《第1の実施形態》
 図2は第1の実施形態に係るDC-DCコンバータの 回路構成をその周辺回路も含めて表した回路 図である。
 この回路はハイブリッドカーの充放電回路� ��であり、電機モータ(発電機)21、第1の二次� �池B1および第2の二次電池B2を備えている。

 電機モータ(発電機)21はハイブリッドカー においてガソリンエンジンでの走行中は発電 機として作用し、リチウムイオン電池で駆動 される時には電機モータとして作用する。

 電機モータ(発電機)21と第1の二次電池B1と の間には充放電制御回路22を設けている。ま� ��第1の二次電池B1とDC-DCコンバータ101の入力� �との間にスイッチ回路23を設けている。DC-DC� ��ンバータ101の出力側にはヒューズ24を介し� �第2の二次電池B2を接続している。このDC-DCコ ンバータ101の出力部と第2の二次電池B2との間 の線路のインダクタンスを寄生インダクタLp� ��して表している。この第2の二次電池B2およ� ��DC-DCコンバータ101には、スイッチSWを介して 負荷(各種電装品)25が接続されることになる� �

 このように、DC-DCコンバータ101は、入力� �子に接続される入力電源の電圧を変換して� �出力端子に接続される第2の二次電池B2を充� �する。

 DC-DCコンバータ101にはホストコントロー� �35が接続されている。このホストコントロー ラ35は各種制御回路の制御を行い、表示器36� �各種状態の表示を行う。例えば、後述する� �2の二次電池B2の実効容量または寿命末期に� �したか否かの状態等を表示する。

 DC-DCコンバータ101はトランスTを備え、そ� ��一次側に4つのスイッチ素子QA,QB,QC,QDを備え� ��スイッチング回路FBおよび平滑コンデンサC1 を設けている。トランスTの二次側には、整� �側同期整流素子Q21、転流側同期整流素子Q22� �インダクタL1、コンデンサC2による同期整流� ��路を構成している。また出力端子間には、� ��抗R1,R2による出力電圧検出回路を設けてい� �。

 スイッチング制御回路31は、パルストラ� �ス等の絶縁回路32を介して駆動回路33へ制御� ��号を出力する。駆動回路33は、4つのスイッ� ��素子QA,QB,QC,QDを備えるスイッチング回路FBを 所定のオンデューティ比で駆動する。また、 スイッチング制御回路31は、スイッチング回� ��FBの駆動タイミングに同期して整流側同期� �流素子Q21および転流側同期整流素子Q22をオ� �/オフすることによって同期整流する。また� ��このスイッチング制御回路31は出力電圧の� �出電圧Voutを入力し、DC-DCコンバータ101の出� �電圧が安定化するように、スイッチング回� �FBのオンデューティ比を制御する。

 図3は、図2に示したDC-DCコンバータ101の通 常動作時(第2の二次電池B2の充電時)および第2 の二次電池B2の実効容量の測定または特性劣� ��状態の検知(以下特性評価という。)の時の� �流経路について示している。但し、トラン� �Tの二次側の主要部のみ表している。

 通常動作時は、図3(A)に示すように、トラ ンスTの一次側のスイッチ素子QA,QDのオンに同 期して整流側同期整流素子Q21がオンし、この 状態でトランスTの二次巻線の起電圧によっ� �電流Iaが流れる。この電流Iaによってインダ� ��タL1に電気エネルギーが蓄積される。

 その後、スイッチ素子QA,QDのオフおよびス� �ッチ素子QB,QCのオンに同期して整流側同期整 流素子Q21がオフし、転流側同期整流素子Q22が オンすると、インダクタL1に蓄積されていた� ��ネルギーが放出される際に電流Ibが流れる� �
 この繰り返しにより同期整流を行う。

 一方、第2の二次電池B2の特性評価時は、� ��ランスTの一次側のスイッチ素子QA~QDはすべ� ��オフ状態のまま転流側同期整流素子Q22をオ� ��させる。この時、図3(B)に示す経路で電流Io� ��流れ、第2の二次電池B2の放電経路が生じる� ��この時に整流側同期整流素子Q21もオンさせ� ��もよい。これにより、図中破線で示す経路� ��電流が流れる。

 前記特性評価時の特性評価の方法は次のと� ��りである。
 図4(B)は第2の二次電池B2の放電電流Ioに対す� ��出力電圧(二次電池B2の端子電圧)Voの関係を� ��している。第2の二次電池が定格通りの実効 容量を備えている場合、特性S1で示すように� ��放電電流が大きいほど(放電率が高いほど)� �部抵抗が増大して出力電圧は低下する。二� �電池の特性劣化が進行して実効容量が減少� �ている状態では、特性S2で示すように、比較 的放電電流が小さくても(放電率が低くても)� ��力電圧がより低下することになる。

 そのため、図4(A)に示すように、転流側同 期整流素子Q22のオンにより、第2の二次電池B2 の放電電流Ioが流れるが、この時の傾きは、� ��2,図3に示したインダクタL1および寄生イン� �クタLpのインダクタンスと第2の二次電池B2の 出力電圧Voとによって定まる。但し、Q22がオ� ��している期間(Ton)の間に出力電圧Voは低下す るので、この電流Ioの傾きは多少頭打ち形状� ��なる。出力電圧Voについては電流Ioの変化に 伴って低下する。

 図中(1)は実効容量が大きい場合、(2)は小� ��い場合である。実効容量が大きい場合、Q22� ��t0でオンしてTon経過後(t2の時)の電圧はVd1、� ��効容量が小さい場合はVd2となる。

 そこで、Q22をt0でオンしてからTon経過後� �電圧降下によって実効容量を評価する。実� �容量が大きい場合には降下電圧(Vd0-Vd1)は小� �く、実効容量が小さい場合には降下電圧(Vd0- Vd2)が大きくなる。このように降下電圧と実� �容量との間には相関関係があるので、これ� �利用して実効容量を求める。または上記降� �電圧が予め定めた値を超えた時、第2の二次� ��池B2の寿命が末期に達したことと見なして� �告を発するようにする。

 上記降下電圧と実効容量との間には相関� ��係を利用する別の評価方法として、Q22のオ� ��状態での所定期間での出力電圧Voの傾きに� �づいて特性評価を行ってもよい。例えば、� �も単純な例として、Q22のオン期間Tonの中間� �イミングt1での出力電圧と終了タイミングt2� ��の出力電圧との差分をこの出力電圧変化曲� ��の傾きとして求める。第2の二次電池B2の実� ��容量が小さいほど、または特性劣化状態が� ��行しているほど、この傾きが大きくなるこ� ��から評価するわけである。

 図2に示したスイッチング制御回路31は、� ��抗R1,R2による出力端子電圧の検出回路によ� �検出電圧Vout(第2の二次電池B2の出力電圧Voの� ��例電圧)をホストコントローラ35へ出力して� ��上記特性評価をホストコントローラ35側で� �ってもよいが、スイッチング制御回路31をDSP で構成する場合には、その内部でA/D変換し、 ディジタル演算によって上記特性評価を行い 、その結果をホストコントローラ35へ出力す� ��。

 なお、図2に示したヒューズ24が溶断して� ��ると上記放電電流Ioが流れず、電圧Voの降下 も生じないので、そのことからヒューズ24の� ��断を検出することができる。上記特性評価� ��はその判定プログラムも含まれている。上� ��ヒューズ以外にも過電流遮断器であれば同� ��に作用する。

 図5は、図2に示したスイッチング制御回路31 の起動直後から通常動作にいたるまでの期間 に亘って各部の状態を波形で表したものであ る。
 スイッチング制御回路31がDSPで構成されて� �る場合、図2に示したスイッチ回路23が導通� �ると、図外の補助電源によってスイッチン� �制御回路31が起動して、先ずDSPの初期設定を 行う。

 その後、転流側同期整流素子Q22をオンする� ��また、この例では整流側同期整流素子Q21も� ��ンする。これにより放電電流Ioが流れる。� �のQ22(Q21)のオン期間Tonは、最大電流をImax、� �2に示したインダクタL1と寄生インダクタLpの 合成インダクタンスをL、第2の二次電池B2の� �格出力電圧をVで表すと、
 Ton=Imax×L/V
の関係で定める。

 通常に乗用車に搭載されるものと同様の� ��イブリッドカーに搭載される通常の鉛蓄電� ��を例にすると、Imaxは例えば150Aである。ま� �、Tonは数μs~数十μsのオーダーである。すな� ��ち、V=L×di/dtで表すと、電気自動車用の場合 、V=12[V]、di=150[A]、L=3[μH]程度である。コンバ ータの出力インダクタンスを数μHとすると(� �ッテリーまでの寄生インダクタンスはせい� �い数百pH~数μHである)、dtはおよそ数μs~数十� �sのオーダーとなる。

 このように特性評価に要する時間Tonが短� ��間であると、運転者はエンジン始動時にこ� ��特性評価に要する時間だけ実際のエンジン� ��動が遅れても、殆ど気づくことはない。

 実質的な特性評価のための測定はTonの時� ��(t2のタイミング)で終了するが、評価の結果 に応じて、その後の制御が変わるので、2Ton� �経過したt3のタイミング以降に通常動作を開 始する。

 通常動作では、まずt3~t4の期間に亘って� �イッチ素子QA,QDをオンするとともに整流側同 期整流素子Q21をオンする。これにより電流Ia( 図3(A)参照)が流れる。その後、t4~t5の期間に� �ってQA,QD,Q21をオフし、QB,QCをオンするととも に転流側同期整流素子Q22をオンする。これに より電流Ib(図3(A)参照)が流れる。以降同様の� ��作を繰り返す。これにより、発生される電� ��によって第2の二次電池B2が充電される。

 《第2の実施形態》
 図6は第2の実施形態に係るDC-DCコンバータの 構成をその周辺回路とともに表した図である 。このDC-DCコンバータ102が、第1の実施形態で 図2に示したDC-DCコンバータ101と異なるのは、 コンデンサC2に対して直列にスイッチ素子Q3� �設けた点である。スイッチング制御回路31は 、第2の二次電池B2の特性評価時にのみオフし 、通常動作時はオン状態を保つ。その他の構 成は図2に示したものと同様である。

 このように特性評価時にのみコンデンサC 2に流れる電流経路をスイッチ素子Q3で遮断す ることによって、インダクタL1または寄生イ� ��ダクタLpとコンデンサC2とのLC共振動作を阻� ��する。すなわち、スイッチ素子Q3を設けて� �ない状態で、特性評価時に転流側同期整流� �子Q22をオンすると、上記LC共振によって過大 電圧が発生する場合がある。この過大電圧に よって整流側同期整流素子Q21および転流側同 期整流素子Q22が破壊されるおそれがあるが、 上記スイッチ素子Q3を設けることによってそ� ��を防止することができ、高耐圧のQ21,Q22を用 いる必要がなくなる。

 《第3の実施形態》
 第1・第2の実施形態では絶縁型のDC-DCコンバ ータを例に挙げたが、第3の実施形態では非� �縁型DC-DCコンバータを例に挙げる。
 図7は第3の実施形態に係るDC-DCコンバータの 構成をその周辺回路とともに表した図である 。図7に示すDC-DCコンバータ103以外の構成は第 1・第2の実施形態の場合と同様である。DC-DC� �ンバータ103は、整流側同期整流素子Q11、転� �側同期整流素子Q12、インダクタL1、およびコ ンデンサC2を備え、これらによって同期整流� ��路を構成している。また、入力側に平滑コ� ��デンサC1、出力側に抵抗R1,R2を備える出力電 圧検出回路を備えている。

 スイッチング制御回路41は、整流側同期� �流素子Q11および転流側同期整流素子Q12を制� �することによって同期整流を行う。また出� �端子電圧の検出電圧Voutを基準電圧と比較し� ��DC-DCコンバータ103の出力電圧が所定電圧に� �るようにQ11のオンデューティを制御する。� �らにスイッチング制御回路41は第2の二次電� �B2の特性評価を行い、その評価結果をホスト コントローラ35へ出力する。

 図7に示した非絶縁型のDC-DCコンバータ103� ��用いて第2の二次電池B2の特性評価を行う場� ��には、DC-DCコンバータ103の起動時に整流側� �期整流素子Q11をオンすることなく転流側同� �整流素子Q12をオンすることによって放電電� �Ioを流し、出力端子電圧の検出電圧Voutを基� �、第1の実施形態で示した方法と同様に評価� ��行う。

 《第4の実施形態》
 図8は第4の実施形態に係るDC-DCコンバータの 構成をその周辺回路とともに表した図である 。このDC-DCコンバータ104が、第3の実施形態で 図7に示したDC-DCコンバータ103と異なるのは、 コンデンサC2に対して直列にスイッチ素子Q3� �設けた点である。スイッチング制御回路31は 、第2の二次電池B2の特性評価時にのみオフし 、通常動作時はオン状態を保つ。

 このように特性評価時にのみコンデンサC 2に流れる電流経路をスイッチ素子Q3で遮断す ることによって、インダクタL1または寄生イ� ��ダクタLpとコンデンサC2とのLC共振動作を阻� ��する。そのため、LC共振による過大電圧に� �って転流側同期整流素子Q12または整流側同� �整流素子Q11が破壊されるのを防止できる。