BACKGROUND

[0001] The present device generally relates to a method and device for electromagnetic cooking, and more specifically, to a method and device for determining and controlling the resonant modes within a microwave oven.

[0002] A conventional microwave oven cooks food by a process of dielectric heating in which a high-frequency alternating electromagnetic field is distributed throughout an enclosed cavity. A sub-band of the radio frequency spectrum, microwave frequencies at or around 2.45 GHz cause dielectric heating primarily by absorption of energy in water.

[0003] To generate microwave frequency radiation in a conventional microwave, a voltage applied to a high-voltage transformer results in a high-voltage power that is applied to a magnetron that generates microwave frequency radiation. The microwaves are then transmitted to an enclosed cavity containing the food through a waveguide. Cooking food in an enclosed cavity with a single, non-coherent source like a magnetron can result in non-uniform heating of the food. To more evenly heat food, microwave ovens include, among other things, mechanical solutions such as a microwave stirrer and a turntable for rotating the food. A common magnetron-based microwave source is not narrowband and not tunable (i.e. emits microwaves at a frequency that is changing over time and not selectable). As an alternative to such a common magnetron-based microwave source, solid-state sources can be included in microwave ovens which are tunable and coherent.

SUMMARY

[0004] According to one aspect, an electromagnetic cooking device is provided comprising: an enclosed cavity; a plurality of RF feeds configured to introduce electromagnetic radiation into the enclosed cavity to heat up and prepare a food load, the plurality of RF feeds configured to allow measurement of forward and backward power at the plurality of RF feed; and a controller. The controller is configured to: select a heating target corresponding to an amount of energy that is to be delivered to the food load positioned in the enclosed cavity; generate a heating strategy based on the heating target to determine a sequence of desired heating pa tterns, the heating strategy having a  selected sequence of  resonant modes  for energy  transfer  into  the enclosed cavity  that  corresponds to the sequence of desired heating patter ns; cause the RF feeds to output a  radio  frequency  signal of  a  selected  frequency,  a  selected phase  value  and  a  selected  power level to thereby excite the enclosed cavity wi th a selected set of phasors for a set  of  frequencies  corresponding  to  each  resonant  mode  of  the  selected  sequence  of  resonant modes to create heating patterns; monitor th e created heating patterns based  on  the  forward  and  backward  power  measurements  at  the  RF  feeds  to  measure  resonances in the enclosed cavity using spectromodal  identification and storing a map of  efficiency  in  frequency  and  phase  domains  in which  the  controller  identifies  resonant  modes and Q‐factors associated with each of the id entified resonant modes; continue to  monitor the created heating patterns and store maps  of efficiency  in the frequency and  phase domains until a specified change is detected i n at least one Q‐factor; and when the  specified  change  in  the  at  least  one Q‐factor  is  identified,  stop  cooking  the  food  load  using the generated heating strategy. 

[0005]    According  to another aspect, a method  is provided  for controlling cooking  in an  electromagnetic cooking device having an enclosed cavi ty in which a food load is placed  and  a plurality of RF  feeds  configured  to  introduce  electromagnetic  radiation  into  the  enclosed cavity to heat up and prepare the food loa d, the plurality of RF feeds configured  to allow measurement of forward and backward power a t the plurality of RF feeds. The  method  comprising:  selecting  a  heating  target  corresponding  to  an  amount  of  energy  that  is  to be delivered  to  the  food  load positioned  in  the enclosed cavity; generating a  heating strategy based on the heating target to dete rmine a sequence of desired heating  patterns, the heating strategy having a selected sequ ence of resonant modes for energy  transfer  into  the enclosed  cavity  that  corresponds  to  the  sequence of desired heating  patterns; causing the RF feeds to output a radio fr equency signal of a selected frequency,  a selected phase value and a selected power  level to thereby excite the enclosed cavity  with a selected set of phasors  for a set of  frequencies corresponding  to each  resonant  mode  of  the  selected  sequence  of  resonant  modes  to  create  heating  patterns;  monitoring  the  created  heating  patterns  based  on  the  forward  and  backward  power  measurements  at  the  RF  feeds  to  measure  resonances  in  the  enclosed  cavity  using  spectromodal  identification  and  storing  a  map  of  efficiency  in  frequency  and  phase  domains in which the controller identifies resonant m odes and Q‐factors associated with  each  of  the  identified  resonant  modes;  continuing  to  monitor  the  created  heating  patterns  and  store  maps  of  efficiency  in  the  frequency  and  phase  domains  until  a  specified change  is detected  in at  least one Q‐factor; and when the specified change  in  the  at  least  one  Q‐factor  is  identified,  stopping  cooking  of  the  food  load  using  the  generated heating strategy. 

[0006]    According  to  another  aspect,  an  electromagnetic  cooking  device  is  provided  comprising:  an  enclosed  cavity;  a  plurality  of  RF  feeds  configured  to  introduce  electromagnetic radiation  into  the enclosed cavity  to heat up and prepare a  food  load,  the  plurality  of  RF  feeds  configured  to  allow measurement  of  forward  and  backward  power at the plurality of RF feed; and a controller . The controller is configured to: select  a heating target corresponding to an amount of energ y that is to be delivered to the food  load positioned in the enclosed cavity; generate a h eating strategy based on the heating  target to determine a sequence of desired heating pa tterns, the heating strategy having a  selected  sequence  of  resonant modes  for  energy  transfer  to  the  enclosed  cavity  that  corresponds to the sequence of desired heating patter ns; cause the RF feeds to output a  radio  frequency  signal of  a  selected  frequency,  a  selected phase  value  and  a  selected  power level to thereby excite the enclosed cavity wi th a selected set of phasors for a set  of  frequencies  corresponding  to  each  resonant  mode  of  the  selected  sequence  of  resonant modes to create heating patterns; monitor th e created heating patterns based  on  the  forward  and  backward  power measurements  at  the  RF  feeds  to  determine Q‐ factors corresponding  to  resonant modes  transferred  into  the enclosed cavity, wherein  the Q‐factors  are  determined  in  at  least  the  phase  domain;  continue  to monitor  the  created heating patterns and determining Q‐factors u ntil a specified change  is detected  in at  least one Q‐factor; and when the specified change  in a Q‐factor  is  identified, stop  cooking the food load using the generated heating st rategy. 

[0007]    According  to  another  aspect,  an  electromagnetic  cooking  device  is  provided  comprising:  an  enclosed  cavity;  a  plurality  of  RF  feeds  configured  to  introduce  electromagnetic  radiation  into  the  enclosed  cavity  to  thaw  a  frozen  food  load,  the  plurality of RF feeds configured to allow measurement  of forward and backward power  at  the  plurality  of  RF  feed;  and  a  controller.  The  controller  is  configured  to:  select  a  heating target corresponding to an amount of energy  that is to be delivered to the food  load positioned in the enclosed cavity; generate a h eating strategy based on the heating  target  to determine a sequence of desired heating patterns  to  thaw  the  food  load,  the  heating strategy having a selected sequence of resona nt modes for energy transfer  into  the enclosed cavity that corresponds to the sequence� �of desired heating patterns; cause  the RF feeds to output a radio frequency signal of� �a selected frequency, a selected phase  value and a selected power level to thereby excite  the enclosed cavity with a selected set  of phasors for a set of frequencies corresponding to  each resonant mode of the selected  sequence  of  resonant modes  to  create  heating  patterns; monitor  the  created  heating  patterns based on  the  forward and backward power measurements at  the RF  feeds  to  measure resonances in the enclosed cavity using spect romodal identification and storing  a map of efficiency  in  frequency  and phase domains  in which  the  controller  identifies  resonant modes and Q‐factors associated with each o f  the  identified  resonant modes;  continue  to monitor  the  created  heating  patterns  and  store maps  of  efficiency  in  the  frequency  and phase domains until  at  least one Q‐factor has  a  value equal  a Q‐factor  value indicative of completion of thawing; and when  the at least one Q‐factor has a value  indicative  of  completion  of  thawing,  stop  thawing  the  food  load  using  the  generated  heating strategy. 

BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS 

[0008]   In the drawings:  

[0009]   FIG.  1  is  a  block  diagram  of  an  electromagnetic  cooking  device  with  multiple  coherent radio frequency feeds in accordance with var ious aspects described herein;  

[0010]   FIG. 2 is a block diagram of a radio frequency sig nal generator of FIG. 1;  

[0011]   FIG. 3  is a schematic diagram  illustrating a high‐power radio frequency amplifier  coupled to a waveguide in accordance with various as pects described herein;  

[0012]   FIG. 4 is a cross‐sectional diagram illustrating an  integrated circulator for use in a  high‐power  radio  frequency  amplifier  in  accordance  with  various  aspects  described  herein; 

[0013]   FIG. 5 is a top‐view diagram illustrating the inte grated circulator of FIG. 4; 

[0014]   FIG. 6  is a schematic diagram  illustrating a high‐power radio frequency amplifier  coupled  to  a waveguide with  an  integrated measurement  system  in  accordance with  various aspects described herein;    [0015]   FIG. 7  is a schematic diagram  illustrating a high‐power radio frequency amplifier  coupled  to  a  waveguide  with  an  integrated  measurement  system  including  a  reflectometer in accordance with various aspects descr ibed herein;  

[0016]    FIG. 8 is a flowchart illustrating a binary control� �routine for controlling the output  power of high‐power amplifiers; 

[0017]   FIG. 9  is a schematic diagram  illustrating a resonant cavity coupled to two radio  frequency waveguides in accordance with various aspect s described herein;   

[0018]   FIG. 10 is a graphical diagram illustrating efficienc y versus frequency for in‐phase  and antiphase excitations of the resonant cavity of  FIG. 8; 

[0019]   FIG. 11 is a diagram illustrating features of a met hod of analysis to determine the  resonant modes of the cavity in accordance with vari ous aspects described herein; 

[0020]   FIG. 12 is a diagram illustrating features of a met hod to characterize the resonant  modes of the cavity in accordance with various aspec ts described herein; 

[0021]   FIGS. 13A  and 13B  are  schematic diagrams  illustrating  features of  a method  to  locate  and  classify  foodstuff  positioned  within  a  resonant  cavity  in  accordance  with  various aspects described herein; 

[0022]    FIG. 14 is a graphical diagram illustrating efficienc y versus frequency for in‐phase  excitations of the resonant cavity of FIG. 8 showing  the Q factors; 

[0023]    FIG.  15  is  a  diagram  illustrating  features  of  a  method  to  characterize  the  unbalanced resonant modes of the cavity  in accordance with various aspects described  herein; 

[0024]    FIG. 16 is a diagram illustrating features of a met hod to characterize the balanced  resonant modes of the cavity in accordance with vari ous aspects described herein; 

[0025]   FIG.  17  is  a  flowchart  illustrating  a method  of  exciting  an  enclosed  cavity with  radio frequency radiation in accordance with various  aspects described herein; 

[0026]    FIG.  18  is  a  diagram  illustrating  features  of  a  method  to  characterize  the  unbalanced resonant modes of  the cavity when a non‐centered  food  load  is present  in  accordance with various aspects described herein; 

[0027]    FIG. 19 is a diagram illustrating features of a met hod to characterize the balanced  resonant modes of  the cavity when a non‐centered  food  load  is present  in accordance  with various aspects described herein;  [0028]    FIG.  20  are  plots  of  the  phase  vs  efficiency  curves  of  one  example  for  two  symmetries; 

[0029]    FIG. 21  are plots of  the phase  vs efficiency  curves of  another example  for  two  symmetries; 

[0030]    FIG.  22  is  a  block  diagram  illustrating  an  open‐loop  regulation  of  a  heating  strategy synthesis; 

[0031]    FIG.  23  is  a  block  diagram  illustrating  a  closed‐loop  regulation  of  a  heating  strategy synthesis; 

[0032]   FIG. 24  is a phase and  frequency plot demonstrating an efficiency response of  a  heating cavity and a stirring route for an electroni c stirring operation; 

[0033]    FIG. 25A is an efficiency map of one example of a� �food load in the enclosed cavity  where the cooking appliance includes two ports; 

[0034]    FIG. 25B is an efficiency map of one example of a� �food load in the enclosed cavity  where the cooking appliance includes four ports; 

[0035]    FIG. 26A is an efficiency map of an example where  the system is mostly symmetric  and most of the resonances are not rotated; 

[0036]    FIG.  26B  is  an  efficiency  map  of  an  example  where  the  system  is  mostly  asymmetric and most of the resonances are rotated; 

[0037]    FIG. 27  is a  flowchart  illustrating an alternative method of exciting an enc losed  cavity  with  radio  frequency  radiation  in  accordance  with  various  aspects  described  herein; 

[0038]    FIG.  28  is  a  flowchart  illustrating  a  method  of  spectromodal  identification  of  resonant modes within the cooking cavity; 

[0039]    FIG. 29A  is a schematic diagram of a heating cavity demonstra ting a phase shift  having an even symmetry;  

[0040]    FIG. 29B  is a schematic diagram of a heating cavity demonstra ting a phase shift  having an odd symmetry;  

[0041]   FIG. 30 are graphic plots illustrating an example of  adaptive filtering; 

[0042]    FIG.  31  is  a  flowchart  illustrating  a method  of monitoring  a  food  load  using  a  coefficient of variation of the efficiency; 

[0043]    FIG.  32A  illustrates  sample  data  for  an  efficiency  of  a  liquid  being  heated  in  a  cooking cavity during a still phase, a weak boiling� �state, and a strong boiling state;  [0044]    FIG. 32B illustrates sample data for a coefficient o f variation determined from the  efficiency shown in in FIG. 32A;  

[0045]    FIG.  33  is  a  flowchart  illustrating  a method  of  heating  the  liquid  based  on  the  coefficient of variation of efficiency and the thresh old shown in FIG. 31B; 

[0046]    FIG. 34 is flowchart illustrating and alternative met hod of heating the liquid based  on the coefficient of variation of efficiency and th e mask shown in FIG. 31C; 

[0047]    FIG. 35 illustrates sample data for the coefficient  of variation of efficiency for milk  heated in the cooking cavity; 

[0048]    FIG.  36  is  a  flowchart  illustrating  a  method  of  heating  milk  based  on  the  coefficient  of  variation  of  efficiency  and  a  threshold  indicative  of  a  user‐specified  temperature; 

[0049]    FIG.  37  is  a  flowchart  illustrating  a  method  of  melting  a  food  load  based  on  changes in resonances and the coefficient of variatio n of efficiency; 

[0050]    FIG. 38  illustrates sample data  for  the coefficient of variation of efficiency  for a  sauce heated in the cavity; 

[0051]    FIG.  39  is  a  flowchart  illustrating  a method  of  heating  the  sauce  based  on  the  coefficient of variation of efficiency and a  threshold  indicative of a boiling  state of  the  sauce; 

[0052]    FIG.  40  illustrates  sample  data  for  the  coefficient  of  variation  of  efficiency  for  popcorn being popped in the cavity; 

[0053]    FIGS. 41 and 42 are flowcharts illustrating a method  of popping popcorn based on  the coefficient of variation of efficiency and a thr eshold  indicative of a popping state of  popcorn; 

[0054]    FIG. 43  is a  flowchart  illustrating a method of monitoring a food  load using a Q‐ factor; 

[0055]    FIG. 44A  is  a plot demonstrating  a  relative permittivity  for  a bread based  food  load; 

[0056]    FIG. 44B is a plot demonstrating a loss tangent for  a bread based food load;  

[0057]    FIG. 44C is a plot demonstrating a Q‐factor for a  bread based food load;  

[0058]    FIG. 45A  is a plot demonstrating a  relative permittivity  for a potato based  food  load; 

[0059]    FIG. 45B is a plot demonstrating a loss tangent for  a potato based food load;   [0060]    FIG. 45C is a plot demonstrating a Q‐factor for a  potato based food load; 

[0061]   FIG.  46A  is  a  plot  demonstrating  a  relative  permittivity  for  a meat  based  food  load; 

[0062]    FIG. 46B is a plot demonstrating a loss tangent for  a meat based food load; 

[0063]    FIG. 46C is a plot demonstrating a Q‐factor for a  meat based food load; and  

[0064]    FIG. 47 is a flow chart of a method of identifying  a level of doneness based on a Q‐ factor in accordance with the disclosure. 

DETAILED DESCRIPTION 

[0065]   It  is  to be understood  that  the  specific devices and processes  illustrated  in  the  attached  drawings,  and  described  in  the  following  specification  are  simply  exemplary  embodiments of  the  inventive  concepts defined  in  the appended  claims. Hence, other  physical  characteristics  relating  to  the  embodiments  disclosed  herein  are  not  to  be  considered as limiting, unless the claims expressly s tate otherwise. 

[0066]   A solid‐state radio frequency (RF) cooking appliance  heats up and prepares food  by  introducing  electromagnetic  radiation  into  an  enclosed  cavity. Multiple RF  feeds  at  different  locations  in  the  enclosed  cavity  produce  dynamic  electromagnetic  wave  patterns  as  they  radiate.  To  control  and  shape  of  the wave  patterns  in  the  enclosed  cavity,  the  multiple  RF  feeds  can  radiate  waves  with  separately  controlled  electromagnetic characteristics to maintain coherence ( that  is, a stationary  interference  pattern) within the enclosed cavity. For example, eac h RF  feed can transmit a different  frequency,  phase  and/or  amplitude  with  respect  to  the  other  feeds.  Other  electromagnetic characteristics can be common among th e RF feeds. For example, each  RF  feed  can  transmit  at  a  common  but  variable  frequency.  Although  the  following  embodiments are directed to a cooking appliance where  RF feeds direct electromagnetic  radiation to heat an object in an enclosed cavity,  it will be understood that the methods  described herein and  the  inventive concepts derived  therefrom are not so  limited. The  covered concepts and methods are applicable  to any RF device where electromagnetic  radiation is directed to an enclosed cavity to act  on an object inside the cavity. Exemplary  devices include ovens, dryers, steamers, and the like .  

[0067]   FIG.  1  shows  a  block  diagram  of  an  electromagnetic  cooking  device  10  with  multiple coherent RF feeds 26A‐D according to one  embodiment. As shown in FIG. 1, the  electromagnetic  cooking device  10  includes  a power  supply  12,  a  controller  14,  an RF  signal  generator  16,  a  human‐machine  interface  28  and  multiple  high‐power  RF  amplifiers 18A‐D coupled  to  the multiple RF  feeds 26A‐D. The multiple RF  feeds 26A‐D  each transfer RF power from one of the multiple hig h‐power RF amplifiers 18A‐D into an  enclosed cavity 20.  

[0068]   The power supply 12 provides electrical power derived  from mains electricity to  the controller 14,  the RF signal generator 16,  the human‐machine  interface 28 and  the  multiple  high‐power  RF  amplifiers  18A‐D.  The  power  supply  12  converts  the  mains  electricity to the required power level of each of  the devices it powers. The power supply  12  can  deliver  a  variable  output  voltage  level.  For  example,  the  power  supply  12  can  output  a  voltage  level  selectively  controlled  in  0.5‐Volt  steps.  In  this way,  the  power  supply 12  can be  configured  to  typically  supply 28 Volts direct  current  to each of  the  high‐power RF amplifiers 18A‐D, but can supply a� � lower voltage, such as 15 Volts direct  current, to decrease an RF output power level by a� �desired level.  

[0069]   A controller 14 can be  included  in the electromagnetic cooking device 10, which  can be operably coupled with various components of t he electromagnetic cooking device  10 to  implement a cooking cycle. The controller 14 can als o be operably coupled with a  control  panel  or  human‐machine  interface  28  for  receiving  user‐selected  inputs  and  communicating  information  to  a  user.  The  human‐machine  interface  28  can  include  operational controls such as dials,  lights, switches, touch screen elements, and displays� � enabling  a user  to  input  commands,  such  as  a  cooking  cycle,  to  the  controller 14  and  receive information. The user interface 28 can includ e one or more elements, which can  be centralized or dispersed relative to each other.  The controller 14 may also select the  voltage level supplied by power supply 12. 

[0070]   The controller 14 can be provided with a memory and  a central processing unit  (CPU), and can be preferably embodied in a microcont roller. The memory can be used for  storing control software that can be executed by the  CPU in completing a cooking cycle.  For example,  the memory can  store one or more pre‐programmed cooking cycles  that  can be selected by a user and completed by the ele ctromagnetic cooking device 10. The  controller 14 can also receive input from one or mo re sensors. Non‐limiting examples of  sensors  that  can  be  communicably  coupled with  the  controller  14  include  peak  level  detectors  known  in  the  art  of  RF  engineering  for  measuring  RF  power  levels  and  temperature  sensors  for measuring  the  temperature  of  the  enclosed  cavity  or  one  or  more of the high‐power amplifiers 18A‐D.  

[0071]   Based on  the user  input provided by  the human‐machine  interface 28 and data  including  the  forward and backward  (or  reflected) power magnitudes coming  from  the  multiple high‐power amplifiers 18A‐D (represented i n FIG. 1 by the path from each of the  high‐power amplifiers 18A‐D through the RF signal� �generator 16 to the controller 14), the  controller 14  can determine  the  cooking  strategy and  calculate  the  settings  for  the RF  signal  generator  16.  In  this way,  one  of  the main  functions  of  the  controller  14  is  to  actuate  the  electromagnetic  cooking  device  10  to  instantiate  the  cooking  cycle  as  initiated by the user. The RF signal generator 16 a s described below then can generate  multiple RF waveforms,  that  is, one  for each high‐power amplifier 18A‐D based on  the  settings indicated by the controller 14.  

[0072]   The  high‐power  amplifiers  18A‐D,  each  coupled  to  one  of  the  RF  feeds  26A‐D,  each output a high power RF signal based on a  low power RF signal provided by the RF  signal generator 16. The low power RF signal input  to each of the high‐power amplifiers  18A‐D can be amplified by transforming the direct  current electrical power provided by  the  power  supply  12  into  a  high  power  radio  frequency  signal.  In  one  non‐limiting  example,  each  high‐power  amplifier  18A‐D  can  be  configured  to  output  an  RF  signal  ranging  from  50  to  250  Watts.  The  maximum  output  wattage  for  each  high‐power  amplifier can be more or less than 250 Watts depend ing upon the implementation. Each  high‐power amplifier 18A‐D can include a dummy lo ad to absorb excessive RF reflections. 

[0073]   The multiple  RF  feeds  26A‐D  transfer  power  from  the multiple  high‐power  RF  amplifiers 18A‐D to the enclosed cavity 20. The mu ltiple RF feeds 26A‐D can be coupled  to the enclosed cavity 20 in spatially separated but  fixed physical locations. The multiple  RF  feeds 26A‐D can be  implemented via waveguide  structures designed  for  low power  loss  propagation  of  RF  signals.  In  one  non‐limiting  example,  metallic,  rectangular  waveguides  known  in microwave engineering  are  capable of  guiding RF power  from  a  high‐power  amplifier  18A‐D  to  the  enclosed  cavity  20  with  a  power  attenuation  of  approximately 0.03 decibels per meter.  

[0074]   Additionally,  each  of  the  RF  feeds  26A‐D  can  include  a  sensing  capability  to  measure the magnitude of the  forward and the backward power  levels or phase at the  amplifier output. The measured backward power indicate s a power level returned to the  high‐power  amplifier  18A‐D  as  a  result of  an  impedance mismatch between  the high‐ power  amplifier  18A‐D  and  the  enclosed  cavity  20.  Besides  providing  feedback  to  the  controller 14 and  the RF signal generator 16  to  implement,  in part, a cooking strategy,  the backward power level can indicate excess reflecte d power that can damage the high‐ power amplifier 18A‐D.  

[0075]   Along with  the determination of  the backward power  level at each of  the high‐ power  amplifiers  18A‐D,  temperature  sensing  at  the  high‐power  amplifier  18A‐D,  including  at  the  dummy  load,  can  provide  the  data  necessary  to  determine  if  the  backward  power  level  has  exceeded  a  predetermined  threshold.  If  the  threshold  is  exceeded,  any  of  the  controlling  elements  in  the  RF  transmission  chain  including  the  power supply 12, controller 14, the RF signal genera tor 16, or the high‐power amplifier  18A‐D  can determine  that  the high‐power amplifier 18A‐D  can be  switched  to a  lower  power level or completely turned off. For example, e ach high‐power amplifier 18A‐D can  switch  itself off automatically  if the backward power  level or sensed temperature  is too  high  for  several  milliseconds.  Alternatively,  the  power  supply  12  can  cut  the  direct  current power supplied to the high‐power amplifier  18A‐D.  

[0076]   The enclosed cavity 20 can selectively include subcav ities 22A‐B by insertion of an  optional divider 24  therein. The enclosed cavity 20 can  include, on at  least one  side, a  shielded door to allow user access to the interior  of the enclosed cavity 20 for placement  and retrieval of food or the optional divider 24. � �

[0077]   The transmitted bandwidth of each of the RF feeds 2 6A‐D can include frequencies  ranging from 2.4 GHz to 2.5 GHz. The RF feeds 26A� ��D can be configured to transmit other  RF bands. For example,  the bandwidth of  frequencies between 2.4 GHz and 2.5 GHz  is  one  of  several  bands  that  make  up  the  industrial,  scientific  and  medical  (ISM)  radio  bands. The transmission of other RF bands is contemp lated and can include non‐limiting  examples contained in the ISM bands defined by the  frequencies: 13.553 MHz to 13.567  MHz, 26.957 MHz to 27.283 MHz, 902 MHz to 928 MHz,  5.725 GHz to 5.875 GHz and 24  GHz to 24.250 GHz.  

[0078]   Referring now to FIG. 2, a block diagram of the RF  signal generator 16  is shown.  The RF signal generator 16 includes a frequency gene rator 30, a phase generator 34 and  an  amplitude  generator  38  sequentially  coupled  and  all  under  the  direction  of  an  RF  controller 32. In this way, the actual frequency, ph ases and amplitudes to be output from  the RF signal generator 16 to the high‐power ampli fiers are programmable through the  RF  controller  32,  preferably  implemented  as  a  digital  control  interface.  The  RF  signal  generator  16  can  be  physically  separate  from  the  cooking  controller  14  or  can  be  physically mounted onto or integrated into the contro ller 14. The RF signal generator 16  is preferably implemented as a bespoke integrated cir cuit.  

[0079]   As shown in FIG. 2 the RF signal generator 16 outp uts four RF channels 40A‐D that  share a common but variable frequency (e.g. ranging  from 2.4 GHz to 2.5 GHz), but are  settable in phase and amplitude for each RF channel� �40A‐D. The configuration described  herein  is exemplary and  should not be  considered  limiting.  For example,  the RF  signal  generator  16  can  be  configured  to  output more  or  less  channels  and  can  include  the  capability  to  output  a  unique  variable  frequency  for  each  of  the  channels  depending  upon the implementation.  

[0080]   As previously described,  the RF  signal generator 16  can derive power  from  the  power supply 12 and input one or more control signa ls from the controller 14. Additional  inputs can include the forward and backward power le vels determined by the high‐power  amplifiers 18A‐D. Based on these inputs, the RF co ntroller 32 can select a frequency and  signal the frequency generator 30 to output a signal  indicative of the selected frequency.  As represented pictorially in the block representing  the frequency generator 30 in FIG. 2,  the selected  frequency determines a sinusoidal signal whose  frequency ranges across a  set of discrete frequencies. In one non‐limiting ex ample, a selectable bandwidth ranging  from 2.4 GHz  to 2.5 GHz  can be discretized at a  resolution of 1 MHz allowing  for 101  unique frequency selections.  

[0081]   After  the  frequency  generator 30,  the  signal  is divided per output  channel  and  directed to the phase generator 34. Each channel can  be assigned a distinct phase, that  is,  the  initial  angle  of  a  sinusoidal  function.  As  represented  pictorially  in  the  block  representing the per channel phase generator 36A‐D  in FIG. 2, the selected phase of the  RF  signal  for  a  channel  can  range  across  a  set  of  discrete  angles.  In  one  non‐limiting  example, a selectable phase  (wrapped across half a cycle of oscillation or 180  degrees)  can be discretized at a resolution of 10 degrees al lowing for 19 unique phase selections  per channel.  

[0082]   Subsequent to the phase generator 34, the RF signal� �per channel can be directed  to the amplitude generator 38. The RF controller 32� �can assign each channel  (shown  in  FIG. 2 with a common frequency and distinct phase)  to output a distinct amplitude in the  channel  40A‐D.  As  represented  pictorially  in  the  block  representing  the  per  channel  amplitude generator in FIG. 2, the selected amplitude  of the RF signal can range across a  set of discrete amplitudes  (or power  levels).  In one non‐limiting example, a  selectable  amplitude  can be discretized  at  a  resolution of 0.5 decibels  across  a  range of 0  to 23  decibels allowing for 47 unique amplitude selections  per channel.  

[0083]   The  amplitude  of  each  channel  40A‐D  can  be  controlled  by  one  of  several  methods  depending  upon  the  implementation.  For  example,  control  of  the  supply  voltage of the amplitude generator 38 for each chann el can result in an output amplitude  for each channel 40A‐D  from the RF signal generator 16 that  is directly proportional to  the desired RF signal output for the respective high ‐power amplifier 18A‐D. Alternatively,  the per  channel output  can be encoded  as  a pulse‐width modulated  signal where  the  amplitude  level  is encoded by  the duty  cycle of  the pulse‐width modulated  signal. Yet  another alternative  is  to coordinate  the per channel output of  the power  supply 12  to  vary  the supply voltage supplied  to each of  the high‐power amplifiers 18A‐D  to control  the final amplitude of the RF signal transmitted to� �the enclosed cavity 20.  

[0084]   As  described  above,  the  electromagnetic  cooking  device  10  can  deliver  a  controlled  amount  of  power  at multiple  RF  feeds  26A‐D  into  the  enclosed  cavity  20.  Further,  by maintaining  control  of  the  amplitude,  frequency  and  phase  of  the  power  delivered  from  each  RF  feed  26A‐D,  the  electromagnetic  cooking  device  10  can  coherently control the power delivered into the enclo sed cavity 20. Coherent RF sources  deliver  power  in  a  controlled  manner  to  exploit  the  interference  properties  of  electromagnetic  waves.  That  is,  over  a  defined  area  of  space  and  duration  of  time,  coherent RF sources can produce stationary  interference patterns such that the electric  field is distributed in an additive manner. Consequen tly, interference patterns can add to  create an electromagnetic field distribution that  is greater  in amplitude than any of the  RF  sources  (i.e.  constructive  interference)  or  less  than  any  of  the  RF  sources  (i.e.  destructive interference).  

[0085]   The  coordination  of  the  RF  sources  and  characterization  of  the  operating  environment  (i.e.  the  enclosed  cavity  and  the  contents  within)  can  enable  coherent  control of the electromagnetic cooking and maximize t he coupling of RF power with an  object  in  the enclosed cavity 20. Efficient  transmission  into  the operating environment  can  require  calibration  of  the  RF  generating  procedure.  As  described  above,  in  an  electromagnetic heating system, the power level can b e controlled by many components  including  the voltage output  from  the power  supply 12,  the gain on  stages of variable  gain  amplifiers  including  both  the  high‐power  amplifiers  18A‐D  and  the  amplitude  generator 38, the tuning frequency of the frequency  generator 30, etc. Other factors that  affect  the  output  power  level  include  the  age  of  the  components,  inter‐component  interaction and component temperature.  

[0086]   Referring now  to FIG. 3, a schematic diagram  illustrating a high‐power amplifier  18 coupled  to a waveguide 110  in accordance with various aspects described herein  is  shown.    The  high‐power  amplifier  18  includes  one  or  more  amplification  stages  100  coupled via a guiding structure 102 to a circulator� �104.  The circulator 104 is coupled by a  guiding  structure  106  to  a  waveguide  exciter  108.    The  high‐power  amplifier  18  is  electrically coupled to the waveguide 110 by the wav eguide exciter 108 and mechanically  coupled by an electromagnetic gasket 112. 

[0087]   The high‐power  amplifier  18  is  configured  such  that  a number of  amplification  stages  100  are  interconnected  to  amplify  a  radio  frequency  signal  from  the  amplifier  input  to  the  amplifier  output.  The  amplification  stages  100  include  one  or  more  transistors  configured  to  convert  a  small  change  in  input  voltage  to  produce  a  large  change  in  output  voltage.    Depending  upon  the  configuration  of  the  circuit,  the  amplification stages 100 can produce a current gain,� �a voltage gain or both.   

[0088]   The output of the amplification stages 100  is coupled to the circulator 104 via a  guiding structure 102.  The guiding structure 102 ca n be any electrical connector capable  of  carrying high‐power  radio  frequency  signal  including but not  limited  to a microstrip  printed on a dielectric substrate of a printed circu it board.  The circulator 104 is a passive  multi‐port component that transmits radio  frequency signals  from one port to the next  where a port  is a point on the circulator 104 for coupling a ra dio frequency signal from  one component to another.   In the high‐power amplifier 18, the circulator 10 4 acts as a  protective device to isolate the amplification stages� �100 from deleterious effects that can  occur when a mismatched load reflects power. 

[0089]   The  circulator  104  is  coupled  to  the  waveguide  exciter  108  via  the  guiding  structure 106.  The high‐power amplifier 18 is ter minated at its output by the waveguide  exciter 108.     The waveguide exciter 108  converts electromagnetic energy  from a  first  mode  suitable  for  transmission within  the  high‐power  amplifier  18  to  a  second mode  suitable for transmission within the waveguide 110. � �In this way, the waveguide 110 acts  as an RF feed 26A‐D to convey the amplified elect romagnetic signal from the high‐power  amplifier to the microwave cavity. 

[0090]   The electromagnetic gasket 112 provides a secure conn ection between the high‐ power amplifier 18 and the waveguide 110 and surroun ds the portion of the waveguide  exciter 108 positioned between the high‐power amplif ier 18 and the waveguide 110.  The  electromagnetic gasket 112 can be formed of one or  more materials useful for securing  the  connection  between  the  high‐power  amplifier  18  and  the  waveguide  110  and  providing electromagnetic shielding at radio frequencie s.  Such materials can include, but  are  not  limited  to,  silicone‐based  constituents  filled with  conductive  particles  such  as  silver or nickel. 

[0091]   The  provision  of  the waveguide  exciter  108  that  terminates  the  output  of  the  high‐power  amplifier  18  reduces  the  electromagnetic  losses  typically  incurred  at  the  junction  of  microwave  devices  coupled  via  conventional  connectors.    That  is,  conventional microwave devices are  interconnected via coaxial connectors  (e.g. BNC or  N‐type  connectors)  that  incur  RF  losses  due  to  the  additional  path  lengths  for  the  connectors  as  well  as  the  losses  at  the  coupling  of  the  coaxial  connectors.    The  electromagnetic  gasket  112  augments  the  efficiency  of  the waveguide  exciter  108  by  shielding the waveguide exciter 108 as well as provi ding the mechanical support of the  coupling between the high‐power amplifier 18 and th e waveguide 110. 

[0092]   Referring now to FIG. 4, a cross‐sectional side vi ew  illustrating the circulator 104  in accordance with various aspects described herein  is shown.   As described above, the  circulator  104  is  coupled  to  the  output  of  the  amplification  stages  via  the  guiding  structure 102.  The circulator 104 includes a lamina te 122 mounted to a metal base plate  120.   

[0093]   Two  ferrite magnets  126,  128  in  axial  alignment perpendicular  to  the  laminate  122 are secured to the  laminate 122 by clips 130.   The ferrite magnets 126, 128 can be  any shape suitable for the circulator design, includi ng, but not limited to a disk. 

[0094]   The guiding structure 102 can  include a microstrip  that  is printed on a  laminate  122. The laminate 122 is a dielectric substrate that  can include any material suitable for  the provision of  insulating  layers of a printed circuit board  including, but not  limited to,  FR‐2 material or FR‐4 material.   The  laminate 122  is positioned on the metal base plate  120 that provides mechanical support to the circulato r 104.  Additionally, the metal base  plate  120  acts  as  a  thermal  dissipating  mass  and  to  spread  heat  generated  by  the  circulator 104.  The metal base plate 120 includes  a pocket 124 to house the lower ferrite  magnet 128. 

[0095]   During  the manufacturing of  the circulator 104,  the  lower  ferrite magnet 128  is  placed  in the pocket 124 of the metal base plate 120.   The  laminate 122 and microstrip  guiding structure are applied to the metal base plat e 120.  The upper ferrite magnet 126  is placed above lower ferrite magnet 128 and secured  to the laminate 122 by clips 130.  

[0096]   FIG.  5  is  a  top‐view  diagram  illustrating  the  integrated  circulator  of  FIG.  4.  As  described, the circulator 104 includes, as part of i ts magnetic circuit, the laminate 122 of  a  printed  circuit  board  as well  as  the microstrip  guiding  structure  102  coupled  to  the  output of the amplification stages (cf. element 100  in FIG. 3).  In this way, the circulator  104 does not include input or output pins that requ ire a soldered connection during the  manufacturing process.   Conventional solder joints can expose the high‐pow er amplifier  to  reliability  issues  because  the  soldering  process  can  result  in  cold‐spots  or  bad  couplings.      Therefore,  the  circulator  104  is  not  a  conventional  discrete  component  soldered in the high‐power amplifier.  Instead the� �circulator 104 is directly integrated as a  component of the high‐power amplifier. 

[0097]   For  the output power  level  at  the end of  the  amplification  stages  100  to hit  a  desired  set‐point  level,  the  RF  signal  generator  (cf.  element  16  in  FIG.  1)  can  rely  on  feedback  in the form of signals  indicative of the forward and backward power  levels or  the  relative phases of  the  radio  frequency  signals  conveyed  to  the enclosed  cavity  (cf.  element 20 in FIG. 1). Therefore, in addition to th e amplifying components for outputting  a  radio  frequency  signal  that  is  amplified  in  power  with  respect  to  an  input  radio  frequency  signal,  conventional  high‐power  amplifiers  can  include  a  measuring  component that outputs a signal indicative of the ra dio frequency power transmitted and  received by  the  amplifying  component.   However, by  integrating  such  a measurement  component within the high‐power amplifier, the outpu t stage of a high‐power amplifier  can  incur electrical  losses that can reduce the power and fidelity of th e radio frequency  signal  output  to  the  radio  frequency  feed  (cf.  elements  26A‐D  in  FIG.  1)  such  as  a  waveguide.  [0098]   Referring now to FIG. 6, schematic diagram illustrati ng a high‐power amplifier 18  coupled to a waveguide 110 with an integrated measur ement system 150 in accordance  with  various  aspects described herein  is  shown.    The  integrated measurement  system  150  includes  probe  antennas  152  coupled  to  electronic  components  154.    The  probe  antennas  152  include  portions  located  within  the  waveguide  110  that  convert  radio  frequency  electromagnetic  waves  within  the  waveguide  110  into  an  analog  electric  power signal.  The probe antennas 152 can be any t ype of antenna useful for measuring  radio frequency electromagnetic waves within a wavegui de, including but not limited to,  dipole antennas. 

[0099]   The electronic components 154 are coupled to the pro be antennas 152 and can  include  an  analog‐to‐digital  convertor  (ADC)  such  that  the  output  signal  is  digital  and  readily  input  to  a  device  such  as  the  RF  signal  generator  (cf.  element  16  in  FIG.  1),  controller  (cf. element 14  in FIG. 1) or  the RF controller  (cf. element 32  in FIG. 1). The  electronic components 154 can be any component useful  for the measurement of radio  frequency signals including, but not limited to, radi o frequency log power detectors that  provide  a direct  current output  voltage  that  is  log‐linear with  respect  to  the detected  radio frequency power level within the waveguide 110.  

[00100] The measurement  system  can  include additional  components useful  for  further  characterizing the radio  frequency transmissions conveyed through the waveguide� �110.   Referring now  to FIG. 7, a schematic diagram  illustrating a high‐power  radio  frequency  amplifier 18 coupled  to a waveguide 110 with an  integrated measurement  system 160  that includes a reflectometer 164 in accordance with� �various aspects described herein is  shown.   The  integrated measurement system 160  includes probe antennas 162 coupled  to  a  reflectometer  164.    The  probe  antennas  162  include  portions  located within  the  waveguide  110  that  convert  radio  frequency  electromagnetic  waves  within  the  waveguide 110 into an analog electric power signal.   The probe antennas 162 can be any  type of  antenna useful  for measuring  radio  frequency electromagnetic waves within  a  waveguide, including but not limited to, dipole anten nas. 

[00101] The  reflectometer  164  can  include  any  components  useful  for  measuring  the  phase  of  a  radio  frequency  signal  including,  but  not  limited  to,  a  directional  coupler  containing matched calibrated detectors or a pair of� �single‐detector couplers oriented so  as to measure the electrical power flowing in both  directions within the waveguide 110.   I n this way, the integrated measurement system 160 can characterize the radio frequency transmissions according to power and phase and can be used to form a networked description as embodied in the scattering matrix or S-parameters. In one non-limiting implementation, the reflectometer 164 is a six port reflectometer configured to measure the phase of the forward and backward radio frequency radiation within the waveguide.

[00102] The reflectometer 164 is coupled to the probe antennas 162 and can include an analog-to-digital convertor (ADC) such that the output signal indicative of the phase or power of the radio frequency electromagnetic wave within the waveguide 110 or scattering matrix is digital and readily input to a device such as the RF signal generator (cf. element 16 in FIG. 1), controller (cf. element 14 in FIG. 1) or the RF controller (cf. element 32 in FIG. 1).

[00103] The electromagnetic cooking device 10 may utilize one or more control methods to adjust the power level to reach a desired set-point level. Such a process may have challenges that are not easily resolved by conventional control schemes. For example, in order to minimize cook time, the device 10 may attempt to reach a maximum power level or set-point level as fast as possible. However, if the maximum power level is overshot, the high-power amplifiers 18A-D may be damaged. For this reason, the system may implement a control scheme that prevents over-damping that could extend cooking time, while also protecting the circuitry and hardware from exceeding a maximum power level.

[00104] Referring to FIG. 8, a flow chart of a method 600 for control of the output power level of the device 10 is shown. In some embodiments, an amplitude of the power utilized to generate the RF feeds 26A-D, 226 A-D may generally be controlled by the controller 14 in communication with the power supply 12 and/or the amplitude generator 38. Additiona lly, the controller 14 may be operable to detect the power level output from each of the high-power amplifiers 18A-D via the measurement system (e.g. integrated measurement system 150, 160). Accordingly, upon initiation of a heating process in step 602, the controller 14 may set the output power level P ₀ of one or more of the high-power amplifiers 18A-D to a desired or target output power P _T . Additionally the controller 14 may monitor the measured power P _x . In step 604, the controller 14 may also control or update the phase shift between or among the RF feeds 18A-D by controlling the RF controller 32. Throughout the method 600, the controller 14 may receive signals communicating the measured power P _x from the measurement system. In this way, the device 10 may provide for closed loop feedback to ensure that the target output power P _T is rapidly achieved and maintained.

[00105] As previously discussed the high-power amplifiers 18A-D may be damaged if the power level exceeds a maximum power level P _max or rated power level. Accordingly in step 606, the controller 14 may compare the measured power P _x to the maximum power level P _max . If the maximum power level P _max is exceeded, the controller 14 may continue to step 608 and decrease the setting for the output power P ₀ by the maximum power adjustment P _{max decrease} . The maximum power adjustment may be one of a plurality of power adjustment levels that may be applied by the controller 14 to adjust the output power P ₀ from the high-power amplifiers 18A-D. Additional power adjustment levels and the relationship among the power adjustment levels are further discussed in the following description. The controller may adjust the output power P ₀ by controlling the power supply 12 and/or the amplitude generator 38.

[00106] In step 606, if the measured power level P _x is less than the maximum power level P _max , the method may continue to step 610 to set or update the target power P _T . In step 612, the controller 14 may compare the measured power level P _x to the target power P _T to determine the power difference ΔΡ. Continuing to step 614, the controller 14 may determine whether the power difference ΔΡ is negative or positive and accordingly, whether the output power P ₀ needs to be increased or decreased respectively. If the power difference ΔΡ is greater than zero, the controller 14 may compare the power difference ΔΡ to a plurality of adjustment thresholds and decrease the output power P ₀ by a power adjustment level in steps 616 to 624. If the power difference ΔΡ is less than zero, the controller 14 may compare the power difference ΔΡ to a plurality of adjustment thresholds and increase the output power P ₀ by a power adjustment level in steps 626 to 634. In this way, the device 10 may compensate for differences between the measured power level P _x and the target power P _T efficiently without requiring significant processing power from the controller 14.

[00107] If the power difference ΔΡ is greater than zero in step 614, the controller 14 may continue to step 616 to compare the absolute value of the power difference | ΔΡ | to a low power decrease threshold. In step 618, if the power difference | ΔΡ | is less than the low power decrease threshold, the controller 14 may maintain the output power level P ₀ at a current setting. If the power difference | ΔΡ | is greater than the low power decrease threshold, the controller 14 may continue to step 620 to compare the power difference I ΔΡ I to a high decrease threshold. In step 620, if the power difference | ΔΡ | is greater than the high power decrease threshold, the controller 14 may continue to step 622 to decrease the output power level P ₀ by a fast decrease power adjustment level Pfast_decrease - ln step 620, if the power difference | ΔΡ | is less than the high power decrease threshold, the controller 14 may continue to step 624 to decrease the output power level P ₀ by a slow decrease power adjustment level P _{slow decrease} - The fast decrease power adjustment level P _{fast decrease} may be greater in magnitude than the slow decrease power adjustment level P _{slow decrease} . In this way, the controller 14 may cause the output power level P ₀ to change rapidly or slowly to provide a desired system response of the device 10. Following any of steps 618, 622, or 624, the controller 14 may return to step 602.

If the power difference ΔΡ is less than zero in step 614, the controller 14 may continue to step 626 to compare the absolute value of the power difference | ΔΡ | to a low power increase threshold. In step 628, if the power difference | ΔΡ | is less than the low power increase threshold, the controller 14 may maintain the output power level P ₀ at a current setting. If the power difference | ΔΡ | is greater than the low power increase threshold, the controller 14 may continue to step 630 to compare the power difference I ΔΡ I to a high increase threshold. In step 630, if the power difference | ΔΡ | is greater than the high power increase threshold, the controller 14 may continue to step 632 to increase the output power level P ₀ by a fast increase power adjustment level P _{fast increase} . In step 630, if the power difference | ΔΡ | is less than the high power increase threshold, the controller 14 may continue to step 634 to increase the output power level P ₀ by a slow increase power adjustment level P _s iow ncrease - The fast increase power adjustment level P _{f st increase} may be greater in magnitude than the slow increase power adjustment level P _siow increase - In this way, the controller 14 may cause the output power level P ₀ to change rapidly or slowly to provide a desired system response of the device 10. Following any of steps 628, 632, or 634, the controller 14 may return to step 602. [00109] s discussed herein, the method 600 may provide for the output power level P ₀ to be adjusted by the plurality of power adjustment levels. The different power adjustment levels may provide for the output power level P ₀ to be adjusted by a magnitude commensurate to a specific state of the output power level P ₀ in comparison to the target power level P _T and the maximum power level P _max . For example, a relationship among the power adjustment levels discussed herein may be as follows: P _max decrease >

Pfast_increa.se > P slow _incr ease and P _{max_decrease} > Pfast_decrease > P slow -decr ease -

Additionally, the high increase and high decrease thresholds may correspond to greater values than the low increase and low decrease thresholds. Accordingly, each of the plurality of power adjustment levels and the power level thresholds discussed herein may be adjusted to suit a variety of applications to provide a desired response of the device 10.

[00110] By characterizing the conveyed radio frequency transmissions according to power and phase measurements or scattering matrix, the electromagnetic cooking device (cf. element 10 in FIG. 1) with solid-state radio frequency sources can precisely excite an enclosed cavity (cf. element 20 in FIG. 1) by controlling the coupling factor of the resonant modes or standing waves that determine the heating pattern therein. That is, a solid-state electromagnetic cooking device can energize desired heating patterns by coupling specific resonant modes to the microwave cavity via the actuation of the radio frequency sources where the heating pattern is determined by the modulus of the resonant mode. The resonant modes are a function of the cavity dimension, food load type, food load placement and excitation condition of the multiple coherent radio frequency sources (e.g. the operating frequency and phase shift between the sources, etc.). The electromagnetic cooking device can be configured to control the solid-state radio frequency sources to select the coupling factor of the resonant modes to energize a specific heating pattern or a sequence of heating patterns over time. The heating patterns related to specific resonant modes can determine the evenness or unevenness of the cooking process. However, because the resonant modes are a function of the food load type and placement, the cavity size and excitation condition, it is not possible to have an a priori knowledge of the resonant modes and their critical frequencies.

[00111] Therefore, the electromagnetic cooking device can be configured to determine the resonant modes within an enclosed cavity in-situ. Referring now to FIG. 9, a schematic  diagram  illustrating  a  resonant  cavity  222  coupled  to  two  RF  feeds  226A,B  embodied as waveguides  in accordance with various aspects described herein  is shown.   The  RF  feeds  226A,B  transfer  power  from  their  respective  high‐power  amplifiers  (cf.  elements 18A,B in FIG. 1) to the enclosed cavity 22 2. The RF feeds 226A,B can be coupled  to the enclosed cavity 222 in spatially separated bu t fixed physical locations. The RF feeds  226A,B can convey RF transmissions to the enclosed c avity 222 at a selected  frequency  and  phase where  the  phase  shift  or  difference  between  the  RF  transmissions  directly  relates  to  the class of  symmetry of  the excited  resonant mode. For example activating  the RF sources in an in‐phase relationship (i.e. p hase shift = 0°) activates modes of even  symmetry while  activating  the  sources  in  an  antiphase  relationship  (i.e.  phase  shift  =  180°) activates modes of odd symmetry. The symmetrie s determine the heating patterns  in the oven as will be described below. Although th e example is given that activating the  RF  sources  in  an  in‐phase  relationship  (i.e.  phase  shift  =  0°)  activates modes  of  even  symmetry while  activating  the  sources  in  an  antiphase  relationship  (i.e.  phase  shift  =  180°) activates modes of odd symmetry, other phase  shifts may be employed depending  on the hardware architecture of the system. 

[00112] In  operation,  the  electromagnetic  cooking  device  determines  the  set  of  symmetries  (e.g. even or odd)  for  the  resonant modes  to be excited within  the  cavity  222.  The electromagnetic cooking device is configure d to excite the cavity 222 for a set  of  operating  frequencies  and  store  the  efficiency measured  for  each  frequency.    The  efficiency is determined by the useful power output  divided by the total electrical power  consumed which  can  be  measured  according  to  the  ratio  of  forward  power  less  the  backward power to forward power as in: 

The electromagnetic cooking device is configured to s tore the efficiency map in memory  for the excited classes of symmetries.   

[00113] Referring  now  to  FIG.  10,  a  graphical  diagram  illustrating  efficiency  versus  frequency  for  in‐phase  excitations  228  and  antiphase  excitations  230  of  the  resonant  cavity  is  shown.    In  this non‐limiting  illustrative  example,  the  electromagnetic  cooking  device is configured to conduct two sets of excitati ons for each operating frequency and  obtain two efficiency measurements.    [00114] Referring now to FIG. 11, a diagram illustrating fea tures of a method of analysis to  determine  the  resonant  modes  of  the  cavity  in  accordance  with  various  aspects  described herein is shown.  The electromagnetic cooki ng device can analyze the recorded  map of efficiency (shown for the in‐phase excitatio n 228) by modeling the response as a  passband RLC circuit  in order  to  recognize  the critical  frequencies of  the poles  (i.e.  the  resonant frequencies of the resonant modes) that have  been excited for the specific class  of symmetry. For this purpose, a processor 250 as a  physical or logical subcomponent of  the controller (cf. element 14 in FIG. 1) or the R F controller (cf. element 32 in FIG. 2) can  be configured to identify local maxima of the effici ency function.  The processor 250 can  implement any algorithm useful  for determining the critical  frequencies of the poles of  the efficiency map  including, but not  limited  to vector  fitting, magnitude vector  fitting,  etc.  In this way, the processor 250 can determine a  list of resonant frequencies 252 for  each symmetry plane.  

[00115] Additionally, the processor 250 can determine a quali ty factor (Q‐factor) based on  the relative bandwidth of each determined pole. The  processor 250 can determine  the  presence of  foodstuff  located within  the  cavity based on  the estimate of  the Q‐factor.   For example, if the processor 250 determines that a� �selected resonant mode has a low Q‐ factor such as at or below seven, the processor 250  can determine that the portions of  the  enclosed  cavity  where  the  excited  mode  has  a  local  or  global maximum  contain  foodstuff.  Similarly, if the processor 250 determine s that a selected resonant mode has a  high Q‐factor such as greater than 1000, the proce ssor can determine that the portions  of  the enclosed  cavity where  the excited mode has a  local or global maximum do not  have  foodstuff.   The processor 250 can classify the type of  foodstuff  located within the  cavity based on the estimate of the Q‐factor.  Fo r example, frozen food has a Q‐factor of  about 300, water has a Q‐factor of about 7 and m etal objects have a Q‐factor of about  1000.   For each determined pole, the processor 250 can as sociate a resonant frequency  used to excite the mode and a Q‐factor for determ ining the type of foodstuff that will be  heated  by  the  mode.  Additional  benefits  of  determining  the  Q‐factor  are  described  below. 

[00116] Referring  now  to  FIG.  12,  a  diagram  illustrating  features  of  a  method  to  characterize  the  resonant  modes  of  the  cavity  in  accordance  with  various  aspects  described herein is shown.  Building on the previous ly described example of an in‐phase  excitation  228  of  the  radio  frequency  feeds  226A,B  where  a  processor  of  the  electromagnetic cooking device determines a set of po les 252 indicative of the resonant  modes excitable  in  the cavity 222,  the determined poles 252A‐C each  correspond  to a  heating  pattern  260A‐C  within  the  cavity  222.    Recall  that  the  heating  pattern  is  determined  by  the modulus  of  the  resonant mode.    Each  heating  pattern  260A‐C will  have a spatial pattern with contours indicative of u niform heating.  While depicted in FIG.  12 with a binary set of contours, the actual heatin g patterns will  include many contours  indicative of a continuum of heating levels.  For e ase of understanding, the single contour  level  indicates the hottest areas of the heating pattern a nd demonstrates the even and  odd symmetries of the resonant modes. 

[00117] Referring now to FIGS. 13A and 13B, a schematic dia gram illustrating features of a  method to locate and classify foodstuff 300A,B positi oned within a resonant cavity 222 in  accordance with various aspects described herein is s hown.  Initiating an antiphase phase  excitation  (shown  in  FIG.  13A),  the  electromagnetic  cooking  device  can  generate  a  heating  pattern  360A  in  the  cavity  222 with  an  even  symmetry where  the maximum  heating  contours  302  do  not  occur  in  the  center  of  the  cavity  222.    Because  a  large  portion 312 of the foodstuff 300A is lying within a  minimum of the heating pattern 360A  and  only  a  small  portion  310  of  the  foodstuff  300A  is  lying within  a maximum  of  the  heating  pattern  360A,  the  cavity  reflections  are  more  significant  than  the  electromagnetic response from the foodstuff 300A  leading to a relatively  low efficiency.   In contrast, because a large portion 314 of the foo dstuff 300B is lying within a maximum  of the heating pattern 360B and only a small portio n 316 of the  foodstuff 300B  is  lying  within a minimum of the heating pattern 360B for an  in‐phase excitation (FIG. 13B), the  cavity  reflections  are  minimized  and  the  efficiency  is  higher  than  the  efficiency  determined  during  the  even  symmetry  excitation.  Therefore,  the  electromagnetic  cooking device can determine  if  foodstuff  is  located  in  the center of  the cavity 222 by  comparing the efficiencies between the efficiencies be tween an  in‐phase excitation and  an antiphase excitation.  To wit, a higher efficienc y with in‐phase excitation indicates that  foodstuff  is not  located  in  the center of  the cavity 222 and a higher efficiency with an  antiphase excitation indicates the foodstuff is locate d at the center of the cavity 222.  In  this  way,  the  electromagnetic  cooking  device  can  be  configured  to  determine  the  presence of foodstuff positioned in the center of th e microwave cavity 222 based on the  efficiency of the activated resonant modes of even s ymmetry or determine the presence  of foodstuff positioned remotely from the center of  the microwave cavity 222 based on  the efficiency of the activated resonant modes of od d symmetry. 

[00118]   Additionally,  the  processor  can  be  configured  to  further  analyze  the Q‐factors  according  to  the efficiency and  symmetry of  the  resonant modes  to detect and  locate  more  than one  type of  foodstuff  in  the cavity 222. The processor can be configured  to  average the Q‐factors for a subset of the identifi ed resonant modes to classify a portion  310, 314 of a foodstuff 300A, 300B according to its  position within the microwave cavity  222.  For example, the processor can average the Q� ��factors of the even symmetry modes  to determine  the  type of  foodstuff  located  in a portion 310 of  the  foodstuff 300A  that  intersects  with  the  maximum  heating  contours  302  of  the  even  symmetry  heating  patterns 360A.   Similarly, the processor can average the Q‐factors  of the odd symmetry  modes to determine the type of foodstuff located in� �a portion 314 of the foodstuff 300B  that  intersects with  the maximum heating  contours 304 of  the odd  symmetry heating  patterns 360B. 

[00119]    Cooking  applications  usually  require  power  levels  in  the  range  of  hundreds  of  watts,  as  a  very  common  power  budget  for magnetron  heating  sources  in microwave  ovens is in the range of 800‐1000 W. Nonetheless,� �not all applications require such a high  power level. For example, an application may require� �a lower power level as low as 80 W  to ensure homogeneous heating and/or a controlled pro cess. Moreover, some cooking  processes are destroyed or harmed  if too high power  levels are used (i.e. the quality of  the cooking process diminishes as power level increas es). One example of such a process  is melting of butter or chocolate. Another example i s raising bread, where a temperature  suitable for yeast growth must not be exceeded for  a certain amount of time.  

[00120]    The use of  solid‐state  sources allows a precise excitation of  the enclosed cavity  20,  222,  i.e.  precise  coupling  to  certain  resonant  modes  to  which  specific  heating  patterns correspond. As noted above,  the  resonant modes are a  function of  the cavity  dimension,  food  load  type  and  displacement  and  excitation  condition  (i.e.  operating  frequency and phase shift between sources in case of  use of multiple coherent sources).  On  the other hand, with  traditional non‐coherent magnetron  sources,  such  coupling  is  less controllable since  the operating  frequency  is  fixed and  the phase shift  relationship  does not exist. In order to leverage the increased  controllability of solid‐state sources it is  desirable  to  control  the  coupling  factor  of  the  resonant  modes  in  order  to  realize  a  specific heating pattern and/or a specific sequence o ver time of heating patterns related  to  specific  resonant modes  in  order  to  achieve  increased  evenness  and/or  controlled  unevenness. Such controlled unevenness may be used fo r a zone cooking application  in  which the electric field, namely the source of heati ng pattern, is unbalanced to the left or  to  another portion of  the enclosed  cavity 20, 222. Because  the  resonant modes  are a  function of the food load and its displacement, cavi ty size, and excitation condition, it is  not  possible  to  have  an  a  priori  knowledge  of  the  resonant modes  and  their  critical  frequencies. It is therefore not possible to determin e which resonant modes are excited  for a specific set of cavity size/food load type an d displacement and excitation condition  without having all this information, for example, rec eiving user input at the user interface  28  or  having  additional  sensors  like  cameras  to  detect  the  enclosed  cavity  20  loading  conditions  and  all  its  characteristics.  Again,  this  information  is  needed  to  have  information about the heating pattern and use it acc ordingly. 

[00121]    The embodiments described here relate to a method to  use preclassified resonant  modes to be activated (i.e. to which the sources tr ansfer energy) into the enclosed cavity  20, 222 to obtain even or uneven heating of a food  load. This technique may be referred  to  as  spectromodal  control  as  it  is  founded  on  the  connection  between  absorption  spectrum  and  resonant  modes.  The  theory  ensures  homogeneous  heating  patterns,  center‐dominating heating patterns, or unbalanced pat terns. The theory stems from the  observation  that  in  an  enclosed  cavity  20,  222,  the  coupling  between  sources  and  resonant modes  is  a  function  of  the  operating  frequency,  since  such  resonant modes  exist only at specific discrete  frequencies  (the resonant  frequency, critical  frequency or  so‐called eigenvalues of  the modes). Microwave cavities can be  represented as circuits  finding  an  equivalent  circuit  that  shares  the  same  frequency  response.  In  view of  this  circuital  (filter‐like)  representation,  the  resonant modes may  be  represented  as  pass‐ band filters centered at their critical frequencies a nd with a band  inversely proportional  to their Q‐factor. The Q‐factor is related to th e losses (dielectric losses that occur into the  load  as well  as metallic  losses  coming  from  surface  currents  arising  into metals).  The  passband  representation  of  the  enclosed  cavity  20,  222  is  depicted  in  FIG.  14.  The  coupling of such resonant modes with respect to the� �operating frequency can be thought  of as a coupling factor related to the frequency/tim e factor of the excitations.  [00122]    The coupling of the sources with the modes of the  resonant enclosed cavity 20,  222 is a function of the excitations displacement an d phase relationship in between them  (when multiple coherent sources are used) with respec t to the enclosed cavity 20, 222.  This  second  coupling  factor  can  be  thought  as  related  to  the ‘space’  factor  of  the  excitations.  The  applied  phase  shift  directly  relates  to  the  class  of  symmetry  of  the  transferred resonant mode. Take as example the enclos ed cavity 222 depicted  in FIG. 9.  Activating  the  sources  in  phase  relationship  activates modes  of  even  symmetry while  activating  the sources  in antiphase  relationship activates modes of odd symmetry. This  behavior  is  depicted  in  FIGS.  13A  and  13B  where  FIG.  13A  represents  the  antiphase  relationship and FIG. 13B  represents  the  in‐phase  relationship. The explanation can be  found  considering  the  phase  relationship  between  the  two  planes  on which  the  two  sources  lay,  i.e.  the  natural  phase  shift  that  the  two  aforementioned  classes  of  symmetries impose on the enclosed cavity 222. For in stance, every resonant mode (that  composes  the  so  called  free‐response  of  the  enclosed  cavity  20)  imposes  specific  boundary  conditions  on  cavity  walls,  namely  where  the  sources  are  placed.  If  the  enclosed cavity 20, 222 excitation is obtained throug h waveguides, a very common case  for microwave ovens 10, the waveguides shall be plac ed in the location and with a phase  shift in between them that matches the resonant mode  that they are designed to excite.  In  this case,  the enclosed cavity 20, 222, when excited  (the so called  forced‐response),  will  present  an  electromagnetic  field  configuration  corresponding  to  that  which  the  resonant  mode  to  which  the  excitation  is  targeted  would  have.  Using  such  considerations, it is possible to get a map of crit ical frequencies and class of symmetries  (spectromodal  identification).  Moreover,  it  is  possible  to  measure  or  estimate  the  coupled efficiency for each identified resonant mode.� � 

[00123]    FIG.  15  is  provided  to  show  an  example  of  an  unbalanced  excitation  in  the  enclosed  cavity 222  and  the  resulting heating pattern.  FIG. 16  is provided  to  show  an  example of  a balanced excitation  in  the enclosed  cavity 222  and  the  resulting heating  pattern. 

[00124]    Below  is  a  list  that  shows  the  resonant  modes  classified  according  to  their  symmetry and provided with their critical frequencies� �and efficiencies. The values shown  are for purposes of example. 

Symmetry 1 (even, average efficiency = 79%)  Mode 1 (frequency = 2.40 GHz, efficiency =70%)  Mode 2 (frequency = 2.41 GHz, efficiency =95%)  Mode 3 (frequency = 2.45 GHz, efficiency =80%)  Mode 4 (frequency = 2.50 GHz, efficiency =72%)  Symmetry 2 (odd, average efficiency = 79%)  Mode 1 (frequency = 2.40 GHz, efficiency =69%)  Mode 2 (frequency = 2.41 GHz, efficiency =78%)  Mode 3 (frequency = 2.45 GHz, efficiency =90%)  [00125]    The controller 14 may be configured  to perform a method  (400) of activating a  sequence of preclassified  resonant modes  into an enclosed  cavity 20, 222  to  control a  heating pattern  therein with RF  radiation  from  a plurality of RF  feeds 26A‐26D, 226A‐ 226B  shown  in  FIG.  17.  The plurality of RF  feeds  26A‐26D,  226A‐226B  transfer  the RF  radiation into the enclosed cavity 20, 222 and measu re the forward and backward power  at  the  plurality  of  RF  feeds  26A‐26D,  226A‐226B.  The  method  includes  the  steps  of  selecting a heating target corresponding to an amount  of energy that is to be to delivered  to  each  symmetry  plane  in  the  enclosed  cavity  20,  222  based  in  part  upon  a  load  positioned in the enclosed cavity 20, 222 (step 402) ; detecting asymmetries and find the  optimal  rotation plane  (step 404);  generating a heating  strategy based on  the heating  target  to  determine  desired  heating  patterns,  the  heating  strategy  having  a  selected  sequence of resonant modes to be excited in the enc losed cavity 20, 222 that correspond  to  the desired heating patterns  (step 406); exciting  the enclosed  cavity 20, 222 with a  selected set of phasors for a set of frequencies co rresponding to each resonant mode of  the  selected  sequence  of  resonant modes  (step  408)  to  create  heating  patterns;  and  monitoring  the  created  heating  patterns  based  on  the  forward  and  backward  power  measurements  at  the  RF  feeds  26A‐26D,  226A‐226B  to  use  closed‐loop  regulation  to  selectively modify  the  sequence  of  resonant  modes  into  the  enclosed  cavity  20,  222  based on  the desired heating patterns and  the  created heating patterns as monitored  (step 410).  [00126] A heating target is an energy set point specified a ccording to a symmetry plane in  the enclosed cavity 20, 222. In other words, a heat ing target is the amount of energy that  the microwave oven 10  is configured to deliver to each symmetry plane. Mor eover, the  target  set point can be  specified according  to  the  ratio between  the  symmetry planes.  For example,  the  target set point can be set as a 2:1 ratio  for even and odd symmetry  planes where  the  even  symmetry plane  is  set  to  receive  twice  the  energy  as  the odd  symmetry  plane.  The  heating  target  is  configured  according  to  food  load  and  cooking  cycle  requirements.  For  example,  a  balanced  heating  target may  be  configured  for  a  reheat cycle.  In another example, where two separat e food loads like two small glasses  are  placed  in  a  symmetric  fashion with  respect  to  the  cavity  center  on  left  and  right  halves  of  the  oven  10,  the  heating  target  can  be  configured  for  an  even  symmetry  heating pattern.   

[00127] The spectromodal theory ensures that sources in phase  and in anti‐phase give rise  to specific heating patterns that are symmetric with� �respect to the center of the cavity  20, 222. Thus, these patterns are suitable for manag ing centered food loads, but may be  very susceptible to displacements, as highlighted  in FIG. 18 where most of the energy is  injected in the right side of the food load because  of the overlapping of the two patterns.  

[00128] The point is that a non‐centered food load introdu ces a rotation in the symmetry  plane  that  causes  the  system  oven‐load  to  lose  its  symmetric  properties.  It  is  thus  possible to compensate for this undesired scenario, i dentifying the rotation of the actual  symmetry plane  and  applying  it  to  the RF  feeds 26A‐26D,  226A‐226B, hence  changing  their  phase  relationship,  as  depicted  in  FIG.  19  where  α  and  β  are  the  delta‐phase  between the RF feeds 26A‐26D, 226A‐226B.  

[00129] This approach  can be exploited  to manage 3D displacements,  i.e. on  the width  axis  (as  already  described  in  FIG.  18),  on  the  height  axis  and  the  depth  axis,  by  just  applying the RF feeds phase‐shift to the proper sy mmetry plane.  

[00130] The outcome of selecting a heating target in step 4 02 is a set of frequency‐phase  shift  excitations  for  each  RF  feed  26A‐26D,  226A‐226B  that  couple  with  one  specific  resonant mode. The phase‐shifts applied are  the ones  specific of each  symmetry class,  i.e. the natural phase shift that the classes of sy mmetries  impose on the cavity 20, 222.  These  resonant modes might  then be  called ‘unrotated’ or ‘nominal’  resonant modes.  The manner of identifying asymmetries and finding the  optimal rotation plane (step 404)  is described below.  

[00131] The  unrotated  resonant  modes  selected  refer  to  a  symmetric  ideal  scenario,  hence  they  might  be  suboptimal  for  an  asymmetric  scenario.  Such  an  asymmetrical  scenario may be caused by  the position of  the  food  load, or by  the  system  itself  (e.g.,  asymmetries  in  the manner  in which  the RF  excitations  are  fed  into  the  cavity). After  identifying the unrotated resonant modes, the controll er 14 checks whether they suit the  actual  system  in  order  to  find  the  optimal  rotation  that  compensates  for  eventual  asymmetries and  thus provides optimized  resonant modes.  In  some cases  some of  the  unrotated  resonant  modes  may  turn  out  to  not  require  rotation  for  efficiency  optimization.   Accordingly,  not  all  optimized  resonant modes  are  rotated.  Step  402  is  made  up  of  different  substeps:  (1)  phasors  excitations;  (2)  excitations  analysis;  (3)  resonant mode  rotation;  and  (4)  use  of  power  and  phase  sensors  (vector)  instead  of  power sensors (scalar). 

[00132] For  the  first  substep  (phasors  excitations  substep  (1)),  after  having  selected  a  nominal phasor, it is possible to identify a set of  excitations for each resonant mode to be  analyzed,  by  acting  on  the  phase‐shifts  and  keeping  the  frequency  locked  for  that  resonant  mode.  Specifically,  for  each  unrotated  resonant  mode,  the  controller  14  generates  a  set  of  excitations with  the  same  frequency  (of  the  nominal mode)  and  a  combination  of  phase‐shifts.  The  set  of  phases  might  be  defined  a‐priori,  statically  defined  on  run‐time,  or  even  be  adaptive  according  to  different  parameters.  Furthermore, the phase‐axis might  include all the phase‐shifts  inside the analysis range  or  a  few  samples  only,  in  order  to  save  computational  time  at  the  expense  of  approximation. The phase‐shifts are not arbitrarily  defined, since an excitation related to  a specific symmetry plane might couple with another  one  if rotated too close to  it.  It  is  thus advantageous for the controller 14 to set prope r bounds to the phase‐axis.  

[00133] The selected actuations may be stored together with  their efficiencies, which can  be calculated as:  

Efficiency = (sum of input power ‐ sum of reflect ed power)/(sum of input power).  

[00134] For each mode of each symmetry class, the map phaso r/efficiency is stored, i.e. if  a cavity has two ports with two possible classes an d two modes for each one has been  selected, four sets of excitations will be performed,  each set with all the defined phase‐ shifts,  thus  obtaining  four  sets  of  efficiency measurements  to  be  further  analyzed.  A  visual  example  is  shown  in  FIG.  20 where  for  each  resonant mode,  the  controller  14  performs the following:  

for  symmetry  1  the  phasors  ψ  are  abs(ψ)=1,  arg(ψ)=e^jf0‐φ  with  φ={‐67.5°, ‐ 22.5°, 0°, 22.5°, 67.5°} for both ports; and 

  for  symmetry  2  the  phasors  ψ  are  abs(ψ)=1,  arg(ψ)=e^jf0‐φ  with  φ={‐67.5°, ‐ 22.5°, 0°, 22.5°, 67.5°} for port 1 and φ= ‐ 180° ‐ {‐67.5°, ‐22.5°, 0°, 22.5°, 67.5°}� �for port 2. 

[00135] The  recorded  map  of  efficiency  is  then  analyzed  in  the  second  substep  (excitations analysis substep (2)) in order to find  the phase‐shift that optimizes efficiency,  since theoretically the efficiency vs phase curve sho uld  follow a sinusoidal trend with a  maximum on the actual symmetry plane of the system  (which is 0° for symmetric ones).  

[00136] Different  strategies might be  adopted  in order  to draw  the  efficiency  vs phase  curve, depending on  the  choices made  at  the previous  stage.  If  all  the phase‐axis has  been considered,  it  is enough to scan the excitations and  find the one with the highest  efficiency. Otherwise it is possible to apply an int erpolation algorithm (linear, spline etc.)  or even to define a model exploiting the a‐priori� �knowledge about the trend of the curve  (LSQ, linear regression etc.). A visual example is s hown in FIG. 21.  

[00137] It  is also worth noticing that, since the rotation of  the axis  is the combination of  the phase‐shifts between each pair of RF feeds 26A ‐26D, 226A‐226B and thus locking one  source/source phase relationship to a value has an i mpact on all the other relationships,  the maximum detection on one phase direction is corr elated to all of the others. Hence,  the  optimal  combination  of  the  phase‐shifts  is  not  equal  to  the  combination  of  the  optimum for each direction taken separately.  

[00138] This leads to an optimization problem of a (nport‐ 1)‐dimensional function, so for a  4‐port microwave oven 10 the maximum has to be se arched in a 3‐dimensional plane.  

[00139] For  instance, given a 4‐port microwave oven 10 and a  phase‐axis to be scanned  made  of  four  elements[‐pi/4 –pi/8  +pi/8  +pi/4]  all  the  possible  combinations  of  the  phase‐shifts between the ports is (provided that on e is taken as reference, so the phase  does not change):            Hence, while  in a 2‐port microwave oven 10 there  is only one efficiency‐phase curve to  study,  in a more complex system the number of excitations  and sensing needed to find  the actual optimum rotation might dramatically increas e.  

[00140] For example, for a three‐port system:  

[00141] The ‘free’  phase  shifts  in  the  previous  equation  (i.e.  the  quantities  to  be  controlled) are a number of  three while  the  control  variables are  just  two. This  stems  from  the  fact  that  the  given  the  phase  shift  between  the  first  and  the  second  port  (^^1 െ ^^2) and the phase shift between the  first and the third port  the 

last  phase  shift  (^^2 െ ^^3)  is  not  a  control  variable  but  satisfies  the  previous  two  equations. That means that the number of control var iables  is  less than the number of  variables  to be controlled and no optimal control  is possible optimizing one  factor at a  time.  

[00142] Different approaches might be used to find the solut ion, such as:  

● solve the full problem;  

● approximate the full problem with a heuristic functio n;  

● consider all the sub‐problems separately and combine  the results (as depicted in  the FIG. 21); or  

● consider just one or a subset of the sub‐problems� �(the most meaningful ones with  respect to a specific criterion) and solve it/them e xactly or even approximately.  

[00143]  Once the optimal rotation plane has been found, th e resonant mode  is changed  accordingly per the third substep (resonant mode rota tion substep (3)). From reconciling  the information from all the symmetry planes it is  possible to have the full picture of the  resonant modes available in the cavity classified per  class of symmetry.  

[00144]  Following  substep  (3),  phase  sensors  are  used  to  collect  the  S‐matrix  of  the  system (scattering matrix) in the fourth substep (use  of power and phase sensors substep  (4)).  The  scattering  matrix  makes  it  possible  to  perform  the  spectromodal  excitation  without actually exciting the system. It is possible� �instead to apply the equation:  

Sx = y  

where S is the scattering matrix of the system and� �x are the input phasors and y are the  output phasors and compute the input and reflected p owers as:  

input power = x*conj(x)  

output power = y*conj(y)  

where conj denotes the complex conjugate.  

[00145] As noted above the efficiency can be calculated as:� � 

Efficiency = (sum of input power ‐ sum of reflect ed power)/(sum of input power).  

[00146]    After detecting asymmetries and finding the optimal r otation plane (step 404) and  thus the optimized resonant modes, the controller 14� �generates a heating strategy (step  406)  to utilize  the optimized  resonant modes.  For a given heating  strategy, a  selected  sequence of optimized  resonant modes  is  stored  in memory associated with controller  14.  The microwave  oven  10  will  be  configured  to  execute  the  selected  sequence  by  applying the proper phase shifts and operating freque ncies of the RF channels 40A‐40D in  order to activate the optimized resonant modes presen t in the list and couple energy to  them in the enclosed cavity 20, 222. Each optimized� �resonant mode can be activated for  a specific duration of time.   For example, each mode can be excited  for the same time  duration or, in another example, each mode can be e xcited for a duration of time that is  inversely  proportional  to  the  experimentally  determined  efficiency  of  the  mode.  Moreover,  the  sequence  of  optimized  modes  can  include  all  the  optimized  resonant  modes or  just a subset that  is proportional to the heating target ratio. Expandin g upon  the earlier example of a target ratio of 2:1, the  sequence of optimized modes can include  twice the number of resonant modes belonging to the� �first symmetry plane with respect  to the number of resonant modes belonging to the se cond symmetry plane. The resonant  modes  belonging  to  a  certain  symmetry  can  be  interleaved  with  resonant  modes  belonging  to  the other  symmetry  so as not  to apply  the  same heating pattern  for  too  much  time  that can detrimentally affect heating performance.  In another example,  the  sequence  of  optimized  modes  can  be  selected  such  that  the  sum  of  the  inverse  efficiencies  of  the  modes  belonging  to  a  first  symmetry  and  the  sum  of  the  inverse  efficiencies of the modes belonging to a second symm etry are selected to satisfy the ratio  target energy. In another example, the microwave oven  10 can realize the energy target  set point by regulating the power output used for t he RF channels 40A‐40D. Collectively,  the  above  described  examples  represent  an  open‐loop  operation  where  the  heating  strategy  is set and  then applied. An example of  the open‐loop algorithm  is depicted  in  FIG. 22.   

[00147]    The  sequence  of  heating  patterns  determined  in  the  heating  strategy may  be  selected  in such a way as to perform what  is referred to herein as “electronic stirring.”  “Electronic stirring” is a sequence of heating pa tterns that results a smooth change in the  heating patterns  such  that  the  spatial correlation between one  imposed actuation and  the next one is high. The signal generator 16 may  be a small signal generator and be set  such that the frequency and phase shifts are smoothl y changed over time in such a way  that  the  heating  patterns  caused  by  such  excitations  are  also  smoothly  changed.  Examples  of  electronic  stirring  are  illustrated  in  FIG.  24,  which  show  efficiencies  at  various phases and frequency indices. As illustrated  by the various lines superimposed in  FIG. 24, the sequence of heating patterns follow a  number of paths (P) between resonant  modes  (A  and  B)  identified  in  the  efficiency  map.  Thus,  rather  than  just  alternating  excitations between those that produce resonant modes� �(A and B), various intermediate  excitations  are  generated  lying  between  the  resonant modes  (A  and  B). Although  the  path (P)  is  linear  in FIG. 24, the path may be stepped,  interpolated or following specific  routes.  Such  settings  may  vary  based  on  specific  hardware  implementations  and/or  variations  in a detected  resonance map  in  the  frequency/phase domain. Regardless of  the path  selected,  the  control  scheme may  attempt  to  cause  a  smooth  change  in  the  heating pattern by moving from a first detected reso nance (e.g., A) to a second detected  resonance (e.g., B).  

[00148]    Each  path  in  the  electronic  stirring may  be  traversed  by  generating  excitations  with  specific  frequency and phase shifts. For example,  the  frequency and phase of  the  beginning and ending resonant modes of the path may� �be used to identify a sequence of  phase and  frequency shifts to traverse a path between the two� �resonant modes.  If the  path  is  linear and the excitations are stepped, the phase sh ifts for each excitation could  be calculated as the difference between the phase of  the beginning point (first resonant  mode) and the phase of the ending point (second res onant mode) divided by the number  of steps or excitations to be generated between the� �two modes. Similarly the frequency  shifts for each excitation could be calculated as th e difference between the frequency of  the beginning point (first resonant mode) and the fr equency of the ending point (second  resonant mode) divided by the number of steps or ex citations to be generated between  the two modes. 

[00149]    The  speed of  variations  (i.e.,  the  speed of  the  stirring  routes) may be  changed  according to the specific food type and/or cooking c ycle phase. In addition to specifying  the phase and  frequency of the control signals,  the controller 14 may  further control a  rate  of  change  of  the  frequency  and  phase  of  the  control  signals  as  the  path  (P)  is  traversed.  In  this way,  the  rate of  change or  rate of  travel  along  the path  (P) may be  utilized to control a stirring speed. Such a speed  may vary based on a cooking cycle type  and/or type of food load to improve a cooking opera tion. For example, the speed of the  stirring route may be faster for a segment of defro st cycle when a food load is frozen and  slower when the food  load begins thawing. The manner by which the control ler 14 may  determine that the thawing process has started is de scribed further below. 

[00150]    By providing such electronic stirring, cooking may be  performed more evenly due  to  the enhanced heating pattern variety  (i.e.,  simultaneous coupling  to more  than one  resonance). Moreover, due to the high spatial correla tion of successive heating patterns  due to the specific stirring route selected and the� �excitations selected, the edges of the  food load may be uniformly irradiated. This allows f or edge management of the cooking  process whereby heated portions of  the edges are alternated over  time  in order  to  let  portions rest and thermally exchange heat with cooler  portions of the food load to avoid  burnt edges.  

[00151]    The  electronic  stirring  thus  provides  a  heating  strategy  that  resembles what  a  mechanical solution (i.e., a stirrer or turntable) wo uld provide. This particularly provides  enhanced  defrosting  performance.  As  discussed  herein,  a mode may  correspond  to  a  frequency and phase of each of  the RF signals and corresponding RF  feeds  (e.g.  the RF  feeds 26A‐26D, 226A‐226B). For example, a first R F signal and a second RF signal may be  generated by the RF controller 32 in response to an  instruction from the controller 14 to  activate an RF feed at a mode comprising a frequenc y and a phase shift.  In response to  the instruction, the first RF signal may be set to� �operate at the frequency and the phase  shift relative to a timing of the second RF signal.  Additionally, the second RF signal may  be set to operate at the frequency and the phase s hift relative to a timing of the first RF  signal.  In  this way,  the  controller  14 may  induce  the  electromagnetic  radiation  in  the  cooking  cavity  20  to  achieve  the  frequencies  and  phases  required  to  provide  for  the  electronic stirring as discussed herein.   

[00152]    More  specifically,  to  perform  the  electronic  stirring  discussed  above,  the  controller 14 may be configured to control a scannin g operation for the resonant cavity.  The  scanning  operation  may  comprise  emitting  a  plurality  of  frequencies  and  corresponding phase shifts between or among the RF f eeds (e.g. the RF feeds 26A‐26D,  226A‐226B). While emitting the plurality of frequenc ies, the controller 14 may measure  the efficiency of  the  reflection power  in  the  cooking  cavity 20. As  further discussed  in  reference  to FIG. 28,  the controller 14 may be operable  to map and/or  interpolate  the  entire efficiency response of the cooking cavity 20  in the frequency and phase domain.  

[00153]    Based on  the measure or  interpolated  efficiency  results,  the  controller  14 may  detect  a plurality of  resonance  frequencies  for  the  cooking  cavity 20 with  a particular  food  load. The  resonant modes may correspond  to critical or  resonance  frequencies of  the  cooking  cavity  20.    For  example,  the  resonance  frequencies  of  the  RF  feeds may  correspond to a first resonant mode comprising a fir st phase and a first frequency, and a  second resonant mode comprising a second phase of a� �second frequency. The controller  14 may select  the  first  resonant mode and  the second  resonant mode as waypoints or  beginning  and  end  points  of  the  stirring  route.  In  this way,  the  controller  14 may  be  operable  to determine a path defining  the  stirring  route as a plurality of  intermediate  modes between the first mode and the second mode. 

[00154]    With the stirring route identified between the first� �resonant mode and the second  resonant mode,  the controller may control an electric stirring proce dure by controlling  the  RF  signals  supplied  to  the  high‐power  amplifiers  18A‐D  along  the  intermediate  modes. In order to control the stirring route, the  controller 14 may sequentially activate a  plurality  of  high‐power  amplifiers  (e.g.  high‐power  amplifiers  18A‐D)  to  emit  the  corresponding  RF  feeds  into  the  cooking  cavity  along  the  intermediate modes.  In  this  way, the controller 14 may sequentially excite the c ooking cavity 20 at frequencies and  phase  shifts  defined  by  the  intermediate  modes.  The  controller  14  may  adjust  the  frequencies and phase shifts  incrementally  in order  to smoothly adjust  the  frequencies  and phase shifts between or among the RF signals to  traverse a path between the two  resonant modes. 

[00155]    The  controller  14  may  further  adjust  a  rate  of  change  from  one  intermediate  mode to the next in order to control a stirring ra te. The rate of change may be adjusted  based on one or more user settings and/or automated� �setting for a particular food type  or  cooking  process.  For  example,  the  controller  14  may  control  the  stirring  rate  to  maintain a  frequency and phase setting  for  the RF  feeds  to vary at a rate varying  from  approximately 0.1  seconds  to  approximately 4  seconds per mode or  similarly  for each  frequency  and/or  phase  variation  along  the  stirring  path.  For  a  defrost  operation,  a  stirring rate may be approximately 0.05 to 0.5 secon ds per mode. For typical food loads  during rapid heating operations, the stirring rate ma y be approximately 0.5 to 1 second  per mode. Finally for some specific foods, a lower  stirring rate may be applied up to 1 to  3 seconds per mode.  In a specific example, the stirring rate may be app roximately 2 to  three second per mode for a potato or mashed potato  heating setting. 

[00156]   Referring back to FIG. 17, after the heating strateg y is generated in step 406, the  controller 14 excites the enclosed cavity 20, 222 wi th a selected set of phasors for a set  of  frequencies  corresponding  to  each  of  the  selected  sequence  of  heating  patterns  through RF feeds 26A‐26D, 226A‐226B (step 408). 

[00157]    In operation,  the controller 14 can  implement closed‐loop  regulation  (step 410)  by using an  integrated amplifier power measurement system 150  to detect  the energy  delivered  to  the  load or a proxy of delivered energy such as  the efficiency,  in order  to  determine  the  net  power  balance  expressed  as  the  total  input  power  less  the  total  reflected power. The energy measurement can be  integrated  in an accumulator relative  to  the  current  symmetry  plane.  At  specified  intervals  of  time,  the  controller  14  uses  closed‐loop  regulation  to  rebalance  the  actuation  sequence  of  the  excited  modes  to  increase or decrease  the number of actuations  for a specific symmetry plane  to better  achieve the required energy target set point.  In another example, the controller 14 can  use closed‐loop regulation to adjust the power appl ied to the enclosed cavity 20, 222 for  a specific symmetry plane or a specific mode. An ex ample of the closed‐loop algorithm is  depicted  in  FIG.  24. Notice  in  the  example  that  after  the  rebalancing,  the  number  of  optimized resonant modes in the first symmetry plane� �is reduced by one.  The controller  14 may also monitor the energy (or a proxy) in ord er to obtain feedback about the axis of  rotation applied. 

[00158]    FIG. 25A is an efficiency map of one example of a� �food load in the enclosed cavity  where  the  cooking  appliance  includes  two ports.  FIG. 25B  is  an efficiency map of one  example of a food load in the enclosed cavity where  the cooking appliance includes four  ports. Thus these efficiency maps are a frequency/pha se representation of two different  states. In each map, the resonant modes are marked  with squares/triangles with respect  to the symmetry plane  in which they  lie. The cross marker shown  in FIG. 25B depicts a  resonant mode that the algorithm has filtered for so me reason (for example, because it is  too close to another one). 

[00159]    FIG. 26A shows an example of an efficiency map  in the frequency/phase domain  where the system is mostly symmetrical and most of  the resonances are around 0° (first  symmetry plane) and 180° (second symmetry plane). Su ch resonances would not need to  be  rotated.  In  this  example,  the  highest  efficiency  (coupling)  is  obtained  using  the  nominal axis (first: 0°, second 180°). FIG. 26B sh ows an example of an efficiency map  in  the  frequency/phase  domain  where  the  system  is  asymmetrical  and  most  of  the  resonances are not around either 0°  (first  symmetry plane) or 180°  (second  symmetry  plane).  Such  resonances  may  be  subject  to  rotation.  In  this  example,  the  highest  efficiency  (coupling)  is obtained applying specific  rotations  to each pole.  If  the nominal  axis (first: 0°, second 180°) were used, a lower  efficiency would be obtained. 

[00160]    An alternative to the approach described above is di scussed below with reference  to  FIG.  27.  Here,  the  controller  14 may  be  configured  to  perform  a method  (500)  of  activating a sequence of preclassified resonant modes� �into an enclosed cavity 20, 222 to  control a heating pattern therein with RF radiation  from a plurality of RF feeds 26A‐26D,  226A‐226B shown  in FIG. 27. The plurality of RF feeds 26A‐26D, 22 6A‐226B transfer the  RF  radiation  into  the enclosed  cavity 20, 222  and measure  the  forward  and backward  power at the plurality of RF feeds 26A‐26D, 226A� �226B. The method includes the steps of  detecting  asymmetries  and  finding  the  optimal  rotation  plane  (step  502);  selecting  a  heating target corresponding to an amount of energy  that  is to be to delivered to each  symmetry plane  in  the enclosed cavity 20, 222 based  in part upon a  load positioned  in  the  enclosed  cavity  20,  222  (step  504);  generating  a  heating  strategy  based  on  the  heating  target  to  determine  desired  heating  patterns,  the  heating  strategy  having  a  selected sequence of  resonant modes  to be  transferred  to  the enclosed cavity 20, 222  that correspond to the desired heating patterns (step  506); exciting the enclosed cavity  20, 222 with  a  selected  set of phasors  for  a  set of  frequencies  corresponding  to each  resonant mode of the selected sequence of resonant m odes (step 508) to create heating  patterns;  and  monitoring  the  created  heating  patterns  based  on  the  forward  and  backward power measurements at the RF feeds 26A‐26D , 226A‐226B to use closed‐loop  regulation to selectively modify the sequence of reso nant modes into the enclosed cavity  20,  222  based  on  the  desired  heating  patterns  and  the  created  heating  patterns  as  monitored (step 510).  

[00161]    In  method  500,  the  steps  of  detecting  asymmetries  and  finding  the  optimal  rotation plane  (step 502) and  selecting a heating  target  (step 504) are performed  in a  reversed order than in method 400 described above wi th respect to FIG. 17. In addition,  the details of these two steps are different. Specif ically, in step 402, the first, second, and  third  substeps  (phasors  excitations  substep  (1),  excitations  analysis  substep  (2),  and  resonant mode rotation substep (3)) are now performed  in the asymmetry detecting step  502  rather  than  the heating  target  selection  step 504. To  find optimum  rotations,  the  controller 14 generates a preselected set of excitati ons to find frequencies representing  unrotated  resonant  modes  and  then  generates  excitations  in  a  small  region  close  to  those frequencies representing resonant modes while sh ifting the phases and measuring  the  resulting  efficiencies.  If  a  specific  phase  at  a  frequency  leads  to  an  increase  in  efficiency, the optimized resonant mode is the phase� ��shifted one, and the rotation is the  phase shift. Thus, in step 502, substep (1), the co ntroller 14 first excites the cavity with a  plurality  of  pre‐selected  frequencies  to  identify  unrotated  resonant  modes  and  then  identifies a set of excitations for each unrotated r esonant mode to be analyzed by acting  on a plurality of phase‐shifts and keeping the fre quency  locked for that resonant mode.  Specifically,  for  each  unrotated  resonant  mode,  the  controller  14  generates  a  set  of  excitations with the same frequency (of the nominal  mode) and a combination of phase‐ shifts. The set of phases might be defined a‐prior i, statically defined on run‐time, or even  be  adaptive  according  to  different  parameters.  Furthermore,  the  phase‐axis  might  include all  the phase‐shifts  inside  the analysis range or a  few samples only,  in order  to  save  computational  time  at  the  expense  of  approximation.  The  phase‐shifts  are  not  arbitrarily defined, since an excitation related to a  specific symmetry plane might couple  with another one if rotated too close to it. It is  thus advantageous for the controller 14 to  set proper bounds to the phase‐axis. 

[00162] The selected actuations may be stored together with  their efficiencies. For each  mode of each symmetry class, the map phasor/efficienc y is stored, i.e. if a cavity has two  ports with two possible classes and two modes for e ach one has been selected, four sets  of excitations will be performed, each set with all� �the defined phase‐shifts, thus obtaining  four sets of efficiency measurements to be further a nalyzed.  

[00163] The  recorded  map  of  efficiency  is  then  analyzed  in  the  second  substep  (excitations analysis substep (2)) in order to find  the phase‐shift that optimizes efficiency,  since theoretically the efficiency vs. phase curve sh ould follow a sinusoidal trend with a  maximum on the actual symmetry plane of the system.� � 

[00164] Once the optimal rotation plane has been found, the� �resonant mode  is changed  accordingly per the third substep (resonant mode rota tion substep (3)). From reconciling  the information from all the symmetry planes it is  possible to have the full picture of the  resonant modes available in the cavity classified per  class of symmetry. Additional details  of substeps (1)‐(3) are described above with respec t to FIG. 17. 

[00165]    In  step  504,  a  heating  target  is  then  selected  corresponding  to  an  amount  of  energy that is to be to delivered to each symmetry� �plane in the enclosed cavity based in  part  upon  the  food  load  positioned  in  the  enclosed  cavity  where  the  heating  target  includes a plurality of resonant modes that are rota ted using the selected rotations in the  preceding  step  502.  Step  502  thus  includes  substep  (4)  of  step  402  described  above.  When  selecting  a  heating  target,  the  controller  14  is  further  configured  to  select  the  heating target according to food load and cooking cy cle requirements. 

[00166]    Following step 504, the controller 14 performs steps� �506‐510, which correspond  to steps 406‐410 of FIG. 17. Insofar as these ste ps are the same, the details of steps 506‐ 510  are not provided.  Instead,  the description of  steps 406‐410  above  is  incorporated  herein by reference.  

[00167]    With  reference  to  FIG.  28,  a  method  700  of  spectromodal  identification  of  resonant modes within the cooking cavity 20 is now  described. The system 10 may map  the resonance peaks over a range of frequencies and� �phase shifts of the output signals. It  is important that the results be measured for each  system 10 and food load because the  resonance  map  may  vary  based  on  changes  in  the  food  load  and  heating  cavity  20  throughout a cooking operation. In general, the contr oller 14 may detect the resonance  map  by  completing  a  frequency  sweep  (step  702)  whereby  excitations  at  various  frequencies  and  predetermined  phase  shifts  are  applied  to  the  cavity  20  according  to  symmetries that can be excited  in the system 10. During step 702, the output power  of  the  high‐power  amplifiers  18A‐D  shall  be  reduced  to  a  safe  level,  (i.e.  low  enough  to  ensure no damage even when high reflections occur). 

[00168]    Referring  to  FIGS.  29A  and  29B,  an  embodiment  of  the  cooking  cavity  20  comprising four waveguide  inlet ports (RF feeds 26A‐D, 226A‐D)  is shown. For step 702,  the controller 14 may be configured to supply a dif ferent control signal to each of  four  corresponding amplifiers 18A‐D such  that  there may be  three phase shifts  that may be  applied  to  the  radiation  emitted  from  the  RF  feeds  26A‐D,  226A‐D.  Accordingly,  the  controller  14  may  control  an  excitation  symmetry  may  be  applied  to  measure  the  response of the system 10 to a particular food load . For example, for a four‐port system,  the phases may be [0, 0, 0]°, [0, 45, 45]°, [0,� �90, 90]°, [0 180, 180]°, and so on. Optionally,  for  step 702,  the  controller 14 may  test all  the phase  shift  vectors  in order  to build a  detailed resonance map collecting efficiency at every� �given frequency/phase shifts point.  

[00169]    Optionally,  the controller 14 may also  filter  the measured efficiency  in step 704  over a frequency span given a fixed phase shift wit h a  low‐pass filter. Alternatively, the  measured efficiency may be  filtered over  the  frequency  span given a  fixed phase  shift  with  an  adaptive  filter.  The  adaptive  filter  may  have  weights  given  by  a  measured  imbalance power distribution supplied by each of  the amplifiers 18A‐D. By  filtering  the  results, peaks in injected power from the amplifiers� �18A‐D may be removed. In this way,  false peaks that do not correspond to resonances of� �the device 10 may be removed from  the results. An example of adaptive filtering is sho wn in FIG. 30. 

[00170]    In  some  embodiments,  the  controller  14  may  model  the  cooking  cavity  20  including the food load with a numeric or mathematic al model as shown in step 706. The  model may relate the efficiency of the cooking cavit y 20 with a food load to the operating  frequency of  the RF  feeds 26A‐D, 226A‐D.  For example,  for every  axis  the model may  relate the system efficiency^^ and per‐channel refle ctions ^ of the RF feeds 26A‐D, 226A‐ D  to  the  rotation  angle  γ  (vector  of  phase  shifts  between  ports).  This  relationship  is  represented as Equations 1 and 2. 

(Equation 1) 

(Equation 2) 

Equations 1 and 2 may further be represented with a  general form demonstrated in  Equation 3. 

(Equation 3) 

[00171]    Accordingly,  the  model  of  the  cooking  cavity  20  may  comprise  a  plurality  of  unknown  interpolation parameters. These  interpolation parameters may correspond  to  t _{hree  variables:  Since  there  are  three  parameters  per} 

frequency,  the minimum  number of  efficiencies  to  be  sampled  in  order  to  be  able  to  invert  the model  of  the  cooking  cavity  20  is  equal  to  three.  For  example  for  a  given  frequency ^,  the controller 14 may excite  the  system 10 with phase  shifts equal  to  [0,  120,  240°].  These  efficiencies may  then  be measured  by  the measurement  system  to  record the three efficiencies (e.g. 85°, 70°, 69°)  as follows:   

In this way, the controller 14 may continue to calc ulate a plurality of interpolation  parameters as the coefficients for the numeric model� �based on the measured efficiencies  as demonstrated in step 708. Accordingly, the interpo lation parameters may correspond  t _o:

[00172]    With  the  interpolation  parameters,  the  controller  14  may  estimate  efficiency  results  comprising  additional  phase  shifts  different  than  the  phase  shifts  utilized  to  induce  the  measured  efficiencies  as  shown  in  step  710.  In  some  embodiments,  the  controller  14 may  utilize  the model  of  the  system  to  interpolate  the  full  space  for  all  possible phase shifts over  the operating  range of  the system. That  is,  the controller 14  may model the efficiency response of the system 10  for the cooking cavity 20  for each  food  load over  substantially all operating  frequencies and phase  shifts of  the RF  feeds  26A‐D, 226A‐D.   [00173]    As  discussed  herein,  the  disclosed  interpolation  method  may  provide  for  the  controller 14 to measure efficiency responses for jus t three or four frequency and phase  modes. With the measured efficiencies, the controller� �14 may  interpolate the results to  get  efficiency  responses  for  all  the  other  phase  shifts  based  on  the  interpolation  coefficients of  the system  including  those  that have not been  tested. The  interpolation  coefficients may be stored  in memory.  In  this configuration,  the controller 14 may  test  the  response  of  the  reflected  signals  of  only  a  few  input  signals  to  deduce  the  full  efficiency  of  the  heating  cavity  20  in  the  frequency/phase  domain.  Examples  of  resonance maps are shown  in FIGS. 25 and 26. The resonance maps of FIGS. 25  and 26  demonstrate a plurality of resonance peaks in squares  and triangles. The squares denote  peaks with even symmetry and the triangles denote pe aks with odd symmetry. 

[00174]    In step 712, the controller 14 may associate the re sonances of the system 10 to  local maxima  in the resonance map. As discussed herein, the reson ances of the system  may correspond to resonant modes demonstrating critica l or resonant frequencies of the  system. The controller 14 may store  the modes  in memory and  in some embodiments,  may utilize the phase shifts and frequencies associat ed with the modes to control the RF  feeds  supplied  into  the  cooking  cavity 20.  In  this way,  the  controller may  identify and  control a distribution of the electromagnetic energy  within the cooking cavity 20.  

[00175]    In step 714, the resonance maps of the system 10 m ay be categorized based on  an odd, even, or combined  frequency distributions among the phase shifts. That  is, the  applied  phase  shift  directly  relates  to  the  class  of  symmetry  of  the  coupled  resonant  mode. For example,  the phase shift  in FIG. 29A may correspond  to an even symmetry.  The  phase  shift  in  FIG.  29B  may  demonstrate  the  sources  in  antiphase  relationship  activates modes of odd  symmetry. Such  classification of  the  resonances may be made  according  to  their  absolute  phase  (i.e.,  if  they  are  between  90°‐270°  then  classify  as  secondary symmetry plane,  if  less than 90° or more than 270° classify as first  symmetry  plane.  In this way, the controller 14 may monitor the refl ected signals from each of the  RF feeds 26A‐D, 226A‐D to identify sample data f or a resonance map of the heating cavity  20.  

[00176]    The  method  described  above  with  respect  to  FIG.  28  may  be  summarized  as  follows. The controller 14 may control the RF feeds� �corresponding to a first RF signal and  a second RF signal. The RF signals may be within a n operating  range of system 10 and  controlled by  the controller 14 at a plurality of phase shifts be tween the  first RF signal  and the second RF signal. Additionally, the controlle r 14 may control the amplifier 18 to  amplify  the RF  signals  in order  to generate  the RF  feeds  in  the  cooking  cavity 20. The  controller 14 may  further measure a plurality of efficiencies of  the  reflection  signals  in  the cavity induced by the RF feeds for the pluralit y of phase shifts and estimate efficiency  results for the frequency response of the cavity 20.  The efficiency results may comprise  additional phase shifts estimated  for  the operating  range of  the cooking device.  In  this  example,  the  additional  phase  shifts  are  different  from  the  plurality  of  phase  shifts  utilized to generate the RF feeds. 

[00177]    In addition to the efficiency, the controller 14 may  additionally monitor the max  reflected power signals for each of the RF feeds 26 A‐D, 226A‐D to identify a capability of  each  of  the  amplifiers  18A‐D  to  sustain  operation  of  each  of  the modes  of  operation  discussed herein. For example, based on  the  reflected power  signals,  the controller 14  may  identify  a maximum  reflection  of  each  individual  channel  of  the  RF  feeds  26A‐D,  226A‐D.  In  this way,  the controller 14 may compare  the driving power  supplied  to  the  amplifiers  18A‐D  with  the  maximum  reflection  signal  corresponding  to  each  of  the  amplifiers 18A‐D  to determine  if each of  the  amplifiers 18A‐D  is operable  to maintain  operation at a desired  frequency and power. Accordingly,  the  controller 14 may verify  that the operation of the amplifiers 18A‐D is pres erved to maintain the system models of  the amplifiers 18A‐D throughout operation.  The con troller 14 may further be configured  to  estimate  the  efficiency  results based  on  a  numeric model  comprising  a  plurality  of  interpolation parameters. The  interpolation parameters are  calculated  for  the numeric  model based on the plurality of efficiencies measured  for the reflection signals. In some  embodiments,  the controller may update  the  interpolation parameters  for  the cooking  cavity 20 during a cooking process. In order to upd ate the interpolation parameters, the  controller 14 may measure additional efficiencies of  the reflection signals and recalculate  the interpolation parameters to account for changes i n the efficiency response that may  result from heating the food load. 

[00178]    Benefits of the spectromodal  identification method described above  include the  ability  to detect  the efficiency  response and  the  resonance map of  the  system, better  noise  rejection  when  inconsistent  powers  are  applied  to  the  system  (high‐power  amplifiers  18A‐D  overshoots,  coarse  regulation  of  the  power),  and  reduced  sensing‐ identification  time  resulting  in higher effective power  (due  to  the  reduction of output  power of the high‐power amplifiers 18A‐D to a sa fe  level during step 702). Optionally, a  random  access memory may be used  to  store  'snapshots' of  the  system  to notify  the  user, measure or quantify changes over  time of  the snapshots. Another options  to use  techniques  such  vector  fitting or other  fitting  techniques  to  classify  the  resonances  in  terms of Q‐factor and resonant (critical) frequency.  

[00179]    When the RF system of the electromagnetic cooking de vice is stable for a given RF  excitation (at a set frequency and set phase shift  for a multiport system), reflected power  is constant. Insofar as reflected power is inversely� �related to efficiency, the efficiency also  remains constant when the RF system is stable for a  given excitation. However, if the RF  system  is unstable,  the  reflected power and hence  the efficiency varies over  time  in a  noisy fashion. The stronger the instability in the R F system, the bigger the oscillations in  the reflected power. Causes of such  instability may be changes  in characteristics of the  food  load as the cooking cycle progresses. As explained  further below, such changes  in  characteristics of the food load may be volumetric.  Thus, by monitoring the change of the  reflected power or efficiency throughout the cooking  cycle, changes in the volume of the  food load may be detected. The ability to detect ch anges in the volume of a food load or  to detect other changes in characteristics of the fo od load, is advantageous in controlling  the  following  specific  processes:  cooking  popcorn,  heating  milk,  bringing  liquids  to  boiling,  and melting  foods  such  as  chocolate or butter. Another  advantage  is  that  this  ability can be used  to detect and  therefore prevent  splattering of  the  food  load  in  the  cooking  cavity.  These  specific  examples  are  discussed  further  below  under  separate  headings pertaining to each process. 

[00180]    In a multiport system such as that described above  with multiple RF feeds 26A‐D,  226A‐D,  any  change  in  the  input phasors  (i.e.,  frequency,  amplitude, phase  shifts) will  affect  efficiency.  Thus,  one  cannot  simply monitor  numerical  values  representing  the  efficiency throughout the cooking cycle to detect cha nges  in characteristics of the  food  load when the heating strategy for that cooking cycl e involves changing the input phasors  throughout  the cycle as changes  in efficiency may be caused by  the change  in phasors  rather than changes  in the food  load. Therefore, the time variation of the coefficien t of  variation of efficiency may be used  to  isolate  changes  in efficiency  that are  caused by  changes  in characteristics of the food  load as opposed to those caused from changes  in  the input phasors.  

[00181]    An electromagnetic  cooking device 10 may  therefore be provided  that  includes  the enclosed cavity 20 in which a food load is pla ced, the controller 14, and the plurality  of RF  feeds 26A‐D, 226A‐D  configured  to  introduce electromagnetic  radiation  into  the  enclosed cavity  to heat up and prepare  the  food  load,  the plurality of RF  feeds 26A‐D,  226A‐D  are  configured  to  allow measurement of  forward  and  backward  power  at  the  plurality of RF  feeds. The controller 14 may be configured  to perform  the  steps of  the  method 720 shown in FIG. 31. Specifically, the contr oller 14 may control the system such  that  it  generates  RF  excitations  at  a  specified  frequency  and  phase  shifts  from  the  plurality of RF feeds 26A‐D, 226A‐D (step 722) f or a predetermined period of time (e.g.,  0.5 to 4.0 seconds) in accordance with a heating st rategy as discussed above. Next, over  the  predetermined  time  period  (or  throughout  the  duration  of  the  excitation),  the  controller  14 measures  and  analyzes  the  backward  power  at  the  plurality  of RF  feeds  26A‐D,  226A‐D  to  calculate  efficiency  (in  the  manner  discussed  above)  (step  724),  determines a coefficient of variation in the efficien cy (steps 726 and 728), and monitors  the coefficient of variation to identify possible cha nges in a characteristic of the food load  (step  730).  The  determination  of  the  coefficient  of  variation  in  the  efficiency may  be  made  by  determining  a mean  and  standard  deviation  (std)  of  the  efficiency  over  the  predetermined  time period  (step 726) and  calculating  the  coefficient of variation  from  the mean and standard deviation (step 728). In step� �728, the coefficient of variation may  be calculated as (std/mean). Next, in step 732, the� �controller 14 determines if a possible  change  is  identified  in  a  characteristic  of  the  food  load  based  on  changes  in  the  coefficient  of  variation  over  the  cooking  cycle  up  to  that  point  in  time where  such  a  change reaches some specified threshold (e.g., a spec ified change  in volume). Note that  the specified degree of change in the food load cha racteristic needed to satisfy step 732  will  vary  depending  on  the  type  of  food  load  as will  be  apparent  from  the  examples  described  below.  If  no  such  change  in  the  food  load  characteristic  is  identified,  the  controller 14 repeats steps 722‐732 until such time  that such a change is identified. Note  that  in repeating step 722 different  input phasors may be used  in accordance with  the  heating strategy. Thus,  in executing  the method 720,  the controller 14  recomputes  the  mean and standard deviation and hence the coefficient  of variation  for the duration of  each  different  input  phasor  excitation.  In  this way, mean  and  standard  deviations  are  effectively  normalized  across  all  the  different  RF  excitations  and  are  comparable  regardless of changes in the efficiency caused by ch anges in the input phasors.  

[00182]    Once  the controller 14  identifies a change  is  identified  in a characteristic of  the  food  load  that  reaches  the  specified  threshold  (e.g.,  a  specified  change  in  volume)  in  steps 730 and 732, the controller 14 executes step  734  in which  it may either stop the  cooking  cycle  or  change  a  cooking  control  parameter  such  as  the  heating  strategy  including amplitude,  frequency and/or phase  shifts of  the  input phasors, and  continue  through steps 722‐732 until such time that another� �change occurs that may trigger yet  another change  in heating  strategy or halt  the cooking cycle. Again,  the  specific action  taken  in step 734 will depend on  the  type of  food  load and  the corresponding cooking  cycle and heating strategy for that type of food lo ad. 

[00183]    Because  it  is the rate of variation over time and not the abs olute  level that  is of  interest, by calculating the coefficient of variation� �of the efficiency, the identification of a  change  in a characteristic of  the  food  load  is  insensitive  to  the  relative efficiency  level.  This  allows  comparisons  between  the  different  excitations  at  different  amplitudes,  frequencies and phase shifts. 

[00184]    As noted above, once the change in the coefficient  of variation identifies a change  in a  characteristic of  the  food  load  to a  specified degree,  the  cooking process may be  stopped or altered. Optionally, a frequency scan can� �be repeated to remap the resonant  modes. 

[00185]    Although  the  example  is  provided  herein where  the  coefficient  of  variation  of  efficiency is used, other metrics may be used to de termine a change in a characteristic of  the food  load. Such other metrics may measure the amount of  ‘noise’ superimposed to  the efficiency where the noise can be normalized acr oss all  input phasors. Such metrics  may  distinguish  the  kind  of  variations  or  system  instability. One  approach may  be  to  execute  a  fast  Fourier  transform  (FFT)  on  the  measured  backward  power  or  the  computed efficiency so as to focus on high frequency  content caused by changes  in the  food  load  as  changes  caused  by  changes  in  input  phasors  present  themselves  in  low  frequency content due to the changes in input phasor s at 0.5 to 4.0 second increments. It  should  be  noted  that  the  efficiency  is  being  continuously  calculated  throughout  the  duration of each separate RF excitation and that the  changes that are being monitored  are not in the seconds domain, but rather in the l ess‐than‐one‐second domain, such that  a change in food load may be detected during any o ne excitation. 

[00186]    Having  now  described  the manner  in which  the  coefficient  of  variation  can  be  computed, several applications are now described. 

A.  Automatic Boiling Detection 

[00187]    Referring to FIGS. 32A and B, sample data  is shown  for the efficiency  (FIG. 32A)  and corresponding coefficient of variation of efficien cy  (FIG. 32B)  for a  liquid heated  in  the cooking cavity 20 over a period of  time. For purposes of  illustration,  the efficiency  and corresponding coefficient of variation are shown  during each of a still phase, a weak  boiling  state,  and  a  strong  boiling  state  of  the  liquid.  By  calculating  the  coefficient  of  variation of efficiency and monitoring the signal pro perties, the controller 14 is operable  to detect oscillations in the reflected power that i s proportional to the oscillations in the  volume of the liquid. Notably, the coefficient of va riation of efficiency is proportional to a  boiling  level  of  the  liquid.  That  is,  the  greater  the  degree  of  boil,  the  greater  the  coefficient of  variation of efficiency. Based on  these properties,  the  controller 14 may  detect a heating state of the liquid that may inclu de a beginning time of boiling, the weak  boiling state, and the strong boiling state. 

[00188]    The  controller  14  may  control  the  heating  of  a  liquid  by  performing  heating  method 740 shown in FIG. 33, in which the controlle r 14 first measures the coefficient of  variation of efficiency during a  still phase  (step 742)  that may  correspond  to an  initial  heating period. For example, the still phase may inc lude a predetermined time period as  shown  in  FIG.  32B.  The  coefficient  of  variation  of  efficiency measured  during  the  still  phase may be utilized to define a threshold  (e.g., threshold 743, FIG. 32B)  indicative of  the strong boiling state (step 744). In some embodim ents, the coefficient of variation of  efficiency measured during the still phase may be st ored to memory prior to defining the  threshold. Alternatively, the threshold may be defined  by a predetermined value stored  to memory. For example,  the  threshold may be determined by measuring  the mean of  the coefficient of variation during the still phase  or time period therein (e.g., the first 20  seconds) and multiplying the mean by a constant (e.g ., 3). Thus, it will be understood that  in some embodiments, the threshold may correspond to� �the product between the mean  of  the  coefficient  of  variation  of  efficiency measured  during  a  time  period  of  the  still  phase and a predetermined multiplier.   [00189]    Once  the  threshold  is  defined,  the  controller  14  monitors  the  coefficient  of  variation of efficiency (step 746), and if the coeff icient of variation of efficiency is greater  than  or  equal  to  the  threshold  for  a  predetermined  period  of  time  (step  748),  it  is  determined that the  liquid  is  in the strong boiling state, and  in response, the controller  14 adjusts a power  level of amplifiers 18A‐D  (e.g., changing a duty cycle,  input power,  etc.)  (step  750). Otherwise,  the  controller  14  determines  that  the  liquid  is  in  a weak  boiling state and continues to monitor the coefficien t of variation of efficiency (step 746)  until  the  condition  specified  at  step  748  is  satisfied.  With  respect  to  step  750,  the  adjustment may  include maintaining or  increasing the power  level to keep the  liquid  in  the strong boiling state, decreasing the power level� �to maintain the liquid near the strong  boiling state or returning the liquid to the weak b oiling state, or stopping the heating of  the  liquid altogether by deactivating amplifiers 18A‐D.  Furthermore,  the adjustment  to  the power  level may be  limited to a period of time set by the controller  14. Optionally,  once the condition specified at step 748 is satisfie d, or in other words, the controller 14  has detected that the  liquid has reached the strong boiling state, the con troller 14 may  output a notification to the user  interface 28 or a mobile device such as a smartphon e  (step  752).  In  response,  a  user  may  provide  input  to  the  controller  14  (via  the  user  interface 28 or  the mobile device) accepting  the adjustments described at  step 750 or  otherwise making other adjustments, if desired.    

[00190]    The  controller  14  may  additionally  or  alternatively  control  the  heating  of  the  liquid by performing heating method 760  shown  in FIG. 34,  in which  the  controller 14  first measures the coefficient of variation of effici ency during the still phase (step 762).  The coefficient of variation of efficiency measured d uring the still phase may be utilized  to define a mask  (e.g., mask 763,  FIG. 32B)  indicative of  the  strong boiling  state  (step  764).  In  some embodiments,  the  coefficient of variation of efficiency measured during   the still phased may be stored to memory prior to  defining the mask. Alternatively, the  mask may be defined by a predetermined function stor ed to memory. It is contemplated  that the mask may be expressed as a rising  linear, exponential, or  logarithmic function.  Once  the  mask  is  defined,  the  controller  14  monitors  the  coefficient  of  variation  of  efficiency (step 766), and if the coefficient of var iation of efficiency fits to the mask for a  predetermined period of time (step 768), the controll er 14 determines that the  liquid  is  in  the  strong boiling  state,  and  in  response,  adjusts  a power  level of  amplifiers 18A‐D  (step 770). Otherwise,  the  controller 14 determines  that  the  liquid  is  the weak boiling  state and continues to monitor the coefficient of va riation of efficiency  (step 746) until  the condition specified at step 768 is satisfied. Wi th respect to step 770, the adjustment  may  include  maintaining  the  power  level,  increasing  the  power  level,  decreasing  the  power  level,  or  stopping  the  heating  of  the  liquid  altogether.  Optionally,  once  the  condition specified step 768 is satisfied, or in oth er words, the controller 14 has detected  that  the  liquid  has  reached  the  strong  boiling  state,  the  controller  14 may  output  a  notification to the user interface 28 or a mobile d evice such as a smartphone (step 772).  In response, a user may provide  input to the controller 14  (via the user  interface 28 or  the mobile  device)  accepting  the  adjustments made  at  step  770  or  otherwise making  other adjustments, if desired.    

[00191]    It will be appreciated that a user may select which  method 740, 760 to implement  using  the user  interface 28 or a mobile device. Advantageously,  the methods 740, 760  described  above  greatly  improve  energy  consumption  and  enable  a  user  to  obtain  an  optimum boiling  level and  temperature of a  liquid without having  to  input any specific  characteristics  of  the  liquid  such  as mass  or  volume.  Likewise,  the  system  10  is  able  implement the methods 740, 760 without having to det ect the specific mass or volume of  the liquid. 

   B.  Automatic Milk Heating 

[00192]    Referring  to  FIG.  35,  sample  data  is  shown  for  the  coefficient  of  variation  of  efficiency (metric output) for a specific liquid, nam ely milk, which is heated in the cooking  cavity 20 over a period of time. The coefficient of  variation results for milk demonstrate  changes in the reflected power at approximately 37°C , 50°C, and 85°C based upon steep  changes  in  permittivity  with  respect  to  temperature  rise  that  are  related  to  protein  denaturation  and  other  chemical  changes.  These  chemical  reactions  drive  frequency  shifts and Q‐factor variations  in  the  resonances of  the  system 10. Each of  the changes  corresponds to a state of the milk that may be det ected by the controller 14 and utilized  in conjunction with measured resonance shifts to esti mate the temperature of milk and  control an automated heating  function. That  is,  the controller 14 may  indirectly detect  the  temperature of  the milk and control a heating state of  the milk  in  response  to  the  milk  temperature being: below 37°C, between 37°C and 50� �C, between 50°C and 85°C,  and greater than 85°C. In this way, the controller� �14 may automatically prepare the milk  to  a  specific  temperature or  range based on user‐specified  temperature  input.  Such  a  feature  is particularly beneficial  for heating milk  to  the  appropriate  temperature  for  a  young child or baby.    

[00193]    The  controller  14 may  control  the  heating  of milk  by  performing method  780  shown in FIG. 36, in which the controller 14 first� �measures the coefficient of variation of  efficiency during a still phase (step 782) that may� �correspond to an initial heating period.  The coefficient of variation of efficiency measured d uring the still phase may be utilized  to define a threshold  indicative of a  temperature specified by a user  (step 784) via  the  user interface 28 or a mobile device, for example.  In some embodiments, the coefficient  of variation of efficiency measured during the still� �phase may be stored to memory prior  to defining the threshold. Once the threshold  is defined, the controller 14 monitors the  coefficient of variation of efficiency (step 786) in� �conjunction with resonance shifts, and if  the coefficient of variation of efficiency  is greater  than or equal  to  the  threshold  (step  788),  the  controller  14  adjusts  the  power  level  of  amplifiers  18A‐D  (step  790).  In  one  specific example, the controller 14 may maintain the� �milk at the temperature specified by  the user  (e.g., a “keep warm”  functionality) or stop  the heating of  the milk altogether.  Optionally, once  the condition  specified at  step 788  is  satisfied, or  in other words,  the  controller 14 has estimated that the milk has reache d the temperature specified by the  user, the controller 14 may output a notification to  the user interface 28 and/or a mobile  device  such as a  smartphone  (step 792).  In  response, a user may provide  input  to  the  controller 14 (via the user  interface 28 or the mobile device) accepting the adj ustments  described at step 790 or otherwise making other adju stments, if desired.     

[00194]    Advantageously,  method  780  described  above  greatly  improves  energy  consumption and enables a user to obtain an optimum� �milk temperature without having  to  input  any  specific  characteristics of  the milk  such  as mass or  volume.  Likewise,  the  system 10 is able to implement method 780 without h aving to detect the specific mass or  volume of the milk. 

   C.  Automatic Butter and Chocolate Melt 

[00195]    The  system  10  may  also  be  utilized  to  accurately  melt  butter  and  chocolate  without overheating  the melted  liquid. The  controller 14 may  control  the melting of a  food  load such as butter or chocolate by performing a me thod 800 shown  in FIG. 37,  in  which  the  controller  14  first  scans  the  cavity  20  to  measure  resonances  using  spectromodal  identification and generates a resultant resonance map  (step 802), which  may be  stored  to memory.  In addition,  the controller 14 may detect  the coefficient of  variation of efficiency during a still phase that ma y correspond to an initial heating period  and  initial  volume  (step  804).  Next,  the  controller  14  conditionally  repeats  the  measurement of  the  resonances  after  a predetermined period of  time  and/or when  a  change  in  the coefficient of variation of efficiency  is detected  (step 806). For example,  the  controller  14 may  identify  one  or more  changes  in  the  coefficient  of  variation  of  efficiency  following  the  still  phase  to  be  a  change  in  volume  of  the  food  load.  For  chocolate, butter, and similar substances, the change� �in volume corresponds to a change  in  shape  and  consistency  at  the  beginning  of  melting.  The  controller  14  may  then  determine  if  the variation between  the  resonance maps  satisfies a  threshold condition  that  is  indicative of a melting condition (i.e., the food  load  is melting) (step 808). If not,  the controller 14 controls the amplifiers 18A‐D to� �apply power to the cavity 20 (e.g., with  a predefined amount of energy) (step 810) before ret urning to step 806. Otherwise, the  controller 14 adjusts the power  level of amplifiers 18A‐D  (step 812) once the threshold  condition  is satisfied  in step 808.  In one specific example, the controller 14 determines   that the condition specified in step 808 is satisfie d if the rate of variation over time of the  resonances  falls below a predetermined  threshold.  In response,  the controller 14 stops  the  heating  of  the  food  load.  In  some  embodiments,  the  controller  14  will  stop  the  heating process once a predefined amount of energy h as been applied to the food load.  In some control schemes,  it  is contemplated  that  the controller 14 may also adjust  the  power level of the system 10 according to the state  of the food load. Optionally, once the  condition  specified  at  step  808  is  satisfied,  or  in  other  words,  the  controller  14  has  detected  that  the  food  load has melted,  the controller 14 may output a notification  to  the user interface 28 or a mobile device such as a  smartphone (step 814). In response, a  user may  provide  input  to  the  controller  14  (via  the  user  interface  28  or  the mobile  device)  accepting  the  adjustments  described  at  step  812  or  otherwise  making  other  adjustments, if desired.       

[00196]    By using method 800 to control the system 10 during  a melting process, perfect  melting or softening can be automatically achieved wi th no burnt portions. Additionally,  a  user  is  not  required  to  input  the  mass  or  volume  of  the  food  load  to  be  melted.  Furthermore,  energy  is  saved  due  to  the  automatic  stopping  once  melting  has  been  achieved. 

D.  Automatic Splatter Control for Liquids, Sauces,  and Mixed Loads 

[00197]    Referring now  to  FIG.  38,  sample data  is  shown  for  the  coefficient of  variation  (metric output) of efficiency for a liquid heated in  the cooking cavity 20 over a period of  time.  The  liquid may  correspond  to  a  sauce,  for  example.  In  some  embodiments,  the  liquid may  be  part  of  a mixed  load,  that  is,  a  food  load  having  both  liquid  and  solid  constituents.  

[00198]    The  controller  14 may  control  the  heating  of  the  liquid  or  an  at  least  partially  liquidized food load using a method 820 shown in FI G. 39, in which the controller 14 first  measures the coefficient of variation of efficiency d uring a still phase (e.g., starting point,  FIG. 38)  that may correspond  to an  initial heating period  (step 822). The coefficient of  variation  of  efficiency  for  the  still  phase  may  be  utilized  to  define  a  threshold  (e.g.,  threshold 823, FIG. 38) indicative of a boiling stat e (step 824). In some embodiments, the  coefficient of variation of efficiency measured during   the still phased may be stored  to  memory prior to defining the threshold. Alternatively,  the threshold may be defined by a  predetermined value stored to memory. Once the thresh old is defined, the controller 14  monitors  the  coefficient  of  variation  of  efficiency  (step  826),  and  if  the  coefficient  of  variation of efficiency is greater than or equal to� �the threshold (step 828), the controller  14 adjusts a power  level of amplifiers 18A‐D  (e.g., changing a duty cycle,  input power,  etc.)  (step  830).  Otherwise,  the  controller  14  continues  to monitor  the  coefficient  of  variation of efficiency (step 826) until the conditio n specified at step 828 is satisfied. With  respect  to  step  830,  the  adjustment  may  include  reducing  the  power  level  until  the  coefficient of variation of efficiency  is reduced by a predetermined amount followed by  increasing the power level for a predetermined amount  of time or until the coefficient of  variation  of  efficiency  satisfies  the  condition  specified  in  step  828  (e.g.,  reaches  the  threshold). In this manner, the liquid is heated whi le avoiding splattering. So long as the  condition  specified  in  step  828  is  satisfied,  steps  828  and  830  may  be  continuously  repeated or  the heating of  the  liquid may be  stopped after a predetermined period of  time has passed. Optionally, once  the condition  specified at  step 828  is  satisfied, or  in  other words, the controller 14 has detected that the  liquid has reached the boiling state,  the controller 14 may output a notification  to  the user  interface 28 or a mobile device  such as a smartphone (step 832). In response, a use r may provide input to the controller  14 (via the user  interface 28 or the mobile device) accepting the adj ustments described  at step 830 or otherwise making other adjustments, i f desired.       

  E.  Automatic Popcorn Cooking 

[00199]    Referring now to FIG. 40, sample data is shown for� �the coefficient of variation of  efficiency  (metric output)  for popcorn being popped  in  the  cavity 20 over  a period of  time.  From  the  results,  the  coefficient  of  variation  of  efficiency  is  proportional  to  the  frequency  of  popped  kernels  over  time.  Additionally,  the  coefficient  of  variation  of  efficiency is affected by sudden volume increases in� �the bag of popcorn once the popping  begins. Accordingly, by monitoring the coefficient of� �variation of efficiency, the controller  14 may control the popping of the popcorn based on� �a frequency or timing of the kernels  popped over time. The change in the coefficient of  variation of efficiency in response to  the popping may be  linked  to changes  in volume and distribution of  the kernels  in  the  popcorn bag. As will be described  in greater detail below, the controller 14 may contr ol  the popping of the popcorn based on detecting a beg inning of popping and a threshold at  which popping is complete.  

[00200]    The controller 14 may control a popping process of  popcorn by using a method  840 shown in FIG. 41, in which the controller 14 f irst measures the coefficient of variation  of  efficiency  during  a  still  phase  (step  842)  that may  correspond  to  an  initial  popping  period  (e.g.,  the  starting  point,  FIG.  39).  The  coefficient  of  variation  of  efficiency  measured during the still phase may be utilized to  define a threshold (e.g., threshold 843,  FIG. 40)  indicative of a popping state of the popcorn (step  844).  In some embodiments,  the coefficient of variation of efficiency measured d uring the still phase may be stored to  memory prior to defining the threshold. Alternatively,  the threshold may be defined by a  predetermined value stored to memory. Once the thresh old is defined, the controller 14  monitors  the  coefficient  of  variation  of  efficiency  (step  846),  and  if  the  coefficient  of  variation  of  efficiency  is  greater  than  or  equal  to  the  threshold  for  a  predetermined  period of  time  (step  848),  the  controller  14  adjusts  a power  level of  amplifiers  18A‐D  (e.g., changing a duty cycle,  input power, etc.)  (step 850). Otherwise,  the controller 14  continues  to  monitor  the  coefficient  of  variation  of  efficiency  (step  846)  until  the  condition specified at step 848 is satisfied. With r espect to step 850, the adjustment may  include  adjusting  (e.g., maintaining or decreasing)  the power  level of  amplifiers 18A‐D  and may also  include assigning a  time  limit. Optionally, once  the condition specified at  step 848 is satisfied, or in other words, the contr oller 14 has detected that the popcorn is  in the popping state, the controller 14 may output  a notification to the user interface 28  or  a mobile device  such  as  a  smartphone  (step 852).  In  response,  a user may provide  input to the controller 14 (via the user  interface 28 or the mobile device) accepting the  adjustments described for step 850 or otherwise makin g other adjustments, if desired.    

[00201]    Subsequent  to  the  completion of method 840,  the end of  the popping process  may be detected in response to the coefficient of v ariation of efficiency being below the  threshold for a predetermined amount of time. As sho wn in FIG. 42, method 860 begins  with the controller 14 measuring the coefficient of  variation of efficiency (step 862). The  controller  14 monitors  the  coefficient  of  variation  of  efficiency  (step  864),  and  if  the  coefficient  of  variation  of  efficiency  falls  below  the  threshold  defined  in  step  844  of  method  840  (step  866)  for  a  predetermined  period  of  time,  the  controller  14  adjusts  (e.g., decreases)  the power  level and may also assign a  time  limit  in which  to end  the  popping process (step 868). Alternatively, the control ler 14 may stop the popping process  immediately.  Otherwise,  the  controller  14  continues  to  monitor  the  coefficient  of  variation  of  efficiency  (step  864)  until  the  condition  specified  at  step  866  is  satisfied.  Optionally, once  the condition  specified at  step 866  is  satisfied, or  in other words,  the  controller  14 has detected  that  the popping of  the popcorn has  completed or  is near  completion,  the  controller  14 may  output  a  notification  to  the  user  interface  28  or  a  mobile device such as a smartphone (step 870). In r esponse, a user may provide input to  the  controller  14  (via  the  user  interface  28  or  the  mobile  device)  accepting  the  adjustments described at step 868 or otherwise making  other adjustments to the power  level and/or time limit, if desired.     

[00202]    Advantageously, the methods 840 and 860 described abo ve enable the system 10  to  automatically  pop  popcorn  without  burning  or  undercooking  the  popcorn.  Furthermore, by allowing the user to make adjustments  to the power  level and/or time  limit, the user may fine tune the automatic popping� �feature to his or her liking.  

[00203]    A method of detecting a change  in a Q‐factor of the system 10  is now described  with  reference  to  FIG.  43.  The  system  10 may  correspond  to  a  radio  frequency  (RF)  system that may be locally modeled as a linear pass ive time‐invariant system equivalent  to  an  RLC  circuit.  Such  modeling  may  correspond  to  a  Foster  representation  of  admittance.  The  circuit  equivalent  may  correspond  to  a  Resistor/Inductor/Capacitor  (RLC) equivalent that varies based on a size of the  cooking cavity 14, feeding system (e.g.  RF  feed  26A‐D,  226A‐D  positioning),  type  of  food  load  (material  and  temperature),  as  well  as  food  load  size  and  displacement. As  the  food  load  is  heated,  resonances  (RLC  circuits) shift and the Q‐factor changes due to  its relation to the equivalent RLC circuit.  The equation for the Q‐factor is shown as Equation  4. 

[00204]    The  system  10  may  be  further  configured  to  scan  the  cooking  cavity  20  by  monitoring the reflection signal to model the system� �response according to spectromodal  theory.   

[00205]    For example, based on the reflected signals from the  RF feeds 26A‐D, 226A‐D, the  permittivity ε of  the system 10 may be  identified.   Additionally,  the  loss  tangent of  the  system 10 may be calculated as the ratio between an  imaginary permittivity component  ε′′ and a lossless permittivity component ε′,� �wherein the lossless permittivity component  is a product of a free space permittivity and a re lative permittivity. The equation for the  loss tangent is shown as Equation 5. 

Based  on  the  loss  tangent,  the Q‐factor may  be  calculated  as  the  inverse  of  the  loss  tangent as shown in Equation 6. 

In  this way,  the  controller 14 may be operable  to  calculate  the Q‐factor based on  the  reflected  signals  from  the  RF  feeds.  Further  details  describing  methods  of  modeling  resonant  cavities  are  discussed  in  Kurokawa,  K.,  ed.  An  Introduction  to  the  Theory  of  Microwave  Circuits.  publication:  Academic  Press,  2012,  the  entirety  of  which  is  incorporated herein by reference. 

[00206]    Accordingly, based on  the  reflected signals  from  the RF  feeds,  the controller 14  may identify various spectromodal characteristics of t he cavity 20.In this way, the system  10 may determine and store poles (i.e. resonance fre quencies) and map the Q‐factor of  the cooking cavity 20  in  the  frequency/phase domain. The system 10 may  initially scan  and map the Q‐factor at the beginning of a cookin g operation. The system 10 may further  repeat the scan and map the Q‐factor after a pred etermined amount of time or when a  change in the reflection pattern is detected. 

[00207]    By comparing the changes in the Q‐factor over time , the system 10 is operable to  quantify the amount of variation  in the system 10 due to changes  in the food  load (e.g.  temperature  rise due  to dielectric heating).  In  this way,  the  system  can detect various  changes in the food load for one or more automatic� �cooking functions. 

[00208]    With reference to Fig. 43, a method 900 is provided  for controlling cooking in an  electromagnetic cooking device 10 having an enclosed  cavity 20  in which a food  load  is  placed and a plurality of RF feeds 26A‐D, 226A‐D  configured to introduce electromagnetic  radiation into the enclosed cavity 20 to heat up an d prepare the food load, the plurality  of RF  feeds 26A‐D, 226A‐D configured to allow measuremen t of  forward and backward  power  at  the  plurality  of  RF  feeds  26A‐D,  226A‐D.  The  method  may  be  executed  by  controller 14 and comprises:  selecting a heating  target corresponding  to an amount of  energy that is to be delivered to the food load po sitioned in the enclosed cavity 20 (step  902); generating a heating strategy based on the hea ting target to determine a sequence  of desired heating patterns, the heating strategy hav ing a selected sequence of resonant  modes for energy transfer into the enclosed cavity 2 0 that corresponds to the sequence  of desired heating patterns (step 904); causing the  RF feeds 26A‐D, 226A‐D to output a  radio  frequency  signal of  a  selected  frequency,  a  selected phase  value  and  a  selected  power level to thereby excite the enclosed cavity wi th a selected set of phasors for a set  of  frequencies  corresponding  to  each  resonant  mode  of  the  selected  sequence  of  resonant modes  to  create heating patterns  (step 906); monitoring  the  created heating  patterns based on the forward and backward power mea surements at the RF feeds 26A‐ D,  226A‐D  to  measure  resonances  in  the  enclosed  cavity  using  spectromodal  identification and storing a map of efficiency  in  frequency and phase domains  in which  the  controller  identifies  resonant  modes  and  Q‐factors  associated  with  each  of  the  identified  resonant modes  (step 908); determine  if a specified change  is detected  in at  least one Q‐factor (step 910); and when the specif ied change in the at least one Q‐factor  is identified, stopping cooking of the food load usi ng the generated heating strategy (step  912) otherwise continuing excite the cavity  in accordance with the heating strategy and  monitoring the Q‐factor in steps 906‐910.  [00209]    The specified change in Q‐factor may be when the  Q‐factor changes to a Q‐factor  that  is  indicative of completion of thawing. Specifically, the  specified change  in Q‐factor  may be when the Q‐factor changes to be equal to  about 8. It should be noted that the Q‐ factor of ice is about 300 and the Q‐factor of w ater is about 8. Thus, a food load that has  thawed will  have  a Q‐factor  of  about  8.  Accordingly,  by monitoring  the Q‐factor,  the  electromagnetic  cooking device 10 may  implement  an  automatic defrost  function  that  does not require the user to input the food type o r food mass. 

[00210]    Also,  by  monitoring  the  Q‐factor,  the  electromagnetic  cooking  device  10  may  automatically determine when cooking of  the  food  load  is completed.  In  this case,  the  specified change in Q‐factor is when the Q‐factor  changes to a Q‐factor that is indicative  of completion of cooking. The Q‐factor that is ind icative of completion of cooking may be  determined by the user inputting an identification of  the food type via user interface 28.  Controller 14 may then select the heating target and  generate the heating strategy based  upon  this  identification of  the  food  load.  In  addition,  the  controller may  select  a pre‐ stored  map  of  efficiency  showing  resonance  modes  corresponding  to  a  completely  cooked  food  load  of  the  type  of  the  identified  food  load,  identify  Q‐factors  of  the  resonance modes  in  the  pre‐stored map,  and  compare  the maps  of  efficiency  stored  during the cooking process to the pre‐stored map t o determine when the at least one Q‐ factor  changes  to  a  Q‐factor  that  is  identified  from  the  pre‐stored  map,  which  is  indicative of completion of cooking. 

[00211]    Referring now to FIGS. 44, 45, and 46, plots are s hown demonstrating the relative  permittivity,  loss  tangent,  and Q‐factor  for  a  plurality  of  food  types.  Referring  first  to  FIGS. 44A, 44B, and 44C, experimental results  for a bread or grain based  food  load are  shown. The experimental results include a relative pe rmittivity in FIG. 44A, a loss tangent  in FIG. 44B, and a Q‐factor  in FIG. 44C for the bread  in relation to a temperature of the  bread. Each of the plots may demonstrate  indications of various properties that may be  utilized  to  identify  a  level  of  doneness  or  a  cooking  level  of  the  bread.  As  discussed  herein, doneness or a cooking level may correspond t o a temperature that may indicate a  completion of heating a food load to a desired leve l in the cooking cavity 20. Accordingly,  in various embodiments, the controller 14 may determi ne a cooking temperature or level  of preparation or doneness independent of an elapsed� �cooking time and independent of  a starting temperature of the food load.  [00212]    From  the  results demonstrated  in one or more of FIGS. 44A, 44B, and 44C,  the  controller  14 may  identify  the  level  of  doneness  in  the  form  of  a  chemical  change  or  physical change in the food load. Referring to FIG.� �44C, the Q‐factor maintains a relatively  consistent  change  over  the  temperatures  from  approximately  25°C  to  45°C.  Then,  between the temperatures of 47°C and 53°C, the Q� �factor changes rapidly. Accordingly,  by monitoring the Q‐factor for the food load, the� �controller 14 may identify a change in  the  Q‐factor  exceeding  a  predetermined  change  threshold.  More  particularly,  the  controller 14 may monitor the Q‐factor to identify� �a decrease in the Q‐factor exceeding a  predetermined change threshold over a first change 92 2.  In this case,  in response to an  indication that the  food  load comprises bread, the controller may monitor the� �Q‐factor  for a decrease  in the Q‐factor from approximately 1.05 to 0.85 or  a change exceeding a  decrease threshold of at least 0.1, which may occur� �over a predetermined period of time.  

[00213]    Because the Q‐factor changes more rapidly over the� �first change 922 than during  other periods of  the cooking process,  the controller 14 may  identity an  increase  in  the  rate  of  change  of  the  Q‐factor  exceeding  a  predetermined  threshold  for  bread.  Accordingly, the controller 14 may consistently identi fy the first change 922 in the bread  and automatically  stop or adjust  the cooking cycle  in  response  to  the detection of  the  first  change  922.  In  this  specific  example  of  the  bread,  the  first  change  922  may  correspond to a first gas development of a yeast of  the bread. Accordingly, in response to  identifying  the  first  change 922,  the  controller may  identify  first gas development of a  yeast of the bread and adjust or stop a cooking cy cle.   

[00214]    Note  that  the  specific  temperatures  noted  in  FIGS.  44,  45,  and  46  may  be  approximate. Accordingly, the specific temperature rang es (e.g. the first range 922) and  others discussed herein may only be approximately the  same as a known temperatures  corresponding to a first gas development of a yeast� �and other physical and/or chemical  changes discussed herein as being detected by the co ntroller 14.  However, this apparent  error only demonstrates  the  strength of utilizing  the Q‐factor  to detect  the changes  in  the  food  load  without  the  error  demonstrated  in  the  experimental  results.  In  other  words, the controller 14 may monitor the Q‐factor  to more accurately detect the changes  in the physical and/or chemical structure of the foo d load than by utilizing a temperature  probe  like that utilized to gather the experimental results   in FIGS. 44, 45, and 46.   Also,  though  discussed  in  reference  to  specific  foods  and  temperatures,  the  disclosure may  provide  for  automatic  detection  of  various  properties  of  various  food  loads  and  their  constituent ingredients.         

[00215]    Still referring to FIG. 44C, the controller may furt her identify a second change 924  in the Q‐factor. More particularly, the controller  14 may monitor the Q‐factor to identify  an increase in the Q‐factor exceeding a predetermin ed change threshold over the second  change 922. In this case, in response to an indicat ion that the food load comprises bread,  the  controller may  first monitor  the Q‐factor  the  first  change 922. Next  the  controller  may monitor the food load for the second change 924  or an increase a decrease in the Q‐ factor  from approximately 0.8 to 1 or 0.9 to 0.98  indicating an  increase  in the Q‐factor  exceeding  an  increase  threshold  of  at  least  0.1, which may  occur  in  a  predetermined  period  of  time.  For  bread,  the  second  change  924  may  correspond  to  a  concurrent  enzymatic effect and starch gelatinization occurring o ver the measured temperatures of  approximately 66°C ‐71°C.  Again, in response to� �the identification of the second change  924, the controller may automatically stop or adjust� �the cooking cycle. 

[00216]    Referring now to FIGS. 45A, 45B, and 45C, experiment al results for a beef or meat  based  food  load  are  shown. The experimental  results  include  a  relative permittivity  in  FIG. 45A, a loss tangent in FIG. 45B, and a Q‐fa ctor in FIG. 45C for the beef in relation to a  temperature  of  the  beef.  Each  of  the  plots  may  demonstrate  indications  of  various  properties that may be utilized to  identify a  level of doneness or a cooking  level of the  beef.  From  the  results  demonstrated  in  on  or more  of  FIGS.  45A,  45B,  and  45C,  the  controller  14 may  identify  the  level  of  doneness  in  the  form  of  a  chemical  change  or  physical change in the food load.  

[00217]    Referring to FIG. 45C, the Q‐factor maintains a re latively consistent change over  the temperatures from approximately 20°C to 80°C. T hen, between the temperatures of  80°C and 90°C, the Q‐factor changes rapidly. Acco rdingly, by monitoring the Q‐factor for  the  food  load,  the  controller  14  may  identify  a  change  in  the  Q‐factor  exceeding  a  predetermined change  threshold. More particularly,  the controller 14 may monitor  the  Q‐factor  to  identify  an  increase  in  the  Q‐factor  exceeding  a  predetermined  change  threshold over a third change 932. In this case, in  response to an indication that the food  load comprises beef,  the controller may monitor  the Q‐factor  for an  increase  in  the Q‐ factor from approximately 0.6 to 1.1 or a change ex ceeding an  increase threshold of at  least  0.4,  which  may  occur  over  a  predetermined  period  of  time.  In  this  way,  the  controller  may  detect  a  level  of  doneness  of  the  beef  independent  of  an  initial  temperature of  the beef and also  independent of a  total cooking  time elapsed  to cook  the beef. 

[00218]    Because the Q‐factor changes more rapidly over the� �third change 932 than during  other periods of  the cooking process,  the controller 14 may  identity an  increase  in  the  rate  of  change  of  the  Q‐factor  exceeding  a  predetermined  threshold  for  beef.  Accordingly, the controller 14 may consistently identi fy the third change 932 in the beef  and automatically  stop or adjust  the cooking cycle  in  response  to  the detection of  the  third  change  932.  In  this  specific  example  of  the  beef,  the  third  change  932  may  correspond to a protein denaturation of the beef. Ac cordingly, in response to identifying  the third change 932, the controller 14 may identify  protein denaturation of a meat and  adjust or stop a cooking cycle.   

[00219]    Referring now  to FIGS. 46A, 46B, and 46C, experimental  results  for a potato or  food load containing potato starch are shown. The ex perimental results include a relative  permittivity  in  FIG. 46A,  a  loss  tangent  in  FIG. 46B,  and  a Q‐factor  in  FIG. 46C  for  the  potato  in  relation  to a  temperature of  the potato. Each of  the plots may demonstrate  indications of various properties that may be utilize d to identify a level of doneness or a  cooking  level of the potato. From the results demonstrated  in on or more of FIGS. 45A,  45B,  and  45C,  the  controller  14 may  identify  the  level  of  doneness  in  the  form  of  a  chemical change or physical change in the food load.   

[00220]    Referring to FIG. 46C, the Q‐factor maintains a re latively consistent change in the  form  of  a  gradual  decrease  over  the  temperatures  from  approximately  20°C  to  60°C.  Then, between the temperatures of 60°C and 65°C, t he Q‐factor changes direction and  increases. Accordingly, by monitoring  the Q‐factor  for  the  food  load,  the  controller 14  may identify a change in the Q‐factor exceeding a� �predetermined change threshold or a  change in a rate of change or direction of the cha nge in the Q‐factor. More particularly,  the  controller  14  may  monitor  the  Q‐factor  to  identify  an  increase  in  the  Q‐factor  exceeding a predetermined change threshold over a  fourth change 942.  In this case,  in  response  to  an  indication  that  the  food  load  comprises potato,  the  controller  14 may  monitor the Q‐factor for an  increase  in the Q‐factor from approximately 1.4 to 1.7 or  a  change exceeding an increase threshold of at least 0 .2 in a predetermined period of time.  In this way, the controller 14 may detect a level  of doneness of the potato independent  of  an  initial  temperature  of  the  potato  and  also  independent  of  a  total  cooking  time  elapsed to cook the potato. 

[00221]    Because  the  trend  in  the Q‐factor changes  in direction and rate over  the  fourth  change 942,  the controller 14 may  identity an  increase  in  the  rate of change of  the Q‐ factor exceeding a predetermined threshold for the po tato. Accordingly, the controller 14  may consistently  identify the fourth change 932  in the potato and automatically stop or  adjust  the cooking cycle  in  response  to  the detection of  the  fourth change 942.  In  this  specific  example  of  the  potato,  the  fourth  change  942  may  correspond  to  a  starch  gelatinization  of  the  potato  starch.  Accordingly,  in  response  to  identifying  the  fourth  change 942, the controller 14 may identify starch ge latinization of the potato starch and  adjust or stop a cooking cycle.   

[00222]    Referring now  to FIG. 47, a method 950 of  identifying a  level of doneness of a  food  load based on a calculated Q‐factor  is discussed  in further detail. The method 950  may begin by controlling a frequency and phase of t he RF signals in step 952. In step 954,  the controller 14 may control the high power amplifi ers 18A‐D generating at least a first  RF  feed  and  a  second  RF  feed  and  emit  the  RF  feeds  in  the  cooking  cavity  20.  The  controller 14 may additionally  receive an  indication of a  food  type of  the  food  load  in  step 956.  Based on the food type, the controller  14 may identify a Q‐factor threshold or  predetermined change threshold from memory correspondin g to a  level of doneness or  cooking  level of  the  food  type.   Once  the  cooking process has begun,  in  step 958,  the  controller 14 may measure at  least one reflection signal from the cooking cavity  20 and  calculate a Q‐factor based on the reflection signal . The reflection signal may correspond  to  an  indication of  the  forward  and backward  (or  reflected) power magnitudes  in  the  cavity 14. 

[00223]    From the calculation of the Q‐factor, the controlle r 14 may monitor the Q‐factor  to identify a change in the Q‐factor exceeding a  predetermined change threshold in step  960.  Though  described  generally  as  a  predetermined  change  threshold,  the  predetermined  change  threshold may  correspond  to  a  predetermined  rate  of  change,  predetermined  direction  (increase  or  decrease)  of  a  rate  of  change,  and/or  a  predetermined change or sequence of changes in refere nce to a current direction, trend,  or rate of change of  the Q‐factor. Some examples of detections of rates� �and directions  (increases or decreases) in rates of change are disc ussed in reference to FIGS. 44, 45, and  46.  If  the  change  in  the  Q‐factor  does  not  exceed  the  predetermined  threshold,  the  method  950 may  return  to  step  958.    If  the  change  in  the Q‐factor  does  exceed  the  predetermined threshold, the controller 14 may identif y that the food load has reached a  level of completion or a doneness condition identifie d based on the particular food type  indicated in step 956. In this way, the controller  14 may be operable to detect a level of  doneness of  the  food  load  independent of an  initial  temperature of  the  food  load and  also independent of a total cooking time elapsed to� �cook the food load. 

[00224]    Although the above methods are described as being pe rformed by controller 14,  all  or  portions  of  the  methods  may  be  performed  by  RF  control  32  or  any  other  controller,  microprocessor,  microcontroller,  logic  circuit,  or  programmed  gate  array,  either separately or in combination. 

[00225]    For purposes of  this disclosure,  the  term  "coupled"  (in  all of  its  forms,  couple,  coupling,  coupled,  etc.)  generally means  the  joining  of  two  components  (electrical  or  mechanical)  directly  or  indirectly  to  one  another.  Such  joining  may  be  stationary  in  nature or movable  in nature.  Such  joining may be achieved with  the  two  components  (electrical  or  mechanical)  and  any  additional  intermediate  members  being  integrally  formed  as  a  single unitary body with one  another or with  the  two  components.  Such  joining may be permanent in nature or may be remova ble or releasable in nature unless  otherwise stated. 

[00226]    It  is  also  important  to  note  that  the  construction  and  arrangement  of  the  elements  of  the  device  as  shown  in  the  exemplary  embodiments  is  illustrative  only.  Although only  a  few  embodiments of  the present  innovations have been described  in  detail  in  this disclosure,  those  skilled  in  the  art who  review  this disclosure will  readily  appreciate  that many modifications  are  possible  (e.g.,  variations  in  sizes,  dimensions,  structures,  shapes  and  proportions  of  the  various  elements,  values  of  parameters,  mounting arrangements, use of materials,  colors, orientations, etc.) without materially  departing  from  the novel  teachings  and  advantages of  the  subject matter  recited.  For  example, elements shown as  integrally  formed may be constructed of multiple parts or  elements  shown  as  multiple  parts  may  be  integrally  formed,  the  operation  of  the  interfaces may be  reversed or otherwise  varied,  the  length or width of  the  structures  and/or members or connector or other elements of the  system may be varied, the nature  or  number  of  adjustment  positions  provided  between  the  elements may  be  varied.  It  should be noted that the elements and/or assemblies  of the system may be constructed  from any of a wide variety of materials that provid e sufficient strength or durability,  in  any  of  a  wide  variety  of  colors,  textures,  and  combinations.  Accordingly,  all  such  modifications are  intended  to be  included within  the scope of  the present  innovations.  Other substitutions, modifications, changes, and omissi ons may be made  in the design,  operating conditions, and arrangement of the desired  and other exemplary embodiments  without departing from the spirit of the present inn ovations. 

[00227]    It  will  be  understood  that  any  described  processes  or  steps  within  described  processes may be combined with other disclosed proces ses or steps to  form structures  within the scope of the present device. The exemplar y structures and processes disclosed  herein are for illustrative purposes and are not to� �be construed as limiting. 

[00228]    It is also to be understood that variations and mod ifications can be made on the  aforementioned  structures  and methods without  departing  from  the  concepts  of  the  present device, and further it is to be understood  that such concepts are intended to be  covered  by  the  following  claims  unless  these  claims  by  their  language  expressly  state  otherwise. 

[00229]    The  above  description  is  considered  that  of  the  illustrated  embodiments  only.  Modifications of the device will occur to those skil led in the art and to those who make or  use the device. Therefore, it is understood that the  embodiments shown in the drawings  and  described  above  is merely  for  illustrative  purposes  and  not  intended  to  limit  the  scope of the device, which is defined by the follow ing claims as interpreted according to  the principles of patent law, including the Doctrine� �of Equivalents.