücke derart gekoppelt ist, daß die Vollbrücke parallel zu der Kapazität angeordnet ist. Die Regeleinrichtung dient zudem zur Spannungsversorgung der Vollbrücke und regelt insbesondere die der Gasentladungslampe zugeführte Leistung. Zu diesem Zweck wird die an den Ausgangsklemmen der Regeleinrichtung anliegende Spannung sowie der augenblicklich fließende Strom gemessen, die entsprechenden Werte werden multipliziert und der gebildete Istwert als Istwert der Lampenleistung der Regeleinrichtung zugeführt. Die zuvor erwähnte Steuerschaltung ist mit der Regeleinrichtung verbunden und gibt den Sollwert der Ausgangsleistung der Regeleinrichtung vor. wobei die Steuerschaltung insbesondere während der oben beschriebenen ersten Betriebsphase (Anlaufbetriebsphase) den Sollwert anhebt, damit die Regeleinrichtung der Vollbrücke eine höhere Ausgangsleistung zuführen kann. Die Zündung der Gasentladungslampe kann durch eine Zündvorrichtung erfolgen, die mit der im Brückenzweig angeordneten Induktivität Ll gekoppelt ist. Alternativ kann die Gasentladungslampe durch Verwendung der in Fig. 4 gezeigten und der Gasentladungslampe EL parallel geschalteten Kapazität Cl gezündet werden die zusammen mit der Induktivität L l einen Serienresonanzkreis bildet.

Eine weitere Schaltungsanordnung zum Zünden und Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Metallhalogen-Hochdruck- Gasentladungslampen, die aus der GB-A-2319 677 bekannt ist, ist in Fig. 5 dargestellt.

Auch diese Schaltungsanordnung umfaßt vier zu einer Vollbrücke verschaltete steuerbare Schalter Sl-S4, die durch Bipolartransistoren oder Feldeffekttransistoren gebildet sein können. Im Brückenzweig dieser Vollbrückenscl1altung befindet sich eine Gasentladungslampe EL sowie ein durch eine Induktivität LI und eine Kapazität Cl gebildeter Serienresonanzkeris. Zum Starten. d. h. Zünden, der Gasentladungslampe EL wird die Vollbrücke mit Hilfe einer entsprechenden Steuerschaltullg, welche die einzelnen Schalter Sl-S4 über entsprechende Brückentreiber einzeln ansteuern kann, mit einer relativ hohen Frequenz betrieben, die im Bereich 20-40 kHz liegen kann.

Diese hohe Frequenz ist insbesondere derart gewählt, daß sie in der Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises, bestehend aus der Induktivität Ll und der Kapazität C1, liegt, so daß nach einer gewissen Zeit die Gasentladungslampe EL zündet. Das Zünden der Gasentladungslampe El kann beispielsweise durch Überwachen des Lampenstroms oder durch Überwachen der Lampenhelligkeit erfaßt werden. Sobald die Zündung der Gasentladungslampe EL erfaßt worden ist, wird die Vollbrücke auf eine niedrige Betriebsfrequenz, die insbesondere im Bereich 50-200 Hz liegen kann, umgeschaltet, um die Lampe zu betreiben. Wie Fig. 5 entnommen werden kann, umfaßt die aus dieser Druckschrift bekannte Schaltungsanordnung zudem einen als Zünd-oder Spartransformator bezeichneten Transformator, dessen Primärwicklung L2 in Serie mit der Kapazität Cl des Serienresonanzkreises angeordnet ist, während die Sekundärwicklung in Serie mit der Gasentladungslampe EL geschaltet ist. Dieser Transformator mit den Induktivitäten L2 und L3 dient dazu, bei Auftreten eines Stromflusses durch den Kondensator Cl (was insbesondere bei Anliegen der hohen Zündfrequenz der Fall ist) eine erhöhte Spannung in der Sekundärspule L3 zu erzeugen, die an die Gasentladungslampe EL angelegt wird. Auf diese Weise kann das Zünden sowie der Betrieb der Gasentladungslampe EL erleichtert werden.

Die in Fig. 5 gezeigte Schaltungsanordnung. bei der ein Spartransformator verwendet wird, dessen Primärwicklung L2 in Serie mit der Serienresonanzkreiskapazität Cl und dessen Sekundärwicklung L3 in Serie mit der Gasentladungslampe EL geschaltet ist, hat jedoch den Nachteil, daß auch ein durch die Vollbrücke fließender Rippelstrom hochtransformiert wird und dementsprechend den Lampenstrom negativ beeinflußt. Die aus der EP-A2-0740 492 bekannte Schaltungsanordnung, welche ebenfalls zuvor diskutiert worden ist, ermöglicht zwar eine Regelung bzw. Konstanthaltung der der Vollbrücke zugeführten Leistung, benötigt jedoch hierfür eine relativ grole Anzahl von Bauelementen, so daß die Schaltungsanordnung relativ komplex und teuer ist.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltungsanordnung zum Zünden bzw. Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Hochdruck-Gasentladungslampen, vorzuschlagen, welche die zuvor beschriebenen Probleme vermeidet. Insbesondere soll eine Schaltungsanordnung vorgeschlagen werden, die einerseits eine Konstanthaltung der der Lampe zugeführte Leistung ermöglicht, jedoch andererseits mit weniger Bauelementen als die aus der EP-A2-0740 492 bekannte Schaltungsanordnung auskommt und dementsprechend billiger zu realisieren ist. Darüber hinaus soll die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ein sicheres Zünden der Gasentladungslampe ermöglichen, weil insbesondere nach dem Zünden gewährleistet sein soll, daß der Lampenstrom nicht störend beeinflußt wird.

Die zuvor genannte Aufgabe wird gemäß der vorliegenden Erfindung durch eine Schaltungsanordnung mit Merkmalen der Ansprüche 1, 26 oder 29 gelöst. Die Unteransprüche beschreiben jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.

Gemäß Anspruch 1 wird die Gasentladungslampe analog zu dem bekannten Stand der Technik mit einer Vollbrückenschaltung derart betrieben, daß mit einer relativ niedrigen Frequenz zwischen den beiden Brückendiagonalen umgeschaltet wird, wobei jeweils die Schalter der einen Brückendiagonale ein-und die Schalter der anderen Brückendiagonale ausgeschaltet sind. Darüber hinaus wird zumindest ein Schalter der aktivierten Brückendiagonale mit einer relativ hohen Frequenz abwechselnd ein-und ausgeschaltet, wobei gemäß der vorliegenden Erfindung dieser hochfrequent geschaltete Schalter stets dann geschlossen wird, wenn der über den Brückenzweig der Vollbrücke fließende Zweigstrom ein Minimum, d. h. einen unteren Umkehrpunkt erreicht hat. Das Öffnen dieses hochfrequent geschalteten Schalters kann beliebig gewählt werden, wobei der Zeitpunkt des Öffnens insbesondere die der Gasentladungslampe zugeführte Leistung regelt. Das Einschalten des hochfrequent geschalteten Schalters im unteren Umkehrpunkt des über den Brückenzweig fließenden Stromes, der insbesondere in der Nähe des Stromwerts Null liegt, ermöglicht. daß der jeweils hochfrequent geschaltete Schalter geschont wird, da ihm zu diesem Zeitpunkt nahezu die Leistung Null zugeführt wird. Des weiteren können aufgrund dieser Maßnahme als steuerbare Schalter der Vollbrücke auch Feldeffekttransistoren mit integrierten Freilaufdioden verwendet werden, bei denen eine relativ lange Zeitspanne benötigt wird. um die Elektronen aus der Sperrschicht der jeweiligen Freilaufdiode auszuräumen. Derartige Feldeffekttransistoren sind jedoch bedeutend billiger als ebenfalls auf dem Markt erhältliche Feldeffekttransistoren mit relativ kurzen Ausräumzeiten, wie z. B. IGBTs. so daß die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit billigeren Bauelementen

auskommt. Entsprechend einer Weiterbildung der Erfindung kann das Absenken des im Brückenzweig fließenden Stromes teilweise beschleunigt werden, indem neben dem hochfrequent geschalteten Schalter auch der zweite Schalter der aktivierten Brückendiagonale nach einem vorgegebenen Zeitraum geöffnet wird.

Die Überwachung des im Brückenzweig der Vollbrücke fließenden Zweigstroms erfolgt insbesondere mit Hilfe einer in den Brückenzweig geschalteten Induktivität, die Bestandteil eines Serienresonanzkreises ist, der im Brückenzweig mit der zu steuernden Gasentladungslampe gekoppelt ist. Durch eine induktive Kopplung mit dieser Induktivität kann der untere Umkehrpunkt des Zweigstroms bestimms werden. Die momentane Höhe des durch diese Induktivität fließenden Zweigstroms kann über einen Shunt-Widerstand bestimmt werden, der mit der Vollbrücke gekoppelt ist.

Nach dem Zünden und vor dem Normalbetrieb der Gasentladungslampe wird gemäß Anspruch 26 eine Aufwärmphase durchgeführt. Es ist eine bekannte Eigenschaft von Hochdruck-Gasentladungslampen, daß diese bis zur vollständigen Erwärmung auf Betriebstemperatur ein relativ schlecht kontrollierbares und instabiles Verhalten aufweisen. Die vollständige Erwärmung tritt etwa nach ein bis zwei Minuten ein. In der Erwärmungsphase (mit einer Lampenspannung von ca. 20 Volt) ist die an der Gasentladungslampe anliegende Spannung geringer als im Normalbetrieb (mit einer Lampenspannung von ca. 80-90 Volt). Würde das elektronische Vorschaltgerät bzw. die Schaltungsanordnung in der Aufwärmphase wie im Normalbetrieb betrieben werden, hätte dies zur Folge, daß ein geringerer Lampenstrom über die im Brückenzweig befindliche Induktivität fließt, so daß ggf. keine zuverlässige Aussage über den zuvor erwähnten Zweigstrom getroffen werden kann. Aus diesem Grunde wird gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, während der Aufwärmphase die Schalter der beiden Brückendiagonalen hochfrequent ein-und auszuschalten. Nach Abschluß der Aufwärmphase wird dann in den zuvor beschriebenen Normalbetrieb umgeschaltet.

Zum Zünden der Gasentladungslampe wird gemäß Anspruch 29 vorgeschlagen, zwei miteinander gekoppelte Schalter, die in unterschiedlichen Brückendiagonalen der Vollbrücke angeordnet sind, zu öffnen, während die anderen Schalter abwechselnd hochfrequent geöffnet und geschlossen werden. Diese hohe Frequenz. mit der die beiden zuletzt genannten Schalter abwechselnd geöffnet und geschlossen werden, wird insbesondere derart gewählt, daß sie in der Nähe der Resonanzfrequenz des im Brückenzweig der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung angeordneten Serienresonanzkreises liegt, so daß die anzusteuernde Gasentladungslampe sicher zünden kann. Auch bei der vorliegenden Erfindung kommt ein

Spartransformatorprinzip zum Einsatz, wobei jedoch hierzu die Induktivität des Serienresonanzkreises verwendet wird und die Kapazität des Serienresonanzkreises an einen Anzapfungspunkt dieser Induktivität angreift. Auf diese Weise wird die an der einen Spulenhälfte abfallende Spannung auf die lampenseitige Spulenhälfte hochtransformiert, so daß eine erhöhte Zündspannung für die Gasentladungslampe realisiert werden kann.

Während des zuvor beschriebenen niederfrequenten Betriebs der Schaltungsanordnung, der beispielsweise bei Schattfrequenzen zwischen 80-150 Hz erfolgt, entsteht zwangsläufig ein Brummen. Das Brummen mit dieser niedrigen Frequenz ist an sich relativ leise und nicht sehr störend. Störend wirken sich dagegen die Oberwellen aus, die durch die steilen Flanken an den Umschaltzeitpunkten erzeugt werden. Aus diesem Grunde wird gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel vorgeschlagen, diese Umschaltflanken flacher auszugestalten, wobei dies insbesondere durch eine Reduzierung der Stromspitzen des im Brückenzweig fließenden Zweigstroms vor und nach dem Umschalten realisiert wird. Diese Reduzierung der Stromspitzen kann beispielsweise durch hard-oder softwaremäßige Anpassung der Steuerschaltung der Schaltungsanordnung durchgeführt werden.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher beschrieben.

Fig. I zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, Fig. 2a zeigt ein erstes Diagramm, welches zeitabhängige Spannungs-und Stromverläufe in der in Fig. I dargestellten Schaltungsanordnung darstellt, Fig. 2b zeigt ein zweites Diagramm, welches den zeitabhängigen Stromverlauf und Schaltzustände in der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung entsprechend einer Weiterbildung darstellt, Fig. 3 zeigt ein elektronisches Vorschaltgerät, bei dem die in Fig. l gezeigte Schaltungsanordnung eingesetzt ist.

Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung gemäß dem bekannten Stand der Technik, und Fig. 5 zeigt eine weitere Schaltungsanordnung gemäß dem bekannten Stand der Technik.

Die i-n-Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung umfaßt steuerbare Schalter S l-S4, die zu einer Vollbrücke verschaltet sind. An die Vollbrücke ist eine Gleichspannung Uo angelegt, die von einer geeigneten Gleichspannungsquelle des entsprechenden elektronischen Vorschaltgeräts. in dem die Schaltungsanordnung verwendet wird, stammt. Zu den Schaltern Sl-S4 sind jeweils Freilaufdioden parallel geschaltet, wobei der Einfachheit halber in Fig. 1 lediglich die dem Schalter S l parallel geschaltete Freilaufdiode Dl dargestellt ist. Als Schalter Sl-S4 werden vorzugsweise Feldeffekttransistoren verwendet, die die Freilaufdioden bereits enthalten. In dem Brückenzweig der in Fig. 1 gezeigten Vollbrücke ist eine anzusteuernde Gasentladungslampe EL, insbesondere eine Hochdruck-Gasentladungslampe, angeordnet. Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung ist insbesondere für den Betrieb von Metallhalogen-Hochdruck-Gasentladungslampen geeignet, die besonders hohe Zündspannungen benötigen. Wie bereits eingangs erwähnt worden ist, unterscheiden sich Hochdruck-Gasentladungslampen von Niederdruck- Gasentladungslampen insbesondere dadurch, daß sie höhere Zündspannungen benötigen und in ihrem kleineren Lampenkörper ein höherer Druck auftritt. Des weiteren weisen Hochdruck-Gasentladungslampen eine höhere Leuchtdichte auf, wobei sich jedoch die Farbtemperatur der jeweiligen Hochdruck-Gasentladungslampe mit der zugeführten Leistung ändert. Elektronische Vorschaltgeräte für Hochdruck-Gasentladungslampen sollten daher einerseits hohe Zündspannungen bereitstellen und andererseits eine Konstanthaltung der zugeführten Leistung ermöglichen.

Mit dem Brückenzweig der in Fig. 1 dargestellten Vollbrücke ist ein Serienresonanzkreis gekoppelt, der eine Induktivität Ll und eine Kapazität Cl umfaßt, wobei die Kapazität Cl an einen Anzapfungspunkt der Induktivität Ll angreift und über einen weiteren steuerbaren Schalter S5 parallel zu dem Schalter S4 geschaltet ist.

Darüber hinaus ist eine Glättungs-oder Filterschaltung vorgesehen, die eine weitere Induktivität L2 und eine weitere Kapazität C2 aufweist, wobei diese Bauelemente wie in Fig. 1 gezeigt verschaltet sind. An die Vollbrücke ist zudem ein Widerstand Rl angeschlossen, der als Strommeß-oder Shunt-Widerstand dient.

Der zuvor erwähnte Serienresonanzkreis mit der Induktivität Ll und der Kapazität Cl dient in Kombination mit der weiteren Kapazität C2 insbesondere zum Zünden der Gasentladungslampe EL. Zu diesem Zweck wird der Serienresonanzkreis in Resonanz angeregt, d. h. eine der Resonanzfrequenz entsprechende Frequenz der Lampe zugeführt. Die Anregung des Resonanzkreises erfolgt durch abwechselndes Schalten der Schalter S3 und S4. Dies soll nachfolgend näher erläutert werden.

Zum Zünden der Gasentladungslampe EL werden zwei unmittelbar in Serie geschaltete Schalter, beispielsweise die Schalter S1 und S2, mit Hilfe einer geeigneten Steuerschaltung geöffnet und der Schalter S5. der sich in Serie mit der Kapazität Cl befindet, geschlossen. Die anderen beiden Schalter, beispielsweise die Schalter S3 und S4, der Vollbrücke werden abwechselnd geöffnet und geschlossen, wobei dies mit einer relativ hohen Frequenz (ca. 150 kHz) erfolgt. Die Schaltfrequenz wird langsam in Richtung auf die Resonanzfrequenz des durch die Induktivität Ll und die Kapazität Cl gebildeten Serienresonanzkreises abgesenkt. Die Zündspannung der Gasentladungslampe EL wird in der Regel bereits vor Erreichen der Resonanzfrequenz erreicht. In diesem Fall wird die Schaltfrequenz für die Schalter S3 und S4 auf dieser Frequenz gehalten bis die Lampe EL zündet. Die an der rechten Hälfte von Ll abfallende Spannung wird aufgrund des durch die Induktivität Ll realisierten Spartransformatorprinzips beispielsweise im Verhältnis 1 : 15 auf die linke Hälfte, die mit der Gasentladungslampe EL gekoppelt ist. hochtransformiert, wobei die an der linken Hälfte der Induktivität Ll auftretende Spannung die tatsächliche Zündspannung für die Gasentladungslampe EL bildet, die über die Kapazität C2 an die Lampe angelegt wird. Um das Zünden der Gasentladungslampe EL zu erfassen, wird die an dem Anzapfungspunkt der Induktivität L1 abfallende Spannung gemessen, welche proportional zur Zünd-bzw. Lampenspannung uEL ist, da nach dem Zünden der Lampe EL diese dämpfend auf den Serienresonanzkreis einwirkt. Nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL wird der Schalter S5 für den nachfolgenden Normalbetrieb geöffnet.

Ergänzend ist zu bemerken, daß der Schalter S5 für die Funktionsfähigkeit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nicht unbedingt erforderlich ist. Vielmehr könnte der Schalter S5 auch nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL geschlossen bleiben oder grundsätzlich durch eine entsprechende Überbrückung ersetzt sein. Mit Hilfe des Schalters S5, der nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL geöffnet wird, ist jedoch ein saubererer Betrieb der Gasentladungslampe EL möglich. Des weiteren ist zu bemerken, daß die Zündspule Ll insbesondere derart ausgelegt ist, daß sie im nachfolgend noch näher erläuterten Normalbetrieb in der Sättigung arbeitet und somit den Rest der Schaltung nicht beeinflußt. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, daß als Zündspule Ll eine Spule mit einem Eisenkern verwendet wird, der im Normalbetrieb in der Sättigung betrieben wird. so daß die Spule L1 nach dem Zünden der Gasentladungslampe EL im Normalbetrieb lediglich eine vernachlässigbare Induktivität bildet. Im Normalbetrieb ist somit lediglich die ebenfalls im Brückenzweig vorgesehene Induktivität L2 strombegrenzend wirksam.

Nachfolgend soll der nach dem Zünden der Gasentladungslampe EL initiierte Normalbetrieb näher erläutert werden, wobei während des Normalbetriebs die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bzw. Vollbrücke in einem sog. Discontinuous- Modus betrieben wird. Prinzipiell wird die in Fig. I gezeigte Vollbrücke mit den steuerbaren Schaltern Sl-S4 auf an sich bekannte Art und Weise während des Normalbetriebs betrieben, d. h. die beiden Brückendiagonalen mit den Schaltern S1 und S4 bzw. S2 und S3 werden abwechselnd aktiviert und deaktiviert und somit die entsprechenden Schalter der beiden Brückendiagonalen abwechselnd bzw. komplementär zueinander ein-und ausgeschaltet, wobei zudem bei Aktivierung der Brückendiagonale mit den Schaltern S l und S4 der Schalter S I hochfrequent abwechselnd ein-und ausgeschaltet wird, während entsprechend bei Aktivierung der Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 der steuerbare Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein-und ausgeschaltet wird. D. h. die Vollbrücke wird mit einer relativ niedrigen Frequenz, die insbesondere im Bereich 80-150 Hz liegen kann, umgepolt, während der Schalter S 1 oder S2 der jeweils aktivierten Brückendiagonale zudem hochfrequent, beispielsweise mit einer Frequenz von ca. 45 kHz, abwechselnd ein-und ausgeschaltet wird. Dieses hochfrequente Ein-und Ausschalten der Schalter S l oder S2 erfolgt mit Hilfe eines hochfrequenten pulsweitenmodulierten Steuersignals einer entsprechenden Steuerschaltung, welches mit Hilfe der aus den Bauelementen L2 und C2 bestehenden Filter-oder Glättungsschaltung gesiebt wird, so daß an der Gasentladungslampe EL lediglich der lineare Mittelwert des über den Brückenzweig fließenden Zweigstroms iL2 anliegt. Mit Hilfe des pulsweitenmodulierten Steuersignals kann die der Vollbrücke zugeführte Leistung konstant gehalten werden, was-wie eingangs erwähnt worden ist-insbesondere für den Betrieb von Hochdruck- Gasentladungslampen wichtig ist. Der niederfrequente Anteil des der Gasentladungslampe El zugeführten Stroms wird durch Umschalten bzw. Umpolen der beiden Brückendiagonalen, d. h. durch Umschalten von Sl und S4 auf S2 und S3, erzeugt. Über den rechten Brückenzweig mit den Schaltern S3 und S4 wird in diesem Fall die Lampe EL niederfrequent auf die Versorgungsspannung Uo oder auf Masse gelegt, so daß an den Anschlußklemmen der Lampe EL im wesentlichen lediglich der niederfrequente Anteil anliegt.

Gemäß dem zuvor erwähnten niederfrequenten Discontinuous-Modus wird der steuerbare Schalter SI bzw. S2 der jeweils aktivierten Brückendiagonale immer dann geschlossen, wenn der über die Induktivität L2 fließende Zweigstrom L2sein Minimum erreicht hat. Mit"Minimum"wird dabei der untere Umkehrpunkt des Stroms iL2 verstanden, wobei dieses Minimum durchaus auch im leicht negativen Stromwertbereich liegen kann.--

Zur Betrachtung des Stromverlaufs iL2 soll nachfolgend davon ausgegangen werden, daß zunächst die Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 aktiviert ist, während die Brückendiagonale mit den Schaltern S1 und S4 deaktiviert ist. D. h. die Schalter S2 und S3 sind geschlossen. während die Schalter S l und S4 geöffnet sind. Zum Zeitpunkt des Schließens der Schalter S2 und S3 beginnt durch die Induktivität L2 ein Strom iL2 zu fließen, der gemäß einer Exponentialfunktion ansteigt, wobei im hier interessierenden Bereich ein quasi-linearer Anstieg des Stroms iL2 zu erkennen ist, so daß nachfolgend der Einfachheit halber von einem linearen Anstieg bzw. Abfall des Stroms iL2 gesprochen wird. Durch Öffnen des Schalters S2 wird dieser Strom iL2 unterbrochen, wobei-wie bereits erwähnt worden ist-der Schalter S2 insbesondere hochfrequent und unabhängig vom Schaltzustand des Schalters S3 abwechselnd geöffnet und geschlossen wird. Das Öffnen des Schalters S2 hat zur Folge, daß der Strom iL2 zwar vorerst über die Freilaufdiode Dl des geöffneten Schalters S1 in die gleiche Richtung weiter fließt, aber kontinuierlich abnimmt und sogar schließlich einen neoativen Wert erreichen kann.

Dies ist insbesondere solange der Fall bis die Elektronen aus der Sperrschicht der Freilaufdiode D1 ausgeräumt worden sind. Das Erreichen dieses unteren Umkehrpunktes des Strom iL2 wird überwacht und der Schalter S2 nach Erkennen dieses unteren Umkehrpunktes wieder geschlossen, so daß der Strom iL2 wieder ansteigt. D. h. daß hochfrequente Einschalten des Schalters S2 erfolgt immer dann, wenn der untere Umkehrpunkt des Stroms iL2 erreicht worden ist. Das Öffnen des Schalters S2 kann im Prinzip beliebig gewählt werden, wobei der Zeitpunkt des Öffnens des Schalters insbesondere entscheidend für die Leistungszufuhr der Gasentladungslampe EL ist, so daß durch geeignetes Einstellen des Öffnungszeitpunkts die der Lampe zugeführte Leistung geregelt bzw. konstant gehalten werden kann. Als Schaltkriterium kann hierfür beispielsweise die Zeit oder der Maximalwert des Zweigstroms iL2 herangezogen werden.

Durch die Maßnahme, daß der jeweils hochfrequent abwechselnd ein-und ausgeschaltete Schalter S1 bzw. S2 jeweils im unteren Umkehrpunkt des Stroms i1,2, d. h. in der Nähe des Stromwerts Null, wieder eingeschaltet wird, wird der jeweilige Feldeffekttransistor S1 bzw. S2 geschont, d. h. vor Zerstörung geschützt, und es können Feldeffekttransistoren als Schalter S1 bzw. S2 verwendet werden, die verhältnismäßig lange Ausräumzeiten für die entsprechende Freilaufdiode aufweisen. Dies soll nachfolgend näher erläutert werden.

Bevor der Schalter S2 geschlossen wird, liegt über lihm eine Spannung an, die im vorliegenden Fall ca. 400 Volt beträgt. Wird der Schalter S2 geschlossen, bricht diese Spannung zusammen. d. h. sie fällt sehr rasch von 400 Volt auf 0 Volt ab. Die besondere Eigenschaft eines Feldeffekttransistors ist es jedoch, daß der Strom bei

Aktivierung des entsprechenden Feldeffekttransistors bereits zu fließen beginnt, ehe die entsprechende Spannung auf 0 Volt abgefallen ist. In diesem kurzen Zeitabschnitt zwischen Anstieg des für den Feldeffekttransistor fließenden Stroms und dem Erreichen der Spannung 0 Volt wird durch das Produkt des Stroms und der Spannung eine dem jeweiligen Feldeffekttransistor zugeführte Leistung gebildet, die den Feldeffekttransistor zerstören kann. Daher ist es vorteilhaft, den Feldeffekttransistor bei einem geringsirnögiichen Stromfluß, insbesondere in der Nähe des Stromwerts Null, zu schalten.

Des weiteren ist zu beachten, daß der über die Induktivität L2 fließende Strom iL2 über die Freilaufdiode von Dl fließt, wenn der Schalter S1 offen ist und auch der Schalter S2 noch offen ist. Wird der Schalter S2 geschlossen und der Schalter S1 geöffnet, dauert es eine bestimmte Zeitspanne, bis die Elektronen aus der Sperrschicht der Freilaufdiode D1 ausgeräumt werden konnten. Während dieser Zeit ist der Feldeffekttransistor S l praktisch in einem leitenden Zustand. Das bedeutet, daß der Feldeffekttransistor S2 während einer relativ kurzen Zeitspanne bis zum Ausräumen der Sperrschicht der Freilaufdiode D1, die dem Feldeffekttransistor SI zugeordnet ist, an der vollen Betriebsspannung Uo, die ca. 400 Volt beträgt, anliegt, wodurch es ebenfalls zu der zuvor beschriebenen Überbelastung und ggf. sogar Zerstörung des Feldeffekttransistors S2 kommen kann. Aufgrund der zuvor vorgeschlagenen Vorgehensweise, nämlich dem Einschalten des Schalters S2 immer dann, wenn der über die Induktivität L2 fließende Strom iL2 sein Minimum erreicht hat, ist der zuvor anhand der Ausräumzeit des Schalters bzw. Feldeffekttransistors S1 beschriebene Effekt nahezu unbeachtlich, so daß für die Schalter Sl-S4 auch Feldeffekttransistoren verwendet werden können, die relativ lange Ausräumzeiten für die damit verbundenen Freilaufdioden aufweisen. Es gibt zwar bereits Schaltelemente mit sehr kurzen Ausräumzeiten, wie z. B. den sog. IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), wobei diese Bauelemente jedoch sehr teuer sind. Mit Hilfe der vorliegenden Erfindung kann somit auf die Verwendung derartig teurer Bauelemente verzichtet werden.

Für die zuvor beschriebene Vorgehensweise ist erforderlich, daß der augenblickliche Wert des Stroms iL2 sowie der Zeitpunkt des Erreichens seines Umkehrpunkts bekannt ist. Der augenblickliche Wert des Stroms iL2 kann beispielsweise durch Messen der an dem Widerstand RI abfallenden Spannung bestimmt werden. Der untere Umkehrpunkt des Stroms iL2 wird vorzugsweise durch eine transformatorisch an der Spule L2 abgegriffene Spannung bestimmt. Zu diesem Zweck kann eine (in Fig. 1 nicht dargestellte) Wicklung oder Spule transformatorisch mit der Spule L2 gekoppelt werden, die zueiner Differenzierung des über die Spule L2 fließenden Stroms iL2 führt und somit eine Aussage über den Umkehrpunkt des Stroms iL2 zutäßt.

Der Normalbetrieb der in Fig. I gezeigten Schaltungsanordnung soll nachfolgend anhand des in Fig. 2 dargestellten Diagramms erläutert werden, wobei in Fig. 2 zeitabhängig der Verlauf der am Knotenpunkt zwischen den Schaltern S I und S2 anliegenden Spannung ul, der Lampenspannung uEL und des über die Spule L2 fließenden Stroms iL2 dargestellt ist. Insbesondere ist in Fig. 2 der Fall dargestellt, daß während einer ersten Zeitspanne T, der in Fig. I gezeigten Schaltungsanordnung die Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 aktiviert ist, wohingegen während einer anschließenden Zeitspanne T2 die Brückendiagonale mit den Schaltern S1 und S4 aktiviert ist. D. h. während der Zeitspanne T1 ist der Schalter S3 dauerhaft geschlossen, und die Schalter S1 und S4 sind dauerhaft geöffnet. Des weiteren wird während dieser Zeitspanne Tl der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein-und ausgeschaltet. Aus Fig. 2 ist insbesondere Ersichtlich, daß der Schalter S2 stets geschlossen wird, wenn der über die Spule L2 fließende Strom iL2 seinen unteren Umkehrpunkt, d. h. seinen minimalen Wert, erreicht hat, so daß sich der impulsartige Verlauf der Spannung ul ergibt. Die Steilheit der Flanken des Stroms iL2 ist durch die Induktivität der Spule L2 bestimmt. Durch Verändern des Spitzenwert des Stroms iL2, d. h. des Zeitpunkts des Öffnens des Schalters S2, kann der Strommittelwert des Stroms iL2 verändert und somit die der Lampe EL zugeführte Leistung und deren Farbtemperatur geregelt bzw. konstant gehalten werden. Der hochfrequente Verlauf des Stroms iL2 wird durch die Bauelemente L2 und C2 geglättet, so daß sich der in Fig. 2 gezeigte geglättete Verlauf der an die Gasentladungslampe EL angelegten Spannung UEL ergibt.

Nach Ablauf der Zeitspanne T, werden die Schalter S2 und S3 dauerhaft geöffnet, und der Schalter S4 wird dauerhaft eingeschaltet. Analog zum Schalter S2 während der Zeitspanne T1 wird nunmehr der Schalter S 1 hochfrequent abwechselnd ein-und ausgeschaltet, so daß sich der in Fig. 2 gezeigte Verlauf der Spannungen u, und UEL sowie des Stroms iL2 ergibt. Wie bereits erwähnt worden ist, wird mit Hilfe einer Steuerschaltung wiederholt zwischen den Betriebsphasen während der Zeitspannen T1 und T2 umgeschaltet, wobei diese Umpolfrequenz insbesondere im Bereich 80-150 Hz liegen kann, während die hochfrequente Taktfrequenz des Schalters S2 (während der Zeitspanne T) bzw. des Schalters S 1 (während der Zeitspanne T,) im Bereich um 45 kHz liegen kann.

Durch das niederfrequente Umschalten bzw. Umpolen zwischen den Brückendiagonalen S 1-S4 und S2-S3 entsteht zwangsläufig ein Brummen, welches aufgrund seiner niedrigen Frequenz an sich relativ leise und nicht störend ist. Durch die steilen Flanken am Umschaltzeitpunkt zwischen den Zeitspannen T, und T, entstehen jedoch Oberwellen, die sich störend auswirken. Aus diesem Grunde ist die Steuerschaltung,

welche die Schalter S 1-S4 ansteuert, vorteilhafter Weise derart auszugestalten, daß sie die Stromspitzen des Stroms iL'%, or und nach dem Umschalten zwischen den Betriebsphasen T, und T2 reduziert. Dies kann beispielsweise durch eine spezielle Software oder durch eine spezielle Anpassung der Hardware der Steuerschaltung geschehen, die die letzten Stromspitzen während der Zeitspanne T, sowie die ersten Stromspitzen während der Zeitspanne T2 reduziert, um auf diese Weise die Flanken beim Umschalten zwischen den Betriebsphasen T, und T, abzuflachen. In diesem Fall ergibt sich der in Fig. 2 gestrichelt dargestellte Verlauf des Stroms iL2 bzw. der Lampenspannung quel. Aus dieser gestrichelten Darstellung ist ersichtlich, daß vor und nach dem Umschaltzeitpunkt die Stromspitzen geringfügig gegenüber dem ursprünglichen Verlauf reduziert sind und somit ein etwas weicherer Übergang der Lampenspannung UEL erzielt wird.

Bei der eben beschriebenen Steuerung läuft nach dem Öffnen des hochfrequent geschalteten Schalters der Strom weiter über die Freilaufdiode und nimmt dabei relativ langsam ab, wenn der zweite Schalter der gerade aktivierten Brückendiagonalen weiterhin geschlossen bleibt. Dies führt zu einem kleineren Stromspitzenwert und dementsprechend auch zu einer kleineren Verlustleistung. Allerdings kann es vorkommen, daß zu einem Zeitpunkt, zu dem die Elektronen aus den Sperrschichten der Freilaufdioden ausgeräumt worden sind und somit der untere Umkehrpunkt des Stromes iL2 erreicht worden ist, dieser noch nicht ausreichend abgefallen ist und somit die Schalter beim Schließen immer noch einer hohen Belastung ausgesetzt sind. Um diese Belastungen auszuschließen, können in einer Weiterbildung die Schalter entsprechend dem Diagramm in Fig. 2b gesteuert werden.

Dieses Diagramm zeigt den Stromverlauf iL2 und den Zustand des zweiten und des dritten Schalters 2. 3 während der Zeitspanne T,. Die beiden anderen Schalter sind in diesem Zeitraum T, geöffnet. Während einer ersten Phase #1 sind beide Schalter geschlossen und der Strom iL2 steigt kontinuierlich an. Wie bei der eben beschriebenen Steuerung ist während einer zweiten Phase #2, deren Beginn durch das Erreichen eines Maximalwerts von iL2 oder durch eine vorgegebene Dauer von T, bestimmt sein kann. der zweite Schalter S2 geöffnet und iL nimmt langsam ab. Zusätzlich wird nun allerdings ab einem vorgegebenen Zeitpunkt nach dem Öffnen des zweiten Schalters S2 in einer dritten Phase 13 auch der dritte Schalter S3 geöffnet. Der Strom fließt nun über die beiden Freilaufdioden des ersten und des vierten Schalters und nimmt nun stärker ab als während der zweiten Phase #2. Damit kann sichergestellt werden, daß iL2 auch tatsächlich einen negativen Wert erreicht, bevor die Sperrschichten der Freilaufdioden ausgeräumt sind. Erreicht iL2 den unteren Umkehrpunkt, werden beide Schalter wieder geschlossen und die Steuerung befindet sich wieder im Zustand der ersten Phase #1.

Das Öffnen des dritten Schalters S3-also die dritte Phase #3-entfällt allerdings, wenn der Strom iL2 vorher schon auf Null abgesunken ist, da in diesem Fall keine hohen Belastungen beim Öffnen Schalter auftreten. Statt dessen wird sofort mit der ersten Phase T, fortgefahren und der zweite Schalter S2 wieder geöffnet. Das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen erfolgt analog zu dem vorherigen Ausführungsbeispiel, wobei auch hier vorteilhaft die Stromspitzen des Stroms iL2 vor und nach dem Umschalten zwischen den Betriebsphasen T, und T, reduziert werden können.

Es ist eine bekannte Eigenschaft von Hochdruck-Gasemladungslampen, daß diese bis zur vollständigen Erwärmung ein relativ schlecht kontrollierbares und instabiles Verhalten aufweisen. Die vollständige Erwärmung tritt dabei etwa nach I-2 Minuten ein. In der Aufwärmphase kann die Spannung über der Lampe geringer als im Normalbetrieb sein. Würde man in der Aufwärmphase das Vorschaltgerät wie im zuvor beschriebenen Normalbetrieb betreiben, so würde die verringerte Lampenspannung zur Folge haben, daß ein Strom iL2 mit entsprechend geringer Steilheit diL2/dt über die Induktivität L2 fließt, so daß ggf. der Umkehrpunkt von iL2 mit Hilfe des zuvor erwähnten transformatorischen Abgriffs nicht zuverlässig detektiert werden kann. Daher ist es vorteilhaft, während der Aufwärmphase, d. h. nach dem Zünden und vor dem eigentlichen Normalbetrieb, auch die Schalter S3 und S4 analog zu den Schaltern Sl und S2 hochfrequent zu takten, wobei niederfrequent zwischen den Brückendiagonalen Sl-S4 und S2-S3 umgeschaltet wird, d. h. es wird niederfrequent zwischen zwei Zuständen umgeschaltet, wobei in dem ersten Zustand die Schalter SI und S4 hochfrequent getaktet und die Schalter S2 und S 3 geöffnet sind, während im zweiten Zustand die Schalter S2 und S3 hochfrequent getaktet und die Schalter S1 und S4 geöffnet sind. Durch diese Maßnahme wird erreicht, daß auch über die Freilaufdioden der Schalter S4 und SI ein Strom über die Spule L2 fließt, wodurch in der transformatorisch mit dieser Spule L2 gekoppelten und in Fig. I nicht gezeigten Wicklung, die zur Erfassung des Umkehrpunkts des Stromes iL2 vorgesehen ist, eine höhere Spannung erzeugt wird, so daß eine sichere Erfassung oder Überwachung des Stroms iL2 möglich ist. Insbesondere kann der Umschaltzeitpunkt exakt überwacht werden. Der Wechsel von der Aufwärmphase in den Normalbetrieb erfolgt nach Erreichen der Betriebstemperatur der Lampe beispielsweise nach Überschreiten einer Schwelle (ca. 45V) durch die Lampenspannung, wobei bevorzugt bis zum tatsächlichen Umschalten noch eine bestimmte Zeitspanne zugewartet wird.

Fig. 3 zeigt den Einsatz der in Fig. I dargestellten Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung in einem elektronischen Vorschaltgerät zum Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Hochdruck-Gasentladungslampen.

Eingangsseitig weist das elektronische Vorschaltgerät ein Funk-Enstörfilter mit einem Symmetrieriransformator L4. L5 sowie Kondensatoren C3 und C4 auf, die an einen stromführenden Leiter L, einen Nullleiter und einen Erdleiter eines Versorgungsspannungsnetzes angeschlossen sind. Mit dem Funk-Entstörfilter ist ein Gleichrichter verbunden, der Dioden D5-D8 umfaßt. An diesen Gleichrichter schließt sich eine Schaltung an, die als Hochsetzsteller fungiert und Widerstände R2-R6.

Kondensatoren C5 und C6, eine Diode D9 einen Transformator L6, L7, einen Feldeffekttransistor S6 sowie eine von einer Versorgungsspannung VCC versorgte integrierte Steuerschaltung 4 aufweist, welche insbesondere den Feldeffekttransistor S6, der als ein Schalter dient, mit Hilfe eines pulsweitenmodulierten Signals abhängig von der am Widerstand R3 abgegriffenen Spannung ansteuert. Auf diese Weise wird erreicht, daß die Zeiten, in denen der Transistor S6 leitend ist, während einer Netzhalbwelle so gesteuert werden. daß die Hüllkurve des aufgenommenen Stroms im wesentlichen sinusförmig ist. Diese Ausgangsspannung wird mit Hilfe der Diode D9 gleichgerichtet und mit Hilfe des Kondensators C6 gesiebt, so daß die bereits anhand Fig. 1 erläuterte Versorgungsgleichspannung Uo für die zum Betreiben der Gasentladungslampe EL vorgesehene Schaltungsanordnung bereitgestelit wird.

Ausgangsseitig umfaßt das in Fig. 3 gezeigte elektronische Vorschaltgerät die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung, wobei die sich entsprechenden Bauteile mit identischen Bezugszeichen versehen sind, so daß auf eine Wiederholung der Beschreibung dieser Bauteile verzichtet werden kann. Ergänzend ist jedoch zu bemerken, daß in Fig. 3 auch die bereits zuvor erwähnte Wicklung L3 dargestellt ist, die mit der im Brückenzweig der Vollbrücke befindlichen Induktivität L2 transformatorisch gekoppelt ist und zur Detektierung des Umkehrpunkts des Stroms iL2 (vergl. Fig. 1) dient. Des weiteren ist in Fig. 3 die zentrale Steuerschaltung 1 dargestelit, welche von einer Versorgungsspannung VDD gespeist wird und einerseits mit Hilfe der Spule L3 den Umkehrpunkt des Stroms iL2 sowie mit Hilfe der am Widerstand RI abgegriffenen Spannung die augenblickliche Höhe der Stroms iL2 erfaßt. Des weiteren überwacht diese Steuerschaltung 1, die insbesondere als anwenderspezifische integrierte Schaltung (Application Specific Integrated Circuit, ASIC) ausgestaltet sein kann, die am Anzapfungspunkt der Spule L1 des Serienresonanzkreises anliegende Spannung, mit deren Hilfe das Zünden der Gasentladungslampe EL erfaßt werden kann. Die Ausgänge der Steuerschaltung 1 sind mit Brückentreibern 2 und 3 gekoppelt, die jeweils zur Ansteuerung der Feldeffekttransistoren S l und S2 bzw. S3 und S4 dienen. Der ebenfalls als Schalter dienende Feldeffekttransistor S5, welcher in Serie mit der Resonanzkreiskapazität Cl geschaltet ist, wird direkt von der Steuerschaltung l angesteuert.