La présente invention est relative à un cir- cuit de polarisation de drain pour transistors à effet de champ (FET) de puissance élevée, à hyperfréquences et adaptés intérieurement.

Les amplificateurs de puissance à l'état so¬ lide ont été sensiblement améliorés dans les années pas- sées et on prévoit une utilisation de plus en plus impor¬ tante dans le futur de ces dispositifs à bord de satel¬ lites. Les avantages majeurs de ces amplificateurs pour les applications spatiales sont dus à leur haute fiabi¬ lité, à leurs faible masse et dimensions, à leur linéa- rite élevée ainsi qu'à la flexibilité améliorée du sys¬ tème. Dans ce contexte, des transistors à effet de champ (FET) de puissance élevée, à hyperfréquences et adaptés intérieurement, sont apparus récemment sur le marché et se présentent comme des dispositifs très compactes et très fiables, qui peuvent traiter suffisamment de puis¬ sance aux fréquences radio (RF) pour être appropriés à l'usage à bord de véhicules spatiaux.

Il y a lieu de rappeler que, lors de la conception d'un amplificateur à hyperfréquences équipé d'un dispositif FET, le circuit de polarisation de drain doit satisfaire aux deux exigences fondamentales sui¬ vantes :

1) le FET doit être commandé avec une tension et un courant appropriés, correspondant au mode de fonctionnement choisi ;

2) l'effet du circuit de polarisation sur le comportement en RF du circuit doit être minimisé.

Ces deux conditions fondamentales peuvent être mieux précisées en détail lorsqu'on les applique au cas d'un FET de puissance adapté intérieurement, comme indi¬ qué ci-après :

1 ) le circuit de polarisation de drain doit

traiter des courants très élevés, qui peuvent être de 1 ' ordre de 5 à 6 A ;

2*) le circuit d'adaptation avec lequel est alimenté le FET est conçu de manière telle que le comportement optimal du dispositif est atteint lorsqu'il comporte une charge de 50 Ω : ceci signifie que, dans ce cas, on n'a pas besoin d'un circuit d'adaptation externe et que le circuit de polarisation doit être relié au cir¬ cuit RF de façon à n'avoir qu'une perturbation minimale. Si on tient compte des applications à bord des véhicules spatiaux, il est clair que la fiabilité est un paramètre très important à prendre en considération lors de la réalisation du circuit de polarisation.

La figure I montre trois approches différentes normalement suivies pour réaliser un circuit de pola¬ risation de drain (cf AVANTEK, Notes on Cho e Network De¬ sign AN-A001 June 1986, ainsi que: FUJITSU MICROWAVE SE- MICONDUCTORS'88 Application Notes) .

A et B sont des circuits typiques utilisés dans les amplificateurs de faible puissance. Le courant de drain est acheminé vers le FET 10a et 10b, respective¬ ment, à l'aide d'un câble la, lb correspondant à une ligne λg/4 à haute impédance qui, à la fréquence de fonc¬ tionnement, constitue, pour la ligne à 50 Ω -3a, 3b- une impédance très élevée. Pour éviter une densité de courant excessive tout au long de la ligne à haute impédance, le courant de drain est limité à quelques centaines de mA, ce qui limite la puissance qui peut être traitée par ce type de circuit de polarisation. Pour compléter la description sommaire des circuits A et B, il y a lieu de préciser que 2a ainsi que 2b' et 2b" ' représentent les blocs d'alimentation à cou¬ rant continu (DC) , 4 une ligne à basse impédance, alors que 5a et 5b représentent une charge de 50 Ω (G, D et S étant les symboles classiques des électrodes d'un FET, à savoir grille, drain et source, respectivement) . Quant

aux dispositifs 7a et 7b, ceux-ci sont destinés à la polarisation conjointement avec les lignes à haute impé¬ dance la et lb.

Pour surmonter le problème causé par la ligne à haute impédance, le circuit C utilise une bobine 8 d'étranglement à RF. Toutefois, la ligne à 50 Ω ne peut pas traiter des courants de commande très élevés, en sorte que la bobine doit être reliée à la ligne de façon à être disposée près du FET. De plus, la dimension de la zone de liaison est comparable avec la largeur de la ligne, ce qui rend la fiabilité de la liaison très faible et son comportement en RF imprévisible.

En ce qui concerne les autres éléments du cir¬ cuit C, ceux-ci correspondent aux éléments des circuits A et B, par rapport auxquels on les a différenciés en appo¬ sant 1'indice c aux références numériques correspon¬ dantes.

La présente invention s'est donc donné pour but de concevoir un nouveau circuit de polarisation de drain, principalement papce que les courants de commande élevés qui sont nécessaires pour polariser les FETs de puissance rendent les circuits normalement utilisés inap¬ propriés pour ce type d'application. De plus, on vise à réaliser un circuit de polarisation présentant des connexions fiables.

La présente invention a pour objet un circuit de polarisation de drain pour un FET de puissance destiné à être utilisé dans un amplificateur fonctionnant dans le domaine des hyperfréquences, caractérisé en ce qu'il com- prend une ligne constituée par une micro-bande à basse impédance, qui a une longueur de λg/2 à la fréquence de fonctionnement normal, λg étant la longueur de l'onde guidée par la micro-bande, et deux bobines d'étranglement à RF qui sont reliées au centre de la ligne à micro-bande à basse impédance précitée, divisant ainsi en deux par¬ cours le courant de drain qui est ainsi acheminé au

centre de cette ligne, ce qui permet de maintenir une charge de 50 Ω, tout en assurant une polarisation cor¬ recte du FET.

Outre les dispositions qui précèdent, l'invention comprend encore d'autres dispositions, qui ressortiront de la description qui va suivre.

L'invention sera mieux comprise à l'aide du complément de description qui va suivre, qui se réfère aux dessins annexés, dans lesquels : - la figure 1 illustre schématiquement trois circuits différents A, B et C de polarisation de drain utilisés dans l'Art antérieur et déjà décrits plus haut ;

- la figure 2 illustre, également schématique¬ ment, le circuit objet de la présente invention ; - la figure 3 est le schéma électrique équiva¬ lent d'une ligne de transmission permettant de calculer son impédance d'entrée ;

- la figure 4 est le schéma électrique équiva¬ lent du circuit illustré à la figure 2 ; - la figure 5 est une vue schématique montrant l'emplacement des pièces d'un étage amplificateur utili¬ sant un FET de puissance comportant un circuit de polari¬ sation conforme à la présente invention.

Il doit être bien entendu, toutefois, que ces dessins et les parties descriptives correspondantes, sont donnés uniquement à titre d'illustration de l'objet de l'invention, dont ils ne constituent en aucune manière une limitation.

Le circuit de polarisation de drain conforme à l'invention est réalisé à l'aide d'une ligne 20 consti¬ tuée par une micro-bande à basse impédance ayant une lon¬ gueur égale à λg/2, à la fréquence de fonctionnement (λg étant la longueur de l'onde guidée par la micro-bande). Le courant de drain I _D se divise en deux parcours et est acheminé au FET 10 à l'aide de deux bobines 9a et 9b, qui agissent comme des bobines d'étranglement à RF et sont

reliées au centre de la ligne à basse impédance 20 (cf la figure 2, où les références numériques 2, 3 et 5 ont la même signification qu'à la figure 1, mis à part les in¬ dices, et où les références lia et 11b représentent les circuits de stabilisation de l'alimentation en DC) .

Le circuit de polarisation de drain proposé par la Demanderesse permet une polarisation appropriée du FET, tout en maintenant une charge de 50 Ω (cette charge a été désignée sous la référence numérique 5) . Si on dé- signe par Z ₀ l'impédance caractéristique de la ligne de transmission, avec 1_ sa longueur et avec Z _L sa charge, l'impédance d'entrée Z _j _ _n de la ligne peut être calculée à l'aide de la formule 1) suivante, déduite à partir du schéma équivalent illustré à la figure 3 : Z _L .cosβl + jZ ₀ .sinβl

1) 'XII = Zo

Z ₀ .cosβl + jZ _L .sinβl où : β = 2π/λg et 1_ est la longueur de la ligne.

Certaines propriétés intéressantes du circuit de la figure 2 peuvent être déduites en analysant la for¬ mule 1) évoquée ci-dessus. En fait, il y a lieu de remar¬ quer que : a) si dans cette formule Z _L = Z ₀ , alors Z _j _ _n = Z _Q = Z _L . Cela signifie que dans le circuit de la figure 4, où Z _L = Z _ol , on a Z ₁ = 50 û ; b) si 1 = λg/2, alors Z _j _ _n = Z _L pour n'importe quelle valeur de Z _Q . Cela signifie que le FET dans la fi¬ gure 4 est chargé avec une impédance Z2 = Z-*_ = 50 Ω ; c) si 1 = λg/4, alors Z _in = Z _Q ² /Z _L : cela signifie que dans la figure 4, où Z _o2 = 25 Ω, à la dis¬ tance de λg/4 à partir de la jonction des deux lignes, l'impédance devient minimale, à savoir Z3 = 12,5 Ω.

L'effet de la bobine sur le comportement en RF du circuit est très faible parce que les bobines présen- tent une impédance très élevée et, à la fréquence de fonctionnement normal, elles sont disposées parallèlement à la ligne constituée par la micro-bande précitée, dans

un point à basse impédance.

La figure 5 est une vue schématique montrant l'emplacement des pièces d'un étage amplificateur de puissance à hyperfréquences fonctionnant en classe C, qui utilise le FET de puissance FUJITSU FLM3742-14 C Band Po¬ wer. Le circuit à micro-bande a été réalisé pour fonctionner à la fréquence de 3,95 GHz sur EPSILAM 10 (hauteur h du substrat égale à 50 mm, constante diélec¬ trique relative égale à 10,2, épaisseur de la couche mé- tallique égale à 0,035 mm). Dans le fonctionnement en classe A ce dispositif doit être polarisé à 10 V et 5 A. La largeur minimale de la ligne à basse impédance est donnée par la densité de courant maximale qui peut par¬ courir la ligne : ^X DS = ^J max ^'w miιT ^h ou

J _max = densité du courant maximale

W _j nin = largeur minimale de la micro-bande.

La largeur maximale W _maχ est définie par l'impédance caractéristique minimale spécifiée pour le substrat utilisé.

La densité de courant maximale recommandée pour le cuivre standard est de 10 ⁴ A/cm ² . Il s'ensuit que la largeur minimale de la micro-bande nécessaire pour contrôler 5A est de 1,4 mm. L'utilisation de LINECALC ^R pour calculer les paramètres des lignes en micro-bande fournit :

- Z ₀ = 44,2 Ω ; λg = 28,5 mm ; W = 1,4 mm "mm

- Z _Q = 25,0 Ω ; λg = 26,8 mm ; W = 3,7 mm W (largeur choisie)

- Z_ = 15.0 Ω ; λg = 25,6 mm ; W = 7,5 mm Z ^J _τ mιn (recommandée) .

Une valeur moyenne dans 1'intervalle des impé¬ dances disponibles (25 Ω) a été choisie pour la ligne λg/2. En outre, on a choisi une largeur de micro-bande égale à 3,7 mm, ce qui correspond approximativement à

trois fois la dimension de la zone de liaison et, par conséquent, fournit une liaison fiable à faible interfé¬ rence avec le comportement en RF.

Ci-après sont résumées' les significations des différents symboles utilisés dans la description du cir¬ cuit selon l'invention : ^z o' ^z o _l ' ^z o2 ^{: ζ} - ^s i Pédances caractéristiques de lignes de transmission ; Z^, Z ₂ , Z3, Z^ _n : des impédances complexes ; λg : la longueur de l'onde guidée par la micro-bande ; 1* ₃ : le courant de drain ;

^{J/ J} max ^: -*-***• densité générique et maximale de courant à travers la micro-bande ; 1 : la longueur de la ligne de transmission ; ^w ' ^w min' ^w max ^{: la} la ge r courante, minimale et maximale de la micro-bande ; h : l'épaisseur de la couche métallique ; β = 2π/λg.

Les avantages principaux du nouveau circuit de polarisation décrit dans ce qui précède peuvent être résumés ci-après : i) courants de commande élevés : le courant de drain maximal n'est plus limité par les lignes en micro¬ bande, parce que la largeur de ' cette micro-bande peut être choisie plus grande,- et ce tout simplement par dimi¬ nution de l'impédance de la ligne λg/2 ; ii) moins de pertes en RF et de pertes oh- miques en DC : dans une ligne métallique à basse impé¬ dance, la section est plus grande que dans une ligne à 50 Ω, ce qui diminue sa résistance ohmique ; iii) rayonnement RF moindre : une ligne à mi¬ cro-bande à basse impédance présente un rayonnement moindre (effet de dispersion moindre) . Le champ élec¬ trique est principalement concentré -au-dessous de la mi-

cro-bande, évitant ainsi un couplage indésiré avec les bobines ou d'autres éléments du circuit ; iv) un circuit très fiable : la largeur de la ligne à basse impédance peut être choisie pour être deux ou trois fois la dimension de la surface de liaison, qui devient ainsi une liaison plus fiable. De plus, les bo¬ bines sont placées au centre de la ligne, loin de toute discontinuité du circuit, et rendues parallèles à la ligne à micro-bande dans un point à basse impédance, don- nant ainsi lieu à une interférence minimale avec le com¬ portement du circuit en RF. En outre, la densité de cou¬ rant dans la ligne à micro-bande peut être maintenue bien au-dessous de la valeur maximale autorisée ; v) en divisant le courant de drainage suivant deux parcours, on obtient deux avantages majeurs : d'abord, les bobines peuvent être fabriquées avec des fils de moindre diamètre, réduisant ainsi leur capacité parasite, ce qui permet de les utiliser à des fréquences plus élevées ; ensuite, la symétrie de la structure em- pêche l'excitation de modes d'ordre supérieur dans la ligne à micro-bande.

Ainsi que cela ressort de ce qui précède, l'invention ne se limite nullement à ceux de ses modes de mise en oeuvre, de réalisation et d'application qu vien- nent d'être décrits de façon plus explicite ; elle en em¬ brasse, au contraire, toutes les variantes qui peuvent venir à l'esprit du technicien en la matière, sans s'écarter du cadre, ni de la portée, de la présente in¬ vention.