Kommunikation und Verfahren

Beschreibung

Technisches Gebiet

Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung beziehen sich auf eine Treiberschaltung für ein oder mehrere optische Senderbauteile, eine Empfängerschaltung für ein oder mehrere optische Empfangsbauteile zur optischen drahtlosen Kommunikation und Verfahren.

Hintergrund der Erfindung

Optisch-drahtlose Kommunikation kann das Interferenzproblem durch räumlich wohldefinierte Kommunikationslinks lösen, da das Sichtfeld der Transceiver immer strikt begrenzt ist, i.d.R. in einer kegelförmigen Form. Um am Sender/Transmitter Datenraten (Baudraten) im Bereich von ³100 Mbit/s zu erreichen, gibt es zwei konventionelle Lösungsansätze, die jedoch beide individuelle Nachteile aufweisen:

Es werden konventionelle Leuchtdioden (LEDs) mit einem komplexen Modulationsverfah- ren wie OFDM (orthogonales Frequenzmultiplex Verfahren) kombiniert. Allerdings ergibt sich dadurch eine erhebliche Systemkomplexität und ein hoher Leistungsverbrauch. Diese Systeme könnten optimiert werden, indem eine einfache Modulation wie PAM (Puls- Amplitudenmodulation) eingesetzt wird. Allerdings wird dadurch das Link-Budget (Verbindungs-Budget, d.h. auch die Reichweite) des Kommunikationslinks reduziert. OOK (On- Off-Keying, An-Aus-Modulation) kann klassischerweise nicht eingesetzt werden, da die Modulationsbandbreite der LED nicht ausreichend ist. Die Modulationsbandbreite bezieht sich dabei auf die Übertragungsfunktion der LED, d.h. das optische Ausgangssignal dividiert durch den Vorwärtsstrom durch die LED.

Es wird ein Emitter mit ausreichender Modulationsbandbreite wie RCLEDs, Laser, Laserdiode, Mikro-LEDs eingesetzt. Diese Bauelemente sind in der Regel sehr kostenintensiv oder haben eine geringe optische Ausgangsleistung, was wiederum das Link-Budget (d.h. auch die Reichweite) begrenzt. Darüber hinaus müssen die Grenzwerte der Augensicherheit immer eingehalten werden.

Um am optisch-drahtlosen Empfänger Datenraten im Bereich von ~100 Mbit/s zu erreichen, besteht der konventionelle Ansatz darin, eine Photodiode mit entsprechend geringer Sperrschichtkapazität und einen dazu passenden Transimpedanzverstärker (TIA) zu wählen. Solche Photodioden haben allerdings eine kleine aktive Fläche, sodass sie nur wenig Leistung des optischen Kommunikationssignals einsammeln können. Die Transimpedanzverstärkung des TIAs muss so niedrig gewählt werden, dass die notwendige Bandbreite erreicht wird. Beide Maßnahmen führen zu einem begrenzten Link-Budget, d.h. einer geringen Reichweite.

Im Folgenden werden weitere konventionelle Methoden dargestellt.

Die Druckschrift W008089902A1 beschreibt ein System und ein Verfahren zum Steuern einer oder mehrerer Schaltanlagen. Die Druckschrift DE102010015353A1 beschreibt ein tragbares höhenmess- und Anreißgerät. Die Druckschrift DE202015004127U1 beschreibt eine modulare Sensor Systemplattform für Messungen, Reinigungen und Kalibrierungen in der Analysen-, Temperatur- und Druckmesstechnik. Im Gegensatz dazu offenbart die hierin beschriebene Erfindung eine optisch-drahtlose Echtzeit-Datenübertragungsstrecke z. B. unter Verwendung von LEDs. Die Druckschrift EP1772112A2 beschreibt ein medizinisches Gerät für Monitoring/Diagnose. Im Gegensatz dazu wird die hierin beschriebene Erfindung, gemäß einem Ausführungsbeispiel, bei Industrieanwendungen verwendet. Die Druckschrift W010076028A1 beschreibt ein System und Verfahren zur Bestimmung und Überwachung von Volumenströmen. Die Druckschrift EP292440QA1 beschreibt eine Einrichtung zur Erfassung, Klassifikation und Verwiegung von Kraftfahrzeugen auf Straßen im fließenden Verkehr. Die Druckschrift CN207683529U beschreibt ein unbemanntes Steuerungssystem einer 65T Elektrolokomotive. Die Druckschrift US2015208195A beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung für Außerband-Ortungsdienste. Die Druckschrift US5250943A beschreibt eine GVT-NET-A globale virtuelle Zeitberechnungsvorrichtung für mehrstufige Netzwerke. Im Gegensatz dazu ist die hierin beschriebene Erfindung nicht Fasergebunden. Die Druckschrift US2002052185A beschreibt ein tragbares Datenerfassungsnetzwerk mit Telefon- und Sprachnachrichtfähigkeit. Die Druckschrift US2005235159A beschreibt ein drahtloses Sender-Empfänger-System für Computer- Eingabevorrichtungen. Die Druckschrift US2012225639A beschreibt eine tragbare computergestützte drahtlose Zahlungsvorrichtung und Verfahren. Die Druckschrift US2012182143A beschreibt ein drahtloses Relaismodui für Fernüberwachungs-Systeme mit Leistungs- und medizinischer Prozessüberwachungsfunktionalität. Die Druckschrift US2016142612A beschreibt Vorrichtungen, Verfahren und Systeme für visuelle Bilderzeugungsanordnungen. Die Druckschrift US2014265359A beschreibt ein intelligentes Türschloss-System. Die Druckschrift US2013278075A beschreibt ein Telemetrie System mit drahtlosem Leistungsempfänger und Überwachungsvorrichtungen. Die Druckschrift CO6610233A beschreibt ein Informationssystem für Verkehrsteilnehmer über die Verkehrssituation. Die Druckschrift EP2538500A1 beschreibt eine Ankopplungseinrichtung für Kommunikationsgeräte. Im Gegensatz dazu weist die hierin beschriebene Erfindung, gemäß einem Ausführungsbeispiel, eine optisch-drahtlose-Verbindung auf. Die Druckschrift US2019082521A [1] beschreibt ein Treibergerät. Im Gegensatz dazu weist die hierin beschriebene Erfindung, gemäß einem Ausführungsbeispiel, eine feste Versorgungsspannung für verwendete LEDs bzw. Lichtquellen auf. Ferner kann, gemäß der hierin beschriebenen Erfindung, im Gegensatz zur [1] ein Steuerstrom für verwendete LEDs bzw. Lichtquellen im Wesentlichen unabhängig von der Versorgungsspannung sein. Zudem kann, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, im Gegensatz zur [1] in einem nicht-linearen Bereich einer optischen Ausgangsleistung zur Stromeingangskurve der LEDs oder einer anderen Lichtquelle gearbeitet werden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel, werden ir LEDs (infrarot LEDs) oder single-chip (Einzelbaustein) LEDs (z. B. rot) verwendet. Die Druckschrift US2015098709A beschreibt Techniken zum Aussenden von Positionsinformationen von Leuchten. Die Druckschrift US5373384A beschreibt eine Halbleiterquelle mit nichtlinearen Kompensationsmitteln innerhalb einer Vorverzerrungsschaltung. Die Druckschrift US2009079355A beschreibt eine digitale Treibervorrichtung, Verfahren und System zur Festphasenbeleuchtung. Die Druckschrift W018138495A1 beschreibt ein optisches-drahtloses Kommunikationssystem.

Für die voranschreitende Automatisierung der Industrie ist eine zuverlässige Datenkommunikation obligatorisch. Zudem setzt insbesondere die Maschine-zu-Maschine Kommunikation strenge Anforderungen an die Echtzeitfähigkeit der Datenlinks, d.h. möglichst geringe Übertragungslatenzen. Aus diesem Grund sind heute Industrielle Ethernet- Standards wie SERCOS III, ProfiNET, EtherNet/IP, VARANx, SafteyNET p, EtherCAT, Ethernet-Powerlink aber auch andere Industriebus-Systeme auf dem Vormarsch. Die Datenraten liegt dabei typischerweise bei =10Mbps, «100Mbps (=125Mbps Baudrate) bis zu ^« 1000Mbps ( ^« 1250Mbps Baudrate), wobei heute insbesondere Systeme mit 100 Mbps weit verbreitet sind. Klassische, drahtgebundene Kommunikationslinks bieten nicht immer die notwendige Mobilität / Flexibilität, weshalb zunehmend drahtlose Datenlinks benötigt werden. Funk-basierte, drahtlose Technologien stoßen auf Grund der strikten Echtzeitan ^¬ forderungen an ihre Grenzen. Dies resultiert insbesondere durch Interferenzen zwischen verschiedenen Kommunikationskanälen bzw. verschiedenen Kommunikationsstandards.

In Anbetracht dessen besteht ein Bedarf nach einem Konzept, das einen besseren Kom ^¬ promiss zwischen einer Steigerung einer Reichweite einer optisch-drahtlosen Echtzeit- Datenübertragungsstrecke, einer Verbesserung der Modulationsbandbreite des optischdrahtlosen Transceivers durch Kompensation eines Tiefpassverhaltens eines Sendebauteils und/oder eines Empfangsbauteils und einer Reduktion von Kosten ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch die unabhängigen Patentansprüche gelöst.

Erfindungsgemäße Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen definiert.

Zusammenfassung der Erfindung

Ein Ausführungsbeispiel betrifft eine Treiberschaltung, z. B. eine Ansteuerschaltung, für ein oder mehrere optische Senderbauteile. Gemäß einem Ausführungsbeispiel können die ein oder mehreren optischen Senderbauteile eine Leuchtdiode oder eine Serienschaltung von Leuchtdioden aufweisen oder darstellen. Es ist aber auch der Einsatz von anderen Leuchtmitteln, wie Laser möglich. Dabei senden die ein oder mehreren optische Senderbauteile z. B. sichtbares Licht, Infrarot-Licht und/oder ultraviolettes Licht aus. Die Treiberschaltung weist eine gesteuerte Stromquelle mit einem Regelkreis auf und der Regelkreis oder z. B. die Treiberschaltung ist so ausgelegt bzw. dimensioniert, dass eine Obertragungscharakteristik der Treiberschaltung bei einer vorgegebenen Frequenz, wie z. B. einer Resonanzfrequenz, ein Maximum, wie z. B. ein Peak oder ein Überschwingen, aufweist. Bei der gesteuerten Stromquelle handelt es sich 2. B. um eine Differenzverstärkerbasierte bzw. Operationsverstärker-basierte Stromquelle. Die Stromquelle ist beispielsweise stromgesteuert oder bevorzugt spannungsgesteuert. Die Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung stellt beispielsweise einen Quotienten zwischen einem, an die ein oder mehreren optischen Senderbauteile gelieferten, Strom und einem Eingangssignal der Treiberschaltung dar. Ferner kann es sich bei der Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung um eine Spannungs-Strom-Übertragungscbarakteristik handeln.

Dieses Ausführungsbeispiel der Treiberschaltung basiert auf der Erkenntnis, dass durch ein Überschwingen der Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung eine Tiefpass- Charakteristik der einen oder mehreren optischen Senderbauteile bzw. der optoelektronischen Bauteile in einem Übertragungssystem zumindest teilweise kompensiert werden kann. Dadurch, dass das Maximum bei einer vorgegebenen Frequenz auftritt, kann eine Gesamt-Übertragungscharakteristik eines Transceivers, der die Treiberschaltung und die ein oder mehreren optischen Senderbauteile aufweist, in einem Bereich um diese vorgegebene Frequenz optimiert werden. Die Gesamt-Übertragungscharakteristik des Transceivers stellt z, B. einen Quotienten zwischen einer optischen Leistung der ein oder mehreren optischen Senderbauteile und einem Eingangssignal der Treiberschaltung dar. Die Gesamt-Übertragungscharakteristik ergibt sich z. B. als Produkt der Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung und einer Strom-zu-optischer-Ausgangsieistungs- Charakteristik (z. B. einer optischen Übertragungscharakteristik) der einen oder mehreren optischen Sendebauteile. Dadurch wird unteranderem ermöglicht, dass der Transceiver auch bei Frequenzen z. B. höher als eine Grenzfrequenz der ein oder mehreren optischen Senderbauteile mit hoher Reichweite und ohne Tiefpassverhalten (welches zu Symbol- übersprechen führen würde) betrieben werden kann. Der Regelkreis ist z. B. so ausgebildet, dass die vorgegebene Frequenz z. B. an die ein oder mehreren optischen Senderbauteile angepasst ist, wodurch die Treiberschaltung ausgelegt ist, um die ein oder mehreren optischen Senderbauteile optimiert anzusteuern. Somit wird unteranderem eine Verbesserung einer Modulationsbandbreite der optischen Senderbauteile bzw. des gesamten optisch-drahtlosen Senders ermöglicht. Dadurch wird eine verbesserte optisch drahtlose Echtzeit-Datenübertragung mit reduzierten Herstellungskosten bereitgestellt, da mit der optimierten Treiberschaltung ermöglicht wird einfache, kostengünstige optische Senderbauteile zu verwenden.

Somit ist festzuhalten, dass die Treiberschaltung eine Verbesserte Ansteuerung der ein oder mehreren optischen Senderbauteile ermöglicht. Insbesondere z. B. für hochfrequente Signale.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Regelkreis so ausgelegt, dass das Maximum der Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung bei einer Frequenz liegt, die um höchstens 80% oder um höchstens 40% oder um höchstens 20% von einer Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Senderbauteile abweicht. Unter der Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Senderbauteile kann hier und im Folgenden z. B. eine -10dB Grenzfrequenz, eine -5dB Grenzfrequenz, eine -3dB Grenzfrequenz, eine -1dB Grenzfrequenz oder eine Grenzfrequenz verstanden werden, bei der eine optische Nennleistung der ein oder mehreren optischen Senderbauteile auf 80 % Nennleistung oder geringer, auf 70 % Nennleistung oder geringer, auf 60 % Nennleistung oder geringer, auf 55 % Nennleistung oder geringer oder auf 50 % Nennleistung oder geringer abfällt. Dadurch, dass das Maximum der Obertragungscharakteristik in einem Toleranzbereich um die Grenzfrequenz liegt, wird ermöglicht, dass eine Tiefpasscharakteristik der ein oder mehreren optischen Senderbauteile mittels der Treiberschaltung kompensiert wird.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Regelkreis so ausgelegt, dass das Maximum der Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung bei einer Frequenz liegt, die größer ist als die Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Senderbauteile. Dabei kann bereits ein Anstieg der Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung zu dem Maximum einem Abfall einer optischen Übertragungscharakteristik, die z. B. einen Quotienten zwischen einer optischen Leistung der ein oder mehreren optischen Senderbauteile und einem, an die ein oder mehreren optischen Senderbauteile, gelieferten Strom darstellt, entgegenwirken. Dabei kann die vorgegebene Frequenz, bei der das Maximum auftritt, durch den Regelkreis so vorbestimmt sein, dass der Anstieg der Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung zu dem Maximum den Abfall der optischen Übertragungscharakteristik komplett oder zumindest teilweise kompensiert.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Regelkreis so ausgelegt, dass das Maximum der Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung bei einer Frequenz liegt, die kleiner ist als 120% oder 150% oder 200% der Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Senderbauteile. Dadurch wird gewährleistet, dass die Kompensation der Tiefpasscharakteristik der einen oder mehreren optischen Senderbauteile bereits direkt bei Einsetzen der Tiefpasscharakteristik oder kurz danach einsetzt. Dies ermöglicht eine möglichst gleichmäßige Kompensation hin zu höheren Frequenzen. Dadurch können lokale Minima in der Gesamt-Übertragungscharakteristik eines Transceivers minimiert bzw. verhindert werden, wodurch auch eine optisch-drahtlose Übertragung von hochfrequenten Signalen in einem Bereich um die Grenzfrequenz optimiert wird.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Regelkreis so ausgelegt, dass die Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung bei einer Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Senderbauteile eine Überhöhung im Vergleich zu einem Wert der Übertragungscharakteristik bei einer niedrigeren Frequenz, die z. B. niedriger ist, als die Grenzfrequenz, aufweist. Die Übertragungscharakteristik verläuft z. B. konstant oder mit geringen Schwankungen bis zu einer Startfrequenz kleiner als die Grenzfrequenz. Bei der Startfrequenz setzt z. B. ein Ansteigen der Übertragungscharakteristik ein und führt zu einer Überhöhung bei der Grenzfrequenz. Nach der Grenzfrequenz führt z. B. ein weiteres Ansteigen der Übertragungscharakteristik zu dem Maximum bei der vorgegebenen Frequenz. Hier und im Folgenden kann die Überhöhung bei der Grenzfrequenz z. B. eine Überhöhung um zumindest 1dB oder um zumindest 3dB oder um zumindest 5dB oder um zumindest 10dB im Vergleich zu dem Wert der Übertragungscharakteristik bei der niedrigeren Frequenz bzw. im Vergleich zu einem Wert in dem konstanten oder gering schwankenden Bereich der Übertragungsfunktion bedeuten. Da bereits bei der Grenzfrequenz ein Abfall einer Nennleistung der ein oder mehreren optischen Senderbauteile auftreten kann, kann durch die Überhöhung der Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung bei der Grenzfrequenz bereits ein Tiefpassverhalten der ein oder mehreren optischen Senderbauteile zumindest teilweise kompensiert werden.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Regelkreis so ausgelegt, dass die Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung eine Überhöhung, beispielswese um zumindest 1dB oder um zumindest 3dB oder um zumindest 5dB oder um zumindest 10dB, im Vergleich zu einem Wert der Übertragungscharakteristik bei einer niedrigeren Frequenz aufweist, die bei einer ersten Frequenz einsetzt, die kleiner ist als eine Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Senderbauteile, und die sich bis zu einer zweiten Frequenz erstreckt, die größer ist als die Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Senderbauteile. Der Wert der Übertragungscharakteristik bei der niedrigeren Frequenz stellt z. B. einen Referenzwert dar. Die niedrigere Frequenz ist z. B. kleiner als die erste Frequenz, bei der die Überhöhung einsetzt. Die niedrigere Frequenz befindet sich z. B. in einem Frequenzbereich, in dem die Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung einen im wesentlichen flachen Verlauf aufweist. Das Einsetzen der Überhöhung bzw. die erste Frequenz entspricht zum Beispiel hier und im Folgenden einer Frequenz, bei der ein Wert der Übertragungscharakteristik eine Überhöhung von zumindest 0,5 dB, von zumindest 1dB oder von zumindest 1,5 dB bezogen auf den Wert bei der niedrigeren Frequenz erreicht. Die Überhöhung weist z. B. einen Anstieg von Werten der Übertragungscharakteristik ab der ersten Frequenz bis zu dem Maximum bei der vorgegebenen Frequenz auf und anschließend wieder einen Abfall von Werten der Übertragungscharakteristik bis zu der zweiten Frequenz. Die zweite Frequenz entspricht zum Beispiel einer Grenzfrequenz der Gesamt-Übertragungscharakteristik des Transceivers. Die Grenzfrequenz der Ge- samt-Übertragungscharakteristik ist z. B. eine -2dB-Grenzfrequenz, eine -3dB- Grenzfrequenz oder eine -4dB-Grenzfrequenz. Der Vorsatz -xdB (xe[2,3,4]) ist dabei beispielsweise auf einen Wert der Gesamt-Übertragungscharakteristik bei einer niedrigeren Frequenz als der Grenzfrequenz bezogen, wie z. B auf einen Wert in einem im wesentli- chen flachen Bereich der Gesamt-Übertragungscharakteristik. Bei der zweiten Frequenz ist die durch den Regelkreis hervorgerufene Überhöhung z. B. beendet. Somit wird ermöglicht sehr genau eine Tiefpasscharakteristik der ein oder mehreren optischen Senderbauteile zu kompensieren, da bereits vor der Grenzfrequenz ein Abfall der optischen Übertragungscharakteristik auftreten kann, was bereits mit der durch den Regelkreis realisierten Überhöhung zumindest teilweise kompensiert werden kann. Somit wird eine optimierte Kompensation der Tiefpasscharakteristik der ein oder mehreren optischen Senderbauteile zwischen der ersten Frequenz und der zweiten Frequenz gewährleistet.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Regelkreis so ausgelegt, dass die Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung eine Überhöhung, beispielswese um zumindest 1dB oder um zumindest 3dB oder um zumindest 5dB oder um zumindest 10dB, im Vergleich zu einem Wert der Übertragungscharakteristik bei einer niedrigeren Frequenz, z. B. niedriger als die Grenzfrequenz, aufweist, die bei einer Frequenz einsetzt, die größer ist als die Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Senderbauteile, und die sich bis zu einer höheren Frequenz hin erstreckt. Die Frequenz, die größer ist als die Grenzfrequenz, entspricht z. B. einer Frequenz, bei der ein Wert der Übertragungscharakteristik, z. B. erstmals, eine Überhöhung von zumindest 0,5 dB, von zumindest 1dB oder von zumindest 1,5 dB bezogen auf den Wert bei der niedrigeren Frequenz erreicht und/oder die höhere Frequenz entspricht z. B. einer Frequenz, bei der ein Wert der Übertragungscharakteristik, z. B. ein weiteres Mal, eine Überhöhung von zumindest 0,5 dB, von zumindest 1dB oder von zumindest 1,5 dB bezogen auf den Wert bei der niedrigeren Frequenz aufweist. Dadurch, dass die Überhöhung bei einer Frequenz einsetzt, die größer ist als die Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Senderbauteile, entsteht beispielsweise ein lokales Minimum der Gesamt-Übertragungscharakteristik bzw. einer Gesamt- Übertragungsfunktion. Das lokale Minimum liegt beispielsweise in einem Bereich der Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Sendebauteile. Dadurch wird ermöglicht eine Grenzfrequenz der Gesamt-Übertragungscharakteristik weiter zu hohen Frequenzen zu verschieben, wobei in Kauf genommen wird, dass in einem Bereich um das lokale Minimum nur eine teilweise Kompensation realisiert wird. Somit wird die Modulationsbandbreite der einen oder mehreren optischen Sendebauteile weiter gesteigert.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, beträgt eine maximale Überhöhung der Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung zwischen 2dB und 20dB oder zwischen 2dB und 12dB oder zwischen 2dB und 6dB, bezogen auf einen Wert der Übertragungscharakteristik bei einer niedrigen Frequenz, die kleiner ist als eine Frequenz, bei der die Überhöhung einsetzt. Die niedrigere Frequenz ist z. B. eine Frequenz, die aus einer Leitungskodierung resultiert, d.h. den nieder-frequentesten Spektralanteilen, die noch zur Datenübertragung genutzt werden (bspw. On-Off-Keying (An-Aus-Modulation): Maximale Anzahl von aufeinanderfolgenden Einsen oder Nullen). Die maximale Überhöhung der Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung entspricht z. B. dem Maximum der Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung. Wie bereits weiter oben beschrieben kann die niedrige Frequenz einer Frequenz entsprechen, bei der die Übertragungscharakteristik der Treiber schaltung einen im wesentlichen flachen Verlauf aufweist. Der Regelkreis ist z. B. so ausgelegt, dass die maximale Überhöhung der Treiberschaltung einen Abfall der optischen Übertragungscharakteristik der ein oder mehreren optischen Senderbauteile bei der vorgegebenen Frequenz zumindest teilweise oder komplett kompensiert.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die gesteuerte Stromquelle einen Differenzverstärker, einen Transistor und ein Rückkoppelnetzwerk auf. Ein Ausgang des Differenzverstärkers ist mit einem Steueranschluss, wie z. B. ein Gate-Anschluss oder ein Basis- Anschluss, des Transistors gekoppelt und der Transistor ist ausgelegt, um einen Strom für die einen oder mehreren optischen Sendebauteile einzustellen und der Strom für die einen oder mehreren Sendebauteile fließt z. B. durch einen gesteuerten Pfad des Transistors. Der Differenzverstärker stellt z. B. einen Operationsverstärker dar. Der Strom für die ein oder mehreren optischen Sendebauteile wird z. B. abhängig von dem an dem Steueranschluss anliegenden Steuersignal eingestellt. Das Rückkoppelnetzwerk ist ausgelegt, um ein Rückkopplungssignal, das auf dem Strom für die einen oder mehreren optischen Sendebauteile basiert, zu einem Rückkopplungseingang des Differenzverstärkers zurück zu koppeln. Dadurch wird der Regelkreis geschlossen. Der Differenzverstärker versucht nun z. B. die Differenz seiner Eingänge auf 0 zu regeln, d.h. er regelt den Strom entsprechend dem Eingangssignal nach. Nahe der Resonanzfrequenz des Regelkreises wird somit ermöglicht die ein oder mehreren optischen Sendebauteile bei hohen Frequenzen, z. B. höher als die Grenzfrequenz der ein oder mehreren optischen Sendebauteile, mittels der Treiberschaltung mit einem höheren Strom zu versorgen als bei niedrigeren Frequenzen, wodurch bei den hohen Frequenzen eine Verringerung einer optischen Leistung der ein oder mehreren optischen Sendebauteile zumindest teilweise verhindert werden kann.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die gesteuerte Stromquelle einen Widerstand auf, der zwischen einen Ausgang des Differenzverstärkers und einen Steueranschluss des T ransistors geschaltet ist. Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die gesteuerte Stromquelle einen Kondensator auf, der zwischen den Ausgang des Differenzverstärkers und den Rückkopplungseingang des Differenzverstärkers geschaltet ist.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die gesteuerte Stromquelle eine Impedanzanordnung auf, die ausgelegt ist, um basierend auf einem Stromfluss durch einen gesteuerten Pfad des Transistors ein Signal, wie z. B. ein Spannungssignal, zu erzeugen, das zu dem Rückkopplungseingang des Differenzverstärkers zurück gekoppelt wird. Die Impedanzanordnung ist z. B. ein Teil des Rückkoppelnetzwerks der Stromquelle.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist die Impedanzanordnung eine Parallelschaltung eines Widerstands und eines Kondensators auf. Die Impedanzanordnung ist z. B. ausge- legt, um mit steigender Frequenz eine verringerte Rückkopplungswirkung zu erzielen.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist die Impedanzanordnung zwischen einem Anschluss, wie z.B. einem Source-Anschtuss bzw. Quellenanschluss, eines gesteuerten Pfades des Transistors und einen Bezugspotentialleiter, wie z. B. Masse, gekoppelt. Bei dem gesteuerten Pfad handelt es sich z.B. um einen Source-Drain-Pfad bzw. einen Quel- len-Senken-Pfad.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die gesteuerte Stromquelle einen Widerstand auf, der zwischen die Impedanzanordnung und den Rückkopplungseingang des Differenzverstärkers gekoppelt ist.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die gesteuerte Stromquelle eine Spule auf, die in einen Ausgangs-Strompfad, der von dem an die einen oder mehreren optischen Sendebauteile gelieferten Strom durchflossen wird, geschaltet ist. In anderen Worten wird der Ausgangs-Strompfad von dem Strom durchflossen, der an die ein oder mehreren optischen Sendebauteile geliefert wird. Die Spule ist beispielsweise zwischen einen Anschluss, wie z.B. einen Drain-Anschluss, des gesteuerten Pfades des Transistors und einen Sendebauteil-Anschluss der gesteuerten Stromquelle geschaltet. Alternativ ist die Spule in Serie mit einem der ein oder mehreren optischen Sendebauteile geschaltet. Durch die Spule kann der Frequenzgang des Stromes, der durch die ein oder mehreren optischen Sendebauteile fließt, eingestellt werden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Widerstand, der zwischen den Ausgang des Differenzverstärkers und den Steueranschluss des Transistors geschaltet ist, und/oder der Kondensator, der zwischen den Ausgang des Differenzverstärkers und den Rück ^¬ kopplungseingang des Differenzverstärkers geschaltet ist, und/oder die Impedanzanordnung, und/oder der Widerstand, der zwischen die Impedanzanordnung und den Rückkopplungseingang des Differenzverstärkers gekoppelt ist, und/oder ein induktives Element ausgelegt, um zu erreichen, dass die Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung bei der vorgegebenen Frequenz ein Maximum aufweist. Bei dem induktiven Element kann es sich um parasitäre Induktivitäten, wie Leitungsinduktivitäten, oder um die Spule, die in den Ausgangs-Strompfad, der von dem an die einen oder mehreren optischen Sendebauteile (220, 2211 -221 n) gelieferten Strom (214c) durchflossen wird, geschaltet ist, handeln. Die einzelnen Bauteile wirken in der Stromquelle vorteilhaft zusammen, um so das Maximum der Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung realisieren zu können und damit ein Tiefpassverhalten der ein oder mehreren optischen Sendebauteile zu kompensieren.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist die Treiberschaltung ausgelegt, um die ein oder mehreren optischen Senderbauteile so anzusteuern, dass eine optisch-drahtlose Kommunikation mit hoher Bandbreite, von z.B. zumindest 20 Mbit/s oder zumindest 50Mbit/s oder zumindest lOQMbit/s oder zumindest 200Mbit/s oder zumindest 300Mbit/s, realisiert wird.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist die Treiberschaltung ausgelegt, um mit dem Regelkreis zumindest teilweise eine Tiefpasscharakteristik der einen oder mehreren optischen Senderbauteile und/oder von optoelektronischen Bauteilen in einem Übertragungssystem zu kompensieren.

Ein Ausführungsbeispiel betrifft eine Empfängerschaltung für ein oder mehrere optische Empfangsbauteile zur optischen drahtlosen Kommunikation Die Empfängerschaltung weist eine Kompensations-Schaltung auf, die ausgelegt ist, um eine Wirkung einer Kapazität des einen oder der mehreren optischen Empfangsbauteile zumindest teileweise zu kompensieren. Dabei ist die Kompensationsschaltung mit zwei Anschlüssen zumindest an eines der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile gekoppelt. Die Kompensationsschaltung ist z. B. zu den ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen parallel geschaltet. Die Empfängerschaltung weist zudem eine Verstärkerschaltung auf, die ausgelegt ist, um basierend auf einem durch die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile gelieferten Strom ein verstärktes Ausgangssignal, wie z. B. ein verstärktes Spannungs- Signal oder ein verstärktes Stromsignal, zu erhalten. Die Verstärkerschaltung weist z. B. einen Transimpedanzverstärker auf. Die Kompensations-Schaltung ist ausgelegt, um ein Maximum in einem Frequenzgang zu erzeugen, um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise zu kompensieren. Der Frequenzgang repräsentiert z. B. ein Verhältnis zwischen einem Strom, der zu der Verstärkerschaltung hin geliefert wird, und einem optischen Eingangssignal, das von den ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen detektiert wird. Das Tiefpassverhalten, das die Kompensations-Schaltung zumindest teilweise kompensiert ergibt sich typischerweise z. B. aus einem Zusammenwirken der mit einer Kapazität behafteten optischen Empfangsbauteile und des Transimpedanzverstärkers.

Dieses Ausführungsbeispiel der Empfängerschaltung basiert auf der Erkenntnis, dass durch die Kompensationsschaltung eine größere aktive Fläche der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile realisiert werden kann, da die Wirkung der Kapazitäten der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile zumindest teilweise kompensiert werden kann. Dadurch kann mit der Empfängerschaltung eine hohe Leistung eines optischen Kommunikationssignals eingesammelt werden. Um die Wirkung der Kapazität des einen oder der mehreren optischen Empfangsbauteile zumindest teileweise zu kompensieren wird beispielsweise mit der Kompensationsschaltung eine Umladung der Kapazität beschleunigt, oder eine Schwankung einer Spannung über dem einen oder mehreren optischen Empfangsbauteilen verringert. Zudem basiert die Empfängerschaltung auf der Erkenntnis, dass durch die Kompensationsschaltung eine hohe Transimpedanzverstärkung bei hoher Bandbreite mittels der Verstärkerschaltung realisiert werden kann, da das Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise kompensiert werden kann. Dadurch, dass durch die Kompensationsschaltung ermöglicht wird mittels der Empfängerschaltung sowohl eine hohe Leistung eines optischen Kommunikationssignals einzusammeln als auch eine hohe Transimpedanzverstärkung zu erzielen, kann eine optisch drahtlose Kommunikation mit hoher Reichweite erzielt werden. Ferner können durch die Kompensationsschaltung optische Empfangsbauteile verwendet werden, da es dadurch nicht mehr nötig ist z. B. Photodioden mit geringer Sperrschichtkapazität zu verwenden, um hohe Datenraten bei der optisch-drahtlosen Übertragung zu erzielen.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist die Kompensations-Schaltung ausgelegt, um einer Schwankung einer Spannung über den ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen entgegenzuwirken. Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die Kompensations-Schaltung einen Transistor und eine erste Impedanzanordnung auf. Ein erster Anschluss, wie z. B. ein Ausgang, der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile, ist mit einem Steueranschluss, wie z. B. ein Gate-Anschluss oder ein Basis-Anschluss des Transistors, gekoppelt. Die erste Impedanzanordnung, oder zumindest eine Komponente bzw. ein Impedanzelement der ersten Impedanzanordnung, ist zwischen einen ersten Anschluss, wie z.B. einen Source Anschluss oder einen Emitter-Anschluss, eines gesteuerten Pfads des Transistors und einen zweiten Anschluss der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile geschaltet und ein zweiter Anschluss, wie z. B. einen Drain Anschluss oder einen Kollektor-Anschluss, des gesteuerten Pfads des Transistors ist mit einem Bezugspotentialleiter gekoppelt. Der zweite Anschluss des gesteuerten Pfads des Transistors ist z.B. direkt oder über ein oder mehrere weitere Bauteile, wie z. B. eine Spule, mit dem Bezugspotentialleiter gekoppelt. Die erste Impedanzanordnung weist z. B. einen Kondensator und einen Widerstand auf, wobei der Kondensator als Impedanzelement dient. Der Widerstand der ersten Impedanzanordnung ist z. B. zwischen den ersten Anschluss eines Transistors und einer Vorspannung gekoppelt. Alternativ weist die erste Impedanzanordnung nur einen Kondensator oder einen Widerstand oder eine Parallelschaltung des Kondensators und des Widerstandes auf.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die Kompensations-Schaltung eine zweite Impedanzanordnung auf, um die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile von einer Versorgungsspannung, bzw. einer Versorgungsspannungszuführung, zu trennen. Dadurch wird ermöglicht, dass eine Spannung an den ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen mittels der Kompensations-Schaltung zumindest teilweise konstant gehalten werden kann.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist die Kompensations-Schaltung so ausgelegt, dass über die zweite Impedanzanordnung weniger Gleichspannung abfällt, als über die erste Impedanzanordnung und/oder über den Transistor und/oder optional über eine Spule, die zwischen den zweiten Anschluss des gesteuerten Pfads des Transistors und dem Bezugspotentialleiter gekoppelt ist, wobei die Kompensations-Schaltung die erste Impedanzanordnung, den Transistor und optional die Spule aufweist. Dadurch wird eine große Vorspannung über den ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen erreicht, wodurch wiederrum die Sperrsichtkapazität der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile gering bleibt. Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die zweite Impedanzanordnung eine Spule und/oder eine Serienschaltung eines Widerstandes und einer Spule auf.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die erste Impedanzanordnung einen Kondensator und einen Widerstand auf, wobei der Kondensator und der Widerstand mit einem ersten Anschluss eines Transistors verbunden sind und wobei der Widerstand ferner mit einer Vorspannung gekoppelt ist. Alternativ weist die erste Impedanzanordnung eine Paral lelschaltung des Widerstandes und des Kondensators auf. Die Kompensations-Schaltung ist so ausgelegt, dass die zweite Impedanzanordnung eine Impedanz aufweist, die, z. B. betragsmäßig, gleich oder größer ist, als der Widerstand der ersten Impedanzanordnung. Die Impedanz der zweiten Impedanzanordnung ist z. B. bei einer Betriebsfrequenz der Empfängerschaltung, also beispielsweise bei einer Frequenz optischer Signale, für deren Empfang die Empfängerschaltung ausgelegt ist, oder beispielsweise bei der Grenzfrequenz des optischen Empfangsbauteils, gleich oder größer als der Widerstand der ersten Impedanzanordnung. Die Impedanz der zweiten Impedanzanordnung ist z. B. um einen Faktor von zumindest 1, 5, 10 oder 100 größer als der Widerstand der ersten Impedanzanordnung. So fließt der hochfrequente Kompensationsstrom z. B. aus der ersten Impedanzanordnung nicht über die zweite Impedanzanordnung in die Versorgungsspannung ab, sondern fließt tatsächlich z. B. in die Kapazität/Kapazitäten des einen oder der mehreren optischen Empfangsbauteile.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die erste Impedanzanordnung einen Kondensator und einen Widerstand auf, wobei der Kondensator und der Widerstand mit einem ersten Anschluss eines Transistors verbunden sind und wobei der Widerstand ferner mit einer Vorspannung gekoppelt ist. Alternativ weist die erste Impedanzanordnung eine Parallelschaltung des Widerstandes und des Kondensators auf. Die Kompensations-Schaltung ist so ausgelegt, dass der Kondensator der ersten Impedanzanordnung eine Kapazität aufweist, die größer ist als eine Summe der Kapazitäten der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile. Die Kapazität des Kondensators ist z. B. um einen Faktor von zumindest 5, 10, 100 oder 1000 größer als die Summe der Kapazitäten der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile, damit ein schneller Ladungstransfer gewährleistet werden kann.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die Kompensations-Schaltung einen Kondensator auf, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist und der beispielsweise auch mit dem Bezugspotentialleiter oder einem Leiter mit einem Gleichspannungsleiter gekoppelt ist, beispielsweise direkt oder über ein oder mehrere weitere Bauteile.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist ein Kondensator zwischen Steueranschluss und einem Bezugspotential. Dieser Kondensator formt in Summe mit allen anderen wirksamen Kapazitäten mit einer Koppelspule einer induktiven Koppelanordnung einen Schwingkreis. Gemäß einem Ausführungsbeispiel wirkt die Koppelspule genau oder ähnlich wie die Spule in der Treiberschaltung.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Kondensator zwischen den Steueranschluss des Transistors und den zweiten Anschluss, wie z.B. einen Kollektor-Anschluss oder einen Drain-Anschluss, des gesteuerten Pfads des Transistors gekoppelt. Dies bewirkt beispielsweise eine Gegenkopplung zwischen dem zweiten Anschluss des gesteuerten Pfades und dem Steueranschluss bzw. als zusätzliche Basis-Koltektor-Kapazitäi oder Gate- Drain-Kapazität. Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Kondensator, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist, ausgelegt ist, um zumindest teilweise ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung auszugleichen. Durch die Gegenkopplung wird somit z. B. die Bandbreite erhöht. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der Kondensator, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist, ausgelegt, um zusammen mit einer induktiven Koppelanordnung das Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung auszugleichen.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Kondensator, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist, ausgelegt, um ein Maximum in einem Frequenzgang der Kompensationsschaltung oder eines Schaltungsteils, das die Kompensationsschaltung und das eine oder die mehreren optischen Empfangsbauteile umfasst, zu realisieren. Wie bereits weiter oben erklärt ist der Frequenzgang z. B. das Verhältnis eines Stromes, welcher von den ein oder der mehreren optischen Empfangsbauteilen in Richtung der Verstärkerschaltung fließt, dividiert durch das optische Eingangssignal. Das Schaltungsteil stellt z. B. einen Regelkreis dar. Das Maximum befindet sich z, B. in einem Frequenzbereich, in dem eine Übertragungscharakteristik der Verstärkerschaltung abfällt, wodurch dieser Abfall zumindest teilweise kompensiert werden kann. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der Kondensator, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist, ausgelegt, um zusammen mit einer induktiven Koppelanordnung das Maximum in dem Frequenzgang der Kompensationsschaltung oder des Schaltungsteils zu realisieren. Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die Kompensations-Schaltung eine Spule auf, die zwischen den zweiten Anschluss des gesteuerten Pfads des Transistors und den Bezugspotentialleiter gekoppelt ist. Die Spule ist z.B. direkt oder über ein oder mehrere weitere Bauteile mit dem Bezugspotentialleiter gekoppelt.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist die Spule, die zwischen den zweiten Anschluss des gesteuerten Pfads des Transistors und den Bezugspotentialleiter gekoppelt ist, ausgelegt, um zumindest teilweise ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung auszugleichen. Die Spule bildet z. B. einen Schwingkreis mit dem Kondensator, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist, um das Tiefpassverhalten zu kompensieren. Gemäß einem Ausführungsbeispiel trägt die Spule zu einem induktiven Spitzenverhalten („induktives Peaking“) einer induktiven Koppelanordnung bei.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist die Spule, die zwischen den zweiten Anschluss des gesteuerten Pfads des Transistors und den Bezugspotentialleiter gekoppelt ist, ausgelegt, um ein Maximum in einem Frequenzgang der Kompensationsschaltung oder eines Schaltungsteils, das die Kompensationsschaltung und das eine oder die mehreren optischen Empfangsbauteile umfasst, zu realisieren. Der Frequenzgang kann genauso, wie bereits weiter oben beschrieben, definiert sein. Das Maximum befindet sich z. B. in einem Frequenzbereich, in dem eine Übertragungscharakteristik der Verstärkerschaltung abfällt, wodurch dieser Abfall zumindest teilweise kompensiert werden kann.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Kondensator, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist, und/oder die Spule, die zwischen den zweiten Anschluss des gesteuerten Pfads des Transistors und den Bezugspotentialleiter gekoppelt ist, ausgelegt, dass das Maximum in dem Frequenzgang der Kompensationsschaltung oder eines Schaltungsteils, das die Kompensationsschaltung und das eine oder die mehreren optischen Empfangsbauteile umfasst, bei einer Frequenz liegt, die um höchstens 80% oder um höchstens 40% oder um höchstens 20% von einer Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile abweicht. Die Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile ergibt sich hier und z. B. im Folgenden zum Beispiel aus einer Kombination der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile mit der Verstärkerschaltung, beispielsweise aufgrund der Kapazität der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile und dem Widerstand der Verstärkerschaltung. Alternativ handelt es sich bei der Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile hier und z. B. im Folgenden um eine Grenzfrequenz der Schaltungsanordnung, die sich ohne den Kondensator, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist, und ohne die Spule, die mit dem zweiten Anschluss des gesteuerten Pfades des Transistors gekoppelt ist, ergeben würde. Dadurch kann ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise kompensiert werden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel trägt der Kondensator und/oder die Spule zu einem induktiven Spitzenverhalten („induktives Peaking“) einer induktiven Koppelanordnung bei.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Kondensator, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist, und/oder die Spule, die zwischen den zweiten Anschluss des gesteuerten Pfads des Transistors und den Bezugspotentiatleiter gekoppelt ist, ausgelegt, dass das Maximum in dem Frequenzgang der Kompensationsschaltung oder eines Schaltungsteils, das die Kompensationsschaltung und das eine oder die mehreren optischen Empfangsbauteile umfasst, bei einer Frequenz liegt, die größer ist als die Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile. Dadurch kann ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise kompensiert werden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel trägt der Kondensator und/oder die Spule zu einem induktiven Spitzenverhalten („induktives Peaking“) einer induktiven Koppelanordnung bei.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Kondensator, der mit dem Steueranschluss des Transistors und dem Bezugspotentialleiter gekoppelt ist, und/oder die Spule, die zwischen den zweiten Anschluss des gesteuerten Pfads des Transistors und den Bezugspotentialleiter gekoppelt ist, ausgelegt, dass das Maximum in dem Frequenzgang der Kompensationsschaltung oder eines Schaltungsteils, das die Kompensationsschaltung und das eine oder die mehreren optischen Empfangsbauteile umfasst, bei einer Frequenz liegt, die kleiner ist als 120 % oder 150% oder 200% der Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile. Dadurch kann ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise bereits bei einem Einsetzen kompensiert werden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel trägt der Kondensator und/oder die Spule zu einem induktiven Spitzenverhalten („induktives Peaking“) einer induktiven Koppelanordnung bei.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die Empfängerschaltung eine induktive Koppelanordnung mit zumindest einer Koppelspule auf, die zwischen zumindest eines der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile und die Verstärkerschaltung geschaltet ist. Die induktive Koppelanordnung ist ausgelegt, um ein Maximum in einem Frequenzgang zu erzeugen, um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise zu kompensieren. Die induktive Koppelanordnung ist z. B. ausgelegt, um ein induktives Spit- zenverhalten („induktives Peaking“) bzw. eine induktive Spannungsüberhöhung zu realisieren. Die induktive Koppelanordnung kann optional um alle Merkmale, Funktionalitäten und Details ergänzt werden, die hierin offenbart sind.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist die induktive Koppelanordnung einen Kondensator auf, der mit dem Steueranschluss des Transistors der Kompensations-Schaltung gekoppelt ist, wobei die Koppelspule und der Kondensator, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist, ausgelegt sind, um einen ersten Schwingkreis zu bilden.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der Kondensator, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist, ausgelegt, um zusammen mit der Koppelspule zumindest teilweise ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung auszugleichen.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der Kondensator, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist, ausgelegt, um zusammen mit der Koppelspule ein Maximum in einem Frequenzgang der Kompensations-Schaltung oder eines Schaltungsteils, das die Kompensations-Schaltung und das eine oder die mehreren optischen Empfangsbauteile umfasst, zu realisieren.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist die induktive Koppelanordnung einen Abzweig- Schaltungspfad auf, der einen Kondensator aufweist, wobei der Abzweig-Schaltungspfad zwischen einen Schaltungsknoten, der elektrisch zwischen dem einen oder den mehreren optischen Empfangsbauteilen und der Koppelspule liegt, einerseits und einem Versorgungspotential oder einem Bezugspotential andererseits gekoppelt ist.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist die Koppelspule ausgelegt, um zusammen mit dem Kondensator, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist, und/oder mit dem Kondensator des Abzweig-Schaltungspfades und/oder zusammen mit einer oder mehreren weiteren Kapazitäten einen ersten Schwingkreis zu bilden. Bei den weiteren Kapazitäten kann es sich z.B. um eine Koppelkapazität und/oder einer Kapazität der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile und/oder um eine Kapazität des Transistors der Kompensations-Schaltung handeln, wobei die Koppelkapazität z. B. zwischen einem Anschluss der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile und der Koppel spule geschaltet sein kann. Der Schwingkreis wirkt z. B. einem Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung entgegen. Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist eine Resonanzfrequenz des ersten Schwingkreises gewählt, um eine Wirkung einer Kapazität des einen oder der mehreren optischen Empfangsbauteile zumindest teileweise zu kompensieren und/oder um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise zu kompensieren.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der erste Schwingkreis ausgelegt, dass das Maximum in dem Frequenzgang der Kompensations-Schaltung oder eines Schaltungsteils, das die Kompensations-Schaltung und das eine oder die mehreren optischen Empfangsbauteile umfasst, bei einer Frequenz liegt, die um höchstens 80% oder um höchstens 40% oder um höchstens 20% von einer Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile abweicht.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der erste Schwingkreis ausgelegt, dass das Maximum in dem Frequenzgang der Kompensations-Schaltung oder eines Schaltungsteils, das die Kompensations-Schaltung und das eine oder die mehreren optischen Empfangsbauteile umfasst, bei einer Frequenz liegt, die größer ist als die Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der erste Schwingkreis ausgelegt, dass das Maximum in dem Frequenzgang der Kompensations-Schaltung oder eines Schaltungsteils, das die Kompensations-Schaltung und das eine oder die mehreren optischen Empfangsbauteile umfasst, bei einer Frequenz liegt, die kleiner ist als 120 % oder 150% oder 200% der Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, bilden die Spule, die zwischen den zweiten Anschluss des gesteuerten Pfads des Transistors und den Bezugspotentialleiter gekoppelt ist, und die anliegenden Kapazitäten, einen zweiten Schwingkreis, wobei eine Resonanzfrequenz des zweiten Schwingkreises gewählt ist, um eine Wirkung einer Kapazität des einen oder der mehreren optischen Empfangsbauteile zumindest teileweise zu kompensieren und/oder um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise zu kompensieren.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist ein Rückkopplungspfad der Verstärkerschaltung eine Serienschaltung eines Spulenbauteils und einer Impedanzanordnung auf. Die Impedanzanordnung weist zumindest einen Kondensator und/oder einen Widerstand auf und das Spulenbauteil ist ausgelegt, um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise zu kompensieren. Der Rückkopplungspfad kann optional um alle Merkmale, Funktionalitäten und Details ergänzt werden, die hierin offenbart sind.

Ein Ausführungsbeispiel betrifft eine Empfängerschaltung für ein oder mehrere optische Empfangsbauteile zur optischen drahtlosen Kommunikation. Die Empfängerschaltung weist eine Verstärkerschaltung auf, die ausgelegt ist, um basierend auf einem durch die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile gelieferten Strom ein verstärktes Ausgangssignal, wie z. B. ein verstärktes Spannungssignal oder ein verstärktes Stromsignal, zu erhalten. Die Verstärkerschaltung weist z. B. einen Transimpedanzverstärker auf. Ferner weist die Empfängerschaltung eine induktive Koppelanordnung mit zumindest einer Koppelspule auf, die zwischen zumindest eines der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile und die Verstärkerschaltung geschaltet ist. Die induktive Koppelanordnung ist ausgelegt, um ein Maximum in einem Frequenzgang zu erzeugen, um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise zu kompensieren. Die induktive Koppelanordnung kann Merkmale und Funktionalitäten, wie bereits weiter oben oder noch im Folgenden beschrieben aufweisen.

Dieses Ausführungsbeispiel der Empfängerschaltung basiert auf der Erkenntnis, dass durch die induktive Koppelanordnung eine hohe Transimpedanzverstärkung bei hoher Bandbreite mittels der Verstärkerschaltung realisiert werden kann, da das Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise kompensiert werden kann. Die induktive Koppelanordnung ermöglicht eine Empfängerschaltung die eine höhere Bandbreite bei gleicher Verstärkung erreicht bzw. die bei gleicher Bandbreite eine höhere Verstärkung erreicht. Die Bandbreite der Empfängerschaltung kann z. B. erhöht werden, indem die induktive Koppelanordnung eine anliegende Kapazität kompensiert, d.h. beide formen einen Schwingkreis. Die anliegende Kapazität kann z. B, ein oder mehrere Kondensatoren der Empfängerschaltung und/oder parasitäre Kapazitäten aufweisen.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist zwischen den einen oder mehreren optischen Empfangsbauteilen und der induktiven Koppelanordnung ein Hochpass angeordnet. Der Hochpass ist z. B. mit einem ersten Anschluss der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile und der induktiven Koppelanordnung gekoppelt. Dadurch wird z. B. ein Gleichanteil eines durch die einen oder mehreren optischen Empfangsbauteilen detektier- ten Signals gedämpft, wodurch z. B. ein Rauschen verringert werden kann. Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist der Hochpass ausgelegt, um zumindest teilweise einen Photostrom, der von dem mittels der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile delektierten Umgebungslicht herrührt, zu dämpfen. Dadurch kann ein Rauschen reduziert werden.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist die induktive Koppelanordnung ausgebildet, um zumindest teilweise eine Kapazität eines Kondensators des Hochpasses zu kompensieren. Optional kann alternativ oder zusätzlich eine Kapazität der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile kompensiert werden. Die induktive Koppelanordnung kann mit den Kapazitäten einen oder mehrere Schwingkreise bilden um diese Kompensation zu realisieren.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist die Koppelspule ausgelegt, um zusammen mit einem Kondensator, der mit einem Steueranschluss eines Transistors einer Kompensationsschaltung gekoppelt ist, und/oder mit einem Kondensator, der zwischen einen Schaltungsknoten, der elektrisch zwischen dem einen oder den mehreren optischen Empfangsbauteilen und der Koppelspule liegt, einerseits und ein Versorgungspotential oder ein Bezugspotential andererseits gekoppelt ist, und/oder mit einer oder mehreren weiteren Kapazitäten der Empfängerschaltung einen ersten Schwingkreis zu bilden.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist eine Resonanzfrequenz des ersten Schwingkreises gewählt, um eine Wirkung einer Kapazität des einen oder der mehreren optischen Empfangsbauteile zumindest teileweise zu kompensieren und/oder um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise zu kompensieren.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die induktive Koppelanordnung eine Induktivität auf, die um höchstens 80% oder um höchstens 40% oder um höchstens 20% von einer gemäß: berechneten Induktivität abweicht. C _{PO ef/} stellt die effektive Kapazität der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile dar. C _in stellt die Eingangskapazität der Verstärkerschaltung dar. C _pa r umfasst die anliegenden wirksamen, parasitären Kapazitäten und eine optionale Kapazität eines Kondensators, der zwischen einen Schaltungsknoten, der elektrisch zwischen dem einen oder den mehreren optischen Empfangsbauteilen und der Koppelspule liegt, einerseits und ein Versorgungspotential oder ein Bezugspotential ande- rerseits gekoppelt ist, zusammen. Die Frequenz f ist die Frequenz, bei der das Tiefpass ^¬ verhalten der Verstärkerschaltung auftritt.

Ein Ausführungsbeispiel betrifft eine Empfängerschaltung für ein oder mehrere optische Empfangsbauteile zur optischen drahtlosen Kommunikation. Die Empfängerschaltung weist eine Verstärkerschaltung auf, die ausgelegt ist, um basierend auf einem durch die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile gelieferten Strom ein verstärktes Ausgangssignal zu erhalten. Ein Rückkopplungspfad der Verstärkerschaltung weist eine Serienschaltung eines Spulenbauteils und einer Impedanzanordnung auf und die Impedanzanordnung weist zumindest einen Kondensator und/oder einen Widerstand auf.

Dieses Ausführungsbeispiel der Empfängerschaltung basiert auf der Erkenntnis, dass durch das Spulenbauteil eine hohe Transimpedanzverstärkung bei hoher Bandbreite mittels der Verstärkerschaltung realisiert werden kann, da das Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise kompensiert werden kann. Zudem wird z. B. durch die Verstärkerschaltung der durch die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile gelieferte Strom in ein Spannungssignal umgewandelt und um eine Impedanz der Serienschaltung verstärkt, um das verstärkte Ausgangssignal zu erhalten. Durch das Spulenbauteil wird ermöglicht, dass eine hohe Impedanz ohne bzw. mit nur geringer Verringerung der Bandbreite realisiert werden kann, da unteranderem die Impedanz des Spulenbauteil mit zunehmender Frequenz ansteigt. Dadurch kann ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise kompensiert werden.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist das Spulenbauteil ausgebildet, um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise zu kompensieren. Das Spulenbauteil ist z. B ausgebildet, um ein Absinken einer Übertragungsfunktion der Verstärkerschaltung im Frequenzspektrum zumindest teilweise zu kompensieren. Mit dem Spulenbauteil wird z. B. mit zunehmender Frequenz auch die Verstärkung erhöht, so dass ein Abfall zumindest teilweise kompensiert werden kann.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist das Spulenbauteil ausgebildet, um eine Transimpedanz der Verstärkerschaltung mit zunehmender Frequenz zu erhöhen.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die Impedanzanordnung eine Parallelschaltung eines Widerstands und eines Kondensators auf. Gemäß einem Ausführungsbeispiel, weist die Verstärkerschaltung einen differentiellen Verstärker auf. Ein erster Rückkopplungspfad verläuft von einem ersten Ausgang zu einem ersten Eingang. Ein zweiter Rückkopplungspfad verläuft von einem zweiten Ausgang zu einem zweiten Eingang. Der erste Rückkopplungspfad weist die Serienschaltung des Spulenbauteils und der Impedanzanordnung auf und der zweite Rückkopplungspfad weist eine weitere Serienschaltung des Spulenbauteils und der Impedanzanordnung auf.

Ein Ausführungsbeispiel schafft ein Verfahren zum Ansteuern einer oder mehrerer optischer Senderbauteile. Das Verfahren weist ein Bereitstellen eines durch eine Eingangsgröße gesteuerten Stromes auf. Ein bei einer Einstellung des Stromes verwendeter Regelkreis weist bei einer vorgegebenen Frequenz ein Maximum auf, um z. B. eine Tiefpasscharakteristik der einen oder mehreren optischen Senderbauteile bzw. der optoelektronischen Bauteile in einem Übertragungssystem zumindest teilweise zu kompensieren.

Ein Ausführungsbeispiel schafft ein Verfahren zum Empfangen eines optischen Signals unter Verwendung ein oder mehrerer optischer Empfangsbauteile zur optischen drahtlosen Kommunikation. Das Verfahren weist ein zumindest teilweises Kompensieren einer Wirkung einer Kapazität des einen oder der mehreren optischen Empfangsbauteile auf. Das Kompensieren weist z. B. ein Beschleunigen einer Umladung der Kapazität auf. Das Kompensieren erfolgt z. B. indem eine Schwankung einer Spannung über dem einen oder den mehreren optischen Empfangsbauteilen verringert wird. Das Verfahren weist ferner ein Verstärken auf, um basierend auf einem durch die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile gelieferten Strom ein verstärktes Ausgangssignal zu erhalten. Bei dem Kompensieren wird ein Maximum in einem Frequenzgang erzeugt, um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise zu kompensieren. Das Tiefpassverhalten, das mit dem Verfahren zumindest teilweise kompensiert wird ergibt sich typischerweise z. B. aus einem Zusammenwirken der mit einer Kapazität behafteten optischen Empfangsbauteile und des Transimpedanzverstärkers. Der Frequenzgang repräsentiert z. B. ein Verhältnis zwischen einem Strom, der zu der Verstärkerschaltung hin geliefert wird, und einem optischen Eingangssignal, das von den ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen detektiert wird.

Obwohl manche Aspekte im Zusammenhang mit einer Vorrichtung beschrieben wurden, versteht es sich, dass diese Aspekte auch eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens darstellen, sodass ein Block oder ein Bauelement einer Vorrichtung auch als ein entsprechender Verfahrensschritt oder als ein Merkmal eines Verfahrensschrittes zu verstehen ist.

Fiaurenkurzbeschreibuna

Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Figuren näher erläutert. Hinsichtlich der dargestellten schematischen Figuren wird darauf hingewiesen, dass die dargestellten Funktionsblöcke sowohl als Elemente oder Merkmale der erfindungsgemäßen Vorrichtung als auch als entsprechende Verfahrensschritte des erfindungsgemäßen Verfahrens zu verstehen sind, und auch entsprechende Verfahrensschritte des erfindungsgemäßen Verfahrens davon abgeleitet werden können. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Blockdarstellung einer Treiberschaltung für ein oder mehrere optische Senderbauteile gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 eine schematische Blockdarstellung einer Empfängerschaltung mit einer Kompensations-Schaltung für ein oder mehrere optische Empfangsbauteile zur optischen drahtlosen Kommunikation gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3 eine schematische Blockdarstellung einer Empfängerschaltung mit einer induktiven Koppelanordnung für ein oder mehrere optische Empfangsbauteile zur optischen drahtlosen Kommunikation gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 4 eine schematische Blockdarstellung einer Empfängerschaltung, die eine Verstärkerschaltung mit einem Regelkreis aufweist, für ein oder mehrere optische Empfangsbauteile zur optischen drahtlosen Kommunikation gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 5 eine schematische Darstellung eines optisch-drahtlosen Transmitters mit einer Treiberschaltung für ein oder mehrere optische Senderbauteile des Transmitters gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; Fig. 6a ein schematisches Diagramm mit Übertragungsfunktionen verschiedener Schaltungsteile einer Treiberschaltung und/oder einer Empfängerschaltung bei einer Kompensation mit hoher Genauigkeit gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6b ein schematisches Diagramm mit Übertragungsfunktionen verschiedener Schaltungsteile einer Treiberschaltung und/oder einer Empfängerschaltung bei einer Kompensation mit geringerer Genauigkeit als in Fig. 6a gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 7a eine schematische Darstellung einer Empfängerschaltung mit einer Kompensations-Schaltung, einer induktiven Koppelanordnung und einer Verstärkerschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 7b eine schematische Darstellung einer Empfängerschaltung mit einer Kompensations-Schaltung, einer alternativen induktiven Koppelanordnung und einer Verstärkerschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 7c eine schematische Darstellung einer Empfängerschaltung mit einer alternativen Kompensations-Schaltung, einer induktiven Koppelanordnung und einer Verstärkerschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 8 eine schematische Darstellung einer optisch-drahtlosen Kommunikationsstrecke gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 9a ein Blockdiagramm eines Verfahrens zum Ansteuern einer oder mehrerer optischer Senderbauteile gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 9b ein Blockdiagramm eines Verfahrens zum Empfangen eines optischen Signals gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Detaillierte Beschreibung der Ausführungsbeispiele gemii den Figuren

Bevor nachfolgend Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung im Detail anhand der Zeichnungen näher erläutert werden, wird darauf hingewiesen, dass identische, funk- tionsgleiche oder gleichwirkende Elemente, Objekte und/oder Strukturen in den unterschiedlichen Figuren mit den gleichen oder ähnlichen Bezugszeichen versehen sind, so dass die in unterschiedlichen Ausführungsbeispielen dargestellte Beschreibung dieser Elemente untereinander austauschbar ist bzw. aufeinander angewendet werden kann.

Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung einer Treiberschaltung 120 bzw. einer Ansteuerschaltung für ein oder mehrere optische Senderbauteile 220. Die Treiberschaltung 120 ist an die ein oder mehreren optischen Senderbauteile 220 angeschlossen und weist eine gesteuerte Stromquelle mit Regelkreis auf.

Die Treiberschaltung 120 erhält ein Eingangssignal 115, bei dem es sich um ein Stromsignal oder um ein Spannungssignal handeln kann. Das Eingangssignal 115 steuert die Stromquelle der Treiberschaltung 120 und die Treiberschaltung 120 stellt basierend auf dem Eingangssignal 115 einen Steuerstrom 214 für die ein oder mehreren optischen Senderbauteile 220 bereit. Basierend auf dem Steuerstrom 214 senden die ein oder mehreren optischen Senderbauteile 220 ein optisches Signal 125 aus.

Der Regelkreis ist so ausgelegt, dass eine Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung 120 bei einer vorgegebenen Frequenz ein Maximum aufweist. Die Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung stellt z. B. ein Verhältnis zwischen dem Steuerstrom 214 und dem Eingangssignal 115 dar. Dadurch kann eine Tiefpasscharakteristik der ein oder mehreren optischen Senderbauteile 220 zumindest teilweise kompensiert werden und somit auch bei hohen Frequenzen ein optisches Signal 125 mit hoher Leistung und z. B. ohne Bitfehler realisiert werden, wodurch eine optisch drahtlose Kommunikation mit hoher Reichweite und großer Bandbreite gewährleistet werden kann.

Die Treiberschaltung 120 kann Merkmale und Funktionalitäten wie sie in den Figuren 5 und 8 beschrieben sind aufweisen.

Fig. 2 zeigt eine schematische Darstellung einer Empfängerschaltung 140 für ein oder mehrere optische Empfangsbauteile 310 zur optischen drahtlosen Kommunikation. Werden mehrere optische Empfangsbauteile 310 verwendet, so können diese zueinander parallel geschaltet sein. Die Empfängerschaltung 140 weist z. B. eine Kompensations- Schaltung 320 und eine Verstärkerschaltung 350 auf. Die Kompensations-Schaltung 320 ist mit zwei Anschlüssen zumindest an eines der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile 310 gekoppelt. Dabei kann die Kompensations-Schaltung 320 beispielsweise zu den ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen 310 parallel geschaltet sein. Die Verstärkerschaltung 350 ist z. B. zu den ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen 310 in Serie geschaltet.

Über die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile 310 wird ein optisches Signal 125 detektiert und z. B. als Photostrom 312 weiterverarbeitet. Der Photostrom 312 wird sowohl an die Kompensations-Schaltung 320 als auch an die Verstärkerschaltung 350 geleitet. Die Verstärkerschaltung 350 verstärkt den Photostrom und stellt ein Ausgangssignal 145 bereit. Das Ausgangssignal 145 kann ein Spannungssignal oder ein verstärktes Stromsignal darstelten. Gemäß einem Ausführungsbeispiel steuert der Photostrom 312 eine Kompensation der Kompensations-Schaltung 320.

Die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile 310 weisen z. B. eine parasitäre Kapazität 313 auf. Dadurch geht ein Teil des, bei der Detektion des optischen Signals 125, erzeugten Photostroms 312 bei einer Aufladung bzw. Entladung dieser parasitären Kapazität 313 verloren. Werden mehrere optische Empfangsbauteile 310 miteinander parallel geschaltet, ist die Gesamtkapazität aller parasitären Kapazitäten 313 größer als bei jeder einzelnen parasitären Kapazität 313. Die Gesamtkapazität ist gleich der Summe der Einzelkapazitäten.

Die Kompensations-Schaltung 320 ist ausgelegt, um eine Wirkung der parasitären Kapazität 313 des einen oder der mehreren optischen Empfangsbauteile zumindest teilweise zu kompensieren. So kann die Kompensations-Schaltung beispielsweise für eine beschleunigte Umladung der Kapazität sorgen, oder beispielsweise eine Schwankung einer Spannung über dem einen oder den mehreren optischen Empfangsbauteilen 310 verringern.

Ferner ist die Kompensations-Schaltung 320 ausgelegt, um ein Maximum in einem Frequenzgang zu erzeugen, um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung 350 zumindest teilweise zu kompensieren. Der Frequenzgang stellt z. B. einen Quotienten zwischen dem Photostrom 312 und dem optischen Signal 125, wie z. B. einer optischen Leistung, dar. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist die Kompensations-Schaltung 320 ausgetegt _» um das Tiefpassverhalten, das sich aus dem Zusammenwirken der mit einer Kapazität behafteten Photodiode und der Verstärkerschaltung 350 ergibt, zu kompensieren.

Die Empfängerschaltung 140 kann Merkmale und Funktionalitäten wie sie in den Figuren 3, 4, 7 und 8 beschrieben sind aufweisen.

Fig. 3 zeigt eine schematische Darstellung einer Empfängerschaltung 140 für ein oder mehrere optische Empfangsbauteile 310 zur optischen drahtlosen Kommunikation. Mehrere optische Empfangsbauteile 310 sind zueinander z. B. parallel geschaltet. Die Empfängerschaltung 140 weist eine induktive Koppelanordnung 340 und eine Verstärkerschaltung 350 auf. Die optischen Empfangsbauteile 310 als Ganzes, die induktive Koppelanordnung 340 und die Verstärkerschaltung 350 sind zueinander in Serie geschaltet.

Ein optisches Signal 125 wird mittels der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile 310 detektiert und als Photostrom 312 an die induktive Koppelanordnung 340 und an die Verstärkerschaitung 350 weitergeleitet, um ein verstärktes Ausgangssignal 145 bereitzustellen. Die induktive Koppelanordnung 340 ist dabei z. B. vor der Verstärkerschaltung 350 geschaltet.

Die induktive Koppelanordnung 340 ist ausgelegt, um ein Maximum in einem Frequenzgang zu erzeugen, um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung 350 zumindest teil weise zu kompensieren

Die Empfängerschaltung 140 kann Merkmale und Funktionalitäten wie sie in den Figuren 2, 4, 7 und 8 beschrieben sind aufweisen.

Fig. 4 zeigt eine schematische Darstellung einer Empfängerschaltung 140 für ein oder mehrere optische Empfangsbauteile 310 zur optischen drahtlosen Kommunikation. Die Empfängerschaltung 140 weist eine Verstärkerschaltung 350 auf, die z. B. an die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile 310 gekoppelt ist. Ferner weist die Verstärkerschaltung 350 einen Rückkopplungspfad 352 auf, mit dem ein Signal z. B. rückgekoppelt werden kann, um eine Verstärkung der Verstärkerschaltung 350 zu beeinflussen. Der Rückkopplungspfad der Verstärkerschaltung weist eine Serienschaltung eines Spulenbauteils 352c und einer Impedanzanordnung 352a auf. Dabei kann die Impedanzanordnung 352a z. B. einen Widerstand oder eine Parallelschaltung eines Widerstandes und eines Kondensators aufweisen.

Die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile 310 sind ausgebildet, um ein optisches Signal 125 zu detektieren und basierend darauf einen Photostrom 312 bereitzustellen. Der Photostrom 312 wird z. B. von der Verstärkerschaltung 350 verstärkt um ein verstärktes Ausgangssignal 145 zu erhalten.

Mit dem Rückkopplungspfad 352 kann nicht nur die Verstärkung beeinflusst werden sondern zudem eine Bandbreite. Eine besondere Bedeutung wird dem Spulenbauteil zugesprochen, mit dem bei hohen Frequenzen die Verstärkung im Vergleich zu niedrigen Frequenzen wesentlich höher ausfällt, wodurch eine Tiefpasscharakteristik der Verstärkerschaltung zumindest teilweise kompensiert werden kann.

Die Empfängerschaltung 140 kann Merkmale und Funktionalitäten wie sie in den Figuren 2, 3, 7 und 8 beschrieben sind aufweisen.

Fig. 5 stellt eine schematische Darstellung eines optisch-drahtlosen Transmitters 120 mit einem optisch-drahtlosen Sendebauteilblock 220, einer Verstärkerstufe 230 und einer gesteuerten Stromquelle 210 dar. Gemäß einem Ausführungsbeispiel sind der optischdrahtlose Sendebauteilblock 220, die Verstärkerstufe 230 und die gesteuerte Stromquelle 210 in dieser Reihenfolge miteinander in Serie geschaltet. Eine Treiberschaltung für opti sche Senderbauteile des optisch-drahtlosen Sendebauteilblock 220 weist z. B. die Verstärkerstufe 230 und die Stromquelle 210 mit einem Regelkreis 219 auf.

Ein Datensignal 115 wird z. B. von der Verstärkerstufe 230 vorverarbeitet, wie z. B. eine Überlagerung des Datensignals 115 mit einem Bias oder ein Durchführen eines Vorabausgleichs („Pre-Equalization“). Die Verstärkerstufe 230 stellt der gesteuerten Stromquelle 210 ein Eingangssignal 232 bereit, bei dem es sich um ein Stromsignal oder ein Spannungssignal handeln kann.

Das Eingangssignal 232 steuert die Stromquelle 210, so dass diese dem optisch- drahtlosen Sendebauteilblock 220 ein Steuersignal 214c bereitstellen kann. Dabei ist der Regelkreis 219 der Stromquelle 210 ausgelegt, um eine Tiefpasscharakteristik des optisch-drahtlosen Sendebauteilblocks 220 zumindest teilweise zu kompensieren und/oder von optoelektronischen Bauteilen in einem Übertragungssystem. Dies bedeutet z. B., dass die Stromquelle bei hohen Frequenzen einen höheren Strom über das Steuersignal 214c bereitstellt, als bei niedrigen Frequenzen. Der Regelkreis 219 kann das Rückkoppelnetzwerk 219b aufweisen. Das Rückkoppelnetzwerk 219b ist z. B. ausgelegt, um ein Rückkopplungssignai, das auf dem Strom für die einen oder mehreren optischen Sendebauteile basiert, wie z. B. das Steuersignal 214c, zu einem Rückkopplungseingang des Differenzverstärkers zurück zu koppeln.

Der optisch-drahtlose Sendebauteilblock 220 sendet basierend auf dem Steuersignal 214c ein optisches Signal 125 aus. Der optisch-drahtlose Sendebauteilblock 220 ist ferner z. B. an eine Versorgungsspannung 222 angeschlossen.

Das Signal 115, welches z. B. in den Treiberschaltkreis eingespeist wird, kann als Einzeldraht oder differentiell ausgeführt werden. Im letzteren Fall wird das differentielle Signal 115 z. B. durch den Verstärker 231 in ein einzelnes Signal 232 überführt. Ist das Signa! 115 einzeln ausgeführt und wird keine weitere Vorverstärkung benötigt, kann die Verstärkerstufe 230 auch nur aus einer AC-Koppiung (Kapazität) und einem Spannungsteiler bestehen, der eine Biasspannung einstellt. Alternativ ist in diesem Fall auch ein Spannungs-Addierer als Block 231 denkbar. Falls das Signal 115 einzeln ausgeführt ist und der Blas schon in dem Signal 115 enthalten ist und keine weitere Vorverstärkung benötigt wird, kann auf diesen Block verzichtet werden.

An einen Ausgang der Verstärkerstufe 230 ist ein erster Eingang 211a eines Operationsverstärkers 211 der Stromquelle 210 gekoppelt. Ein Ausgang des Operationsverstärkers ist über einen Kondensator 216b zurück an einen zweiten Eingang 211b (Rückkopplungs eingang) des Operationsverstärkers 211 der Stromquelle 210 gekoppelt. Der Operationsverstärker 211 ist über seinen Ausgang mit einem Widerstand 216a und einem Transistor 212 in Serie geschaltet, wobei der Widerstand 216a an einen Steueranschluss (z. B. einen Gate-Anschluss oder an einen Basis-Anschluss) des Transistors 212 gekoppelt ist. Über den Steueranschluss kann ein Pfad des Transistors, wie z.B. ein Source-Drain-Pfad bzw. ein Quelien-Senken-Pfad, gesteuert werden. Ein erster Anschluss des gesteuerten Pfades, wie z.B. ein Drain-Anschluss, ist mit dem optisch-drahtlosen Sendebauteilblock 220 gekoppelt. Dabei ist beispielsweise eine Spule 217 der Stromquelle in einen Ausgangs-Strompfad geschaltet. Die Spule ist beispielsweise in Serie mit optischen Senderbauteilen 221- ₁ bis 221 _n des optisch-drahtlosen Sendebauteilblocks 220 geschaltet. Ein zweiter Anschluss des gesteuerten Pfades, wie z.B. ein Source-Anschluss bzw. ein Quellenanschluss, ist z. B. über einen Widerstand 218 mit dem zweiten Eingang 211b des Operationsverstärkers 211 gekoppelt. Alternativ oder zusätzlich zu dem Widerstand 218 ist eine Impedanzanordnung 213 zwischen dem Referenzpotential und den zweiten Anschluss des gesteuerten Pfades geschaltet. Die Impedanzanordnung 213 weist z. B. einen Widerstand 213a oder eine Parallelschaltung des Widerstandes 213a und eines Kondensators 213b auf. In diesem Fall wird Widerstand 218 zur Anpassung des Signalpegels des Rückgekoppelten Signals genutzt.

Die optischen Senderbauteile 221 _! bis 221 _n können als Leuchtdioden (LEDs) ausgeführt sein.

Der Kern des optisch-drahtlosen Transmitters 120 stellt beispielsweise eine gesteuerte Stromquelle 210 dar, die einen Drain-/Kollektorstrom des Transistors 212, d.h. z. B. auch den Strom im Pfad 214, regelt. Der Transistor ist z. B. ausgelegt, um einen Strom für die einen oder mehreren optischen Sendebauteile einzustellen. Der Pfad 214 erstreckt sich von der Stromversorgung 222 bis zum Knoten 214b. Die Stromquelle 210 wird durch das Signal 232 (z. B. ein Eingangsspannungssignal) gesteuert, welches in den ersten Eingang 211a (ein positiver/negativer Eingang) des Operationsverstärkers (OPV) 211 eingespeist wird. Der OPV 211 treibt wiederrum das Gate/die Basis des Transistors 212. Bei dem Transistor 212 kann es sich um einen MOSFET, BJT oder eine Kaskodenschaltung aus MOSFET bzw. BJT handeln. Bevorzugt wird ein MOSFET verwendet. Darüber hinaus kann ein spezieller Leistungstransistor (GaN) eingesetzt werden, um hohe Ströme bspw. im Ampere-Bereich zu treiben.

Die Stromquelle 210 ist als Regelkreis realisiert, da immer ein Teil des Signals an den zweiten Eingang 211b des Verstärkers 211 rückgekoppelt wird. Dazu wird z. B. ein Netzwerk, wie die Impedanzanordnung 213, verwendet, welches im einfachsten Fall aus einem Widerstand 213a besteht. Das rückgekoppelte Signal ist als 215 dargestellt und wird in den negativen/positiven Eingang 211b des OPV 211 eingespeist. Die Impedanzanordnung 213 ist z. B. ausgelegt, um basierend auf einem Stromfluss (der z. B. als Steuersignal 214c an den optisch-drahtlosen Sendebauteilblock 220 übertragen wird) durch einen gesteuerten Pfad des Transistors 212 ein Signal 215 zu erzeugen, das zu dem Rückkopplungseingang des Differenzverstärkers zurück gekoppelt wird.

Die Induktivität, z. B. der Spule 217, im Strang 214 bestimmt wesentlich den Frequenzgang des Stroms im Strang 214. Sie ist z. B. als parasitäre Induktivität immer vorhanden und ergibt sich als Summe der parasitären Induktivitäten der Leiterzüge und Elemente im Strang 214 und Netzwerk 213. Klassischerweise wird versucht diese Induktivität so gering wie möglich zu halten, um die maximale Modulationsbandbreite der gesteuerten Stromquelle 210 zu erreichen [1] Der hier vorgestellte Ansatz unterscheidet sich allerdings davon sodass eine relativ hohe Induktivität in Kauf genommen bzw. diese sogar durch eine zusätzliche Spule 217 weiter erhöht wird. Dadurch kann ein Tiefpassverhalten der optischen Senderbauteile 221 - _j bis 221 _n zumindest teilweise kompensiert werden.

Wenn der Transistor 212 z. B. in Source-Schaltung getrieben wird, ist die dominante Kapazität die Gate-Drain Kapazität, da sie als Miller-Kapazität auftritt. Durch die Spule 217 tritt dann z. B. noch ein weiterer Effekt ein: Die Millerkapazität hängt z. B. von der Spannungsverstärkung des Transistors ab, also auch von der Last, d.h. den optischen Senderbauteile 2211 bis 221 _n und der Spule 217. Mit steigender Frequenz steigt die Impedanz in diesem Strang 214, d.h. die Spannungsverstärkung wird größer und damit auch die Millerkapazität. Dieser Effekt hat z. B. ebenfalls Einfluss auf die Dynamik im Regelkreis 219.

Die folgenden Elemente für die Stromquelle 210 sind optional:

• Die Dynamik des Regelkreises kann durch das optionale Netzwerk 216 eingestellt werden. Die Elemente 216a (Widerstand) und 216b (Kapazität) formen einen Tiefpass zwischen dem Operationsverstärker 211 und dem Transistor 212. Darüber hinaus beeinflusst das Zusammenspiel des Widerstands 216a und der Eingangskapazität des Transistors 212 (Gate-/ Basiskapazität, wirksame Millerkapazität) entscheidend die Dynamik des Regelkreises 219.

• Optional kann ein Widerstand 218 im Rückkopplungspfad 219 eingesetzt werden, um eine Rückgekoppelte Spannung in einen Strom zu wandeln und dessen Pegel anzupassen. Dies kann notwendig sein, wenn der negative/ positive Eingang 211b des Operationsverstärkers 211 als niederohmiger Stromeingang ausgeführt ist.

• Parallel zu dem Widerstand 213a kann optional eine Kapazität 213b in der Impedanzanordnung 213 platziert werden. Die Kapazität 213b schließt z. B. den Widerstand 213a für hinreichend große Frequenzen kurz, sodass ein geringerer Anteil in Form von Signal 215 in diesem Frequenzbereich (hohe Frequenzen) zurückgekoppelt wird. So kann ebenfalls die Dynamik des Regelkreises beeinflusst werden.

Der Transmitter 120 weist einen Strang, wie z. B. den optisch-drahtlosen Sendebauteilblock 220, auf, in dem eine oder mehrerer LEDs (221 -i, ... 221 _n ) verschalten sind. Der Strang ist z. B. an eine Versorgungspannung 222 angeschlossen und an der anderen Seite an das Drain/ den Kollektor des Transistors 212 geschalten. Indem die gesteuerte Stromquelle 210 den Strom durch den Strang 214 regelt, regelt sie z. B. auch den Strom durch die LEDs 221·,...221 _h . Die LEDs konvertieren den Strom durch den Strang 214 in das optische Signal 125. Die Anzahl der LEDs pro Strang 220 ist beliebig, so können beispielsweise 1 bis 50 LEDs in Serie geschalten werden, denkbar sind aber auch 20 bis 100 LEDs oder 1 bis 20 LEDs oder für kleinere System 1 bis 7 LEDs. Die optische Ausgangsleistung pro LED-Strang kann sich zwischen 1 mW und 200W bewegen, je nach zu überbrückender Reichweite. Typisch sind 10mW bis 10W oder 100mW bis 1W optische Ausgangsleistung.

Die optionale Verstärkerstufe 230 kann genutzt werden, um das Datensignal mit einem Bias zu überlagern, der durch die gesteuerte Stromquelle in einen Biasstrom gewandelt wird. Diese ist nützlich, um die Modulationsbandbreite der LEDs zu erhöhen. Im Vergleich dazu würde ein Treiberschaltkreis ohne Regelschleife eine zusätzliche Gleichstromquelle benötigen, die den Biasstrom einstellt. Diese ist nicht ideal, d.h. sie weist eine ungewollte Eingangskapazität auf und ihr Eingangswiderstand ist nicht unendlich. Die vorliegenden Erfindung ermöglicht, dass man auf diese zusätzliche Gleichstromquelle verzichten kann, da z. B. der Biasstrom über den Regelkreis 219 eingestellt wird.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der Widerstand 216a und/oder der Kondensator 216b und/oder die Impedanzanordnung 213 und/oder der Widerstand 218 und/oder die Spule 217 ausgelegt, um zu erreichen, dass die Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung bei einer vorgegebenen Frequenz ein Maximum aufweist. Entscheidend ist hier z. B., dass der Regelkreis 219 bzw. die Stromquelle 210 so dimensioniert wird, dass der Regelkreis 219 bzw. die Stromquelle 210 ein Überschwingen bei einer Resonanzfrequenz aufweist, welche in etwa bei einer Grenzfrequenz (Cut-Off Frequenz) der LEDs auftritt. Dies ist in den Figuren 6a und 6b schematisch dargestellt. Auf diese Weise kann das Tiefpassverhalten der LEDs kompensiert und so die Gesamtgrenzfrequenz 431 des optisch-drahtlose Transmitters 120 auf beispielsweise zumindest 90 MHz, zumindest 120MHz, zumindest 200MHz, oder mehr erhöht werden. Dadurch ist der Transmitter z. B. fähig ein 125Mbps-OOK-Signai (On-Off-Keying-Signal, An-Aus-Modulations-Signal) mit kostengünstigen LEDs zu übertragen. Somit ist die Treiberschaltung z. B. ausgelegt, um die ein oder mehreren optischen Senderbauteile 221 bis 221 _n so anzusteuern, dass eine optisch-drahtlose Kommunikation mit hoher Bandbreite realisiert wird. Figur 6a und Figur 6b illustrieren dieses Prinzip. Die Diagramme 400 zeigen Übertragungsfunktionen verschiedener Schaltungsteile über dem Frequenzspektrum, wie z. B. ein Überschwingen der gesteuerten Stromquelle 210. Die Kurve 410 zeigt die Übertragungsfunktion einer LED, d.h. das optischen Ausgangs ^¬ signal 125 dividiert durch den Wechseianteil des Vorwärtsstrom durch die LED, d.h. den Wechselstrom durch Pfad 214. In anderen Worten kann die Kurve 410 als optische Übertragungscharakteristik bezeichnet werden. Die Kurve 410 weist ein Tiefpassverhalten mit einer charakteristischen -3dB Grenzfrequenz 411 auf. Die Grenzfrequenz 411 tritt z. B. bei maximal 1MHz, bei maximal 5MHz, bei maximal 10MHz, bei maximal 30MHz, bei maximal 50MHz o.ä. auf.

Der Graph 420 beschreibt die Übertragungsfunktion der gesteuerten Stromquelle 210, d.h. den durch den Pfad 214 getriebenen Wechselstrom dividiert durch das Spannungs- bzw. Stromsignal am Eingang. In anderen Worten kann der Graph 420 als Übertragungscharakteristik der Treiberschaltung bezeichnet werden.

Die Kurve 430 zeigt z. B. die Übertragungsfünktion des gesamten optischen Transmitters 120, d.h. das optischen Ausgangssignal 125 dividiert durch das Eingangssignal 115. ln anderen Worten kann die Kurve 430 als Gesamt-Übertragungscharakteristik des Transceivers bezeichnet werden.

Typischerweise würde man nun versuchen eine Grenzfrequenz 421 des Regelkreises 219 zu maximieren 12], beispielsweise auf mehrere Zehn MHz oder mehrere Hundert MHz. Da die LEDs 221 _{1 ,} ..221 _n allerdings eine deutlich geringere Grenzfrequenz 411 aufweisen, sind sie der dominante Pol im System, sodass die Gesamt-Grenzfrequenz 431 des optisch-drahtlosen Transmitters 120 nicht ausreichen würde um bspw. eine 125 Mbps OOK Signal zu übertragen ln der hier vorgestellten Erfindung ist die Grenzfrequenz des Regelkreises 421 z. B. nicht von Bedeutung. Viel wichtiger ist allerdings eine Überhöhung 424 des Graphs 420, d.h. z. B. das Maximum bei einer Maximumfrequenz 422 und ein Bereich darum. ln Fig. 6a ist gut zu erkennen, dass bereits bei der Grenzfrequenz 411 der LEDs die Übertragungsfunktion 420 eine Überhöhung 424 aufweist, so dass das Tiefpassverhalten der Kurve 410 kompensiert wird. Dadurch ist die Gesamtgrenzfrequenz 431 des optischdrahtlosen Transmitters 120 z. B. deutlich höher als die Grenzfrequenz 411 der LEDs. Somit ist es möglich bspw. ein 125Mbps OOK Signal zu übertragen. Idealerweise wird die Überhöhung 424 des Graphs 420 genau analog zum Tiefpassverhalten der Kurve 410 gewählt.

Es ist aber auch denkbar, wie in Fig. 6b zu sehen, dass die Überhöhung 424 leicht schwächer/stärker ist, solange sich die Differenz in gewissen Grenzen hält (zumindest in 6dB Intervall, besser in 3dB, ideal weniger als 2dB). Typischerweise liegt die Überhöhung im Bereich von OdB bis 20dB, öfter im Bereich von OdB bis 12dB, idealerweise im Bereich von OdB bis 6dB. Die Erfindung umfasst auch den Fall, in dem die Überhöhung nicht im gleichen Frequenzbereich wie das Tiefpassverhalten einsetzt (sondern schon bei niedrigeren/höheren Frequenzen) und/oder stärker/schwächer als das Tiefpassverhalten ist, sodass es zu einer Überhöhung 425 (in einem Bereich von OdB bis 20dB. i.d.R. ist weniger besser) / einem lokalen Minima 426 (OdB bis 10dB, i.d.R. ist weniger besser) in der Übertragungsfunktion 430 kommen kann. Generell kann eine Überhöhung 425 der Kurve 430 z. B. dazu genutzt werden, Tiefpassverhalten am Empfänger zumindest teilweise zu kompensieren.

Wie in Fig. 6a und Fig. 6b dargestellt kann der Regelkreis 219 der Treiberschaltung ausgelegt sein, um zumindest eines der folgenden Merkmale zu erfüllen:

• Das Maximum der Übertragungscharakteristik 420 der Treiberschaltung liegt bei einer Frequenz 422, die um höchstens 80% oder um höchstens 40% oder um höchstens 20% von der Grenzfrequenz 411 der einen oder mehreren optischen Senderbauteile abweicht.

• Das Maximum der Übertragungscharakteristik 420 der Treiberschaltung liegt bei einer Frequenz 422, die größer ist als die Grenzfrequenz 411 der einen oder mehreren optischen Senderbauteile.

• Das Maximum der Übertragungscharakteristik 420 der Treiberschaltung liegt bei einer Frequenz 422, die kleiner ist als 120 % oder 150% oder 200% der Grenzfrequenz 411 der einen oder mehreren optischen Senderbauteile.

• Die Übertragungscharakteristik 420 der Treiberschaltung weist bei einer Grenzfrequenz 411 der einen oder mehreren optischen Senderbauteile eine Überhöhung 424 im Vergleich zu einem Wert der Übertragungscharakteristik 420 bei einer niedrigeren Frequenz, z. B. kleiner als die Grenzfrequenz 411 , auf.

• Die Übertragungscharakteristik 420 der Treiberschaltung weist eine Überhöhung 424 im Vergleich zu einem Wert der Übertragungscharakteristik 420 bei einer niedrigeren Frequenz, z. B. kleiner als die Grenzfrequenz 411, auf. Die Überhöhung 424 setzt bei einer ersten Frequenz (411 in Fig. 6a) ein, die kleiner oder gleich der Grenzfrequenz 411 der einen oder mehreren optischen Senderbauteile ist, und erstreckt sich bis zu einer zweiten Frequenz (428b in Fig. 6a), die größer ist als die Grenzfrequenz 411 der einen oder mehreren optischen Senderbauteile.

• Die Übertragungscharakteristik 420 der Treiberschaltung weist eine Überhöhung 424 im Vergleich zu einem Wert der Übertragungscharakteristik 420 bei einer niedrigeren Frequenz, z. B. kleiner als die Grenzfrequenz 411 , auf. Die Überhöhung 424 setzt bei einer Frequenz (428a in Fig. 6b) ein, die größer ist als die Grenzfrequenz 411 der einen oder mehreren optischen Senderbauteile, und die sich bis zu einer höheren Frequenz (428b in Fig. 6b) hin erstreckt.

• Eine maximale Überhöhung der Übertragungscharakteristik 420 der Treiberschaltung beträgt zwischen 2dB und 20dB oder zwischen 2dB und 12dB oder zwischen 2dB und 6dB, bezogen auf einen Wert der Übertragungscharakteristik 420 bei einer niedrigen Frequenz, die kleiner ist als eine Frequenz (411 in Fig. 6a oder 428a in Fig. 6b), bei der die Überhöhung 424 einsetzt.

Die Übertragungscharakteristik 410 kann der optischen Übertragungscharakteristik der ein oder mehreren optischen Senderbauteile oder der optischen Übertragungscharakteristik der Empfängerschaltung entsprechen. Bis zu der Grenzfrequenz 411 verläuft die Über tragungscharakteristik 410 im Wesentlichen flach. Die Grenzfrequenz 411 definiert z. B. ein Einsetzen eines Abfalls der Kurve der Übertragungscharakteristik 410. Handelt es sich bei der Übertragungscharakteristik 410 um die optische Übertragungscharakteristik der ein oder mehreren optischen Senderbauteile, so entspricht die Grenzfrequenz 411 zum Beispiel einer Grenzfrequenz der ein oder mehreren optischen Senderbauteile. Handelt es sich bei der Übertragungscharakteristik 410 um die optische Übertragungscharakteristik der Empfängerschaltung, so entspricht die Grenzfrequenz 411 zum Beispiel einer Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile in Kombination mit der Verstärkerschaltung bzw. einer Grenzfrequenz der Schaltungsanordnung, ohne die Spule, die mit dem zweiten Anschluss des gesteuerten Pfades des Transistors gekoppelt ist, ergeben würde. Alternativ kann die Grenzfrequenz sowohl bei der optischen Übertragungscharakteristik der ein oder mehreren optischen Senderbauteile als auch bei der optischen Übertragungscharakteristik der Empfängerschaltung wie folgt definiert werden. Die Grenzfrequenz kann beispielsweise eine -2dB-Grenzfrequenz, eine -3dB- Grenzfrequenz oder eine -4dB-Grenzfrequenz definieren. Der Vorsatz -xdB (xe[2,3,4J) ist dabei beispielsweise auf einen Wert der Übertragungscharakteristik 410 bei einer niedri geren Frequenz als der Grenzfrequenz 411 bezogen, wie z. B auf einen Wert in dem im Wesentlichen flachen Bereich der Übertragungscharakteristik 410. Die Übertragungscharakteristik 420 der Treiberschaltung verläuft bis zu einer Einsatzfrequenz _» 411 in Fig. 6a und 428a in Fig. 6b _» im Wesentlichen flach. Ab der Einsatzfrequenz weist die Übertragungscharakteristik 420 der Treiberschaltung eine Überhöhung 424 bis zu einer Endfrequenz 428b auf. Ab der Endfrequenz 428b fällt die Übertragungscharakteristik 420 der Treiberschaltung weiter ab. Die Einsatzfrequenz _» 411 in Fig. 6a und 428a in Fig. 6b _» und die Endfrequenz 428b können beispielsweise eine +2dB-Grenzfrequenz, eine +3dB-Grenzfrequenz oder eine +4dB-Grenzfrequenz definieren. Der Vorsatz +xdB (xe[2,3,4J) ist dabei beispielsweise auf einen Wert der Übertragungscharakteristik 410 bei einer niedrigeren Frequenz als der Einsatzfrequenz _» 411 in Fig. 6a und 428a in Fig. 6b, bezogen _» wie z. B auf einen Wert in dem im Wesentlichen flachen Bereich der Übertragungscharakteristik 410. Die Endfrequenz 428b entspricht einer höheren Frequenz als der Einsatzfrequenz _» 411 in Fig. 6a und 428a in Fig. 6b. Zwischen der Einsatzfrequenz, 411 in Fig. 6a und 428a in Fig. 6b _» und der Endfrequenz 428b weist die Überhöhung 424 das Maximum bei der Frequenz 422 auf.

Die Gesamt-Übertragungscharakteristik 430 ergibt sich z. B. aus einer Multiplikation der Übertragungscharakteristik 420 der Treiberschaltung mit der optischen Übertragungscharakteristik 410. Je nach Auslegung der Treiberschaltung oder der Empfängerschaltung kann eine Kompensation mit hoher Genauigkeit _» wie in Fig. 6a dargestellt _» oder nur mit geringerer Genauigkeit _» wie in Fig. 6b dargestellt, realisiert werden. Dies kann je nach Anforderungen an die optisch-drahtlose Kommunikation angepasst werden.

Da die Überhöhung 424 der Übertragungscharakteristik 420 der Treiberschaltung erst bei einer Frequenz höher als die Grenzfrequenz 411 einsetzt bzw. beginnt _» wie in Fig. 6b zu sehen _» liegt in einem Bereich zwischen der Grenzfrequenz und der Einsatzfrequenz 428a nur eine teilweise Kompensation vor. Die Übertragungscharakteristik 420 der Treiberschaltung weist in diesem Bereich z. B. ein lokales Minimum 426 auf.

Das Überschwingen 424 am und um die Maximumfrequenz 422 der Übertragungsfunktion 420 der Treiberschaltung ergibt sich z. B. aus dem Zusammenspiel der folgenden Parameter. Durch die Änderung von einem oder mehreren dieser Parameter lässt sich die Überhöhung 424 am und um die Maximumfrequenz 422 gezielt beeinflussen:

1. Übertragungsfunktion des Operationsverstärkers 211

2. Übertragungsfunktion des Transistors 212, insbesondere z. B. die Eingangskapazität (wirksame Millerkapazität) 3. Die an der spannungsgesteuerten Stromquelle 210 anliegende Last, d.h. die Summe der Impedanzen von Block 220 und der Induktivität (Spule) 217. Für hohe Frequenzen wird diese im Wesentlichen nur noch durch die Gesamtinduktivität 217 des Strangs 214 geformt.

4. Dimensionierung der Komponenten im Netzwerk 216

5. Dimensionierung der Komponenten im Netzwerk 213 und optional 218

6. Dimensionierung der Versorgungspannung 222, da diese Einfluss auf die Spannung nimmt, die über den LEDs 221 ₁ ...221 _n und dem Transistor abfällt ln der Praxis sieht das Vorgehen zur Dimensionierung der Komponenten z. B. wie folgt aus: Zunächst wird festlegt, wie viele LEDs benötigt werden. Daraus ergibt sich bereits der parasitäre Anteil der Induktivität 217. Nun wird ein OPV 211 und Transistor 212 mit ausreichender Bandbreite gewählt. Im Anschluss wird die Versorgungspannung 222 festgelegt. Nun kann der überhöhte Bereich 424 des Graphs 420 durch Dimensionierung der Komponenten im Netzwerk 216 angepasst werden. Falls notwendig kann eine zusätzliche Spule bei 217 platziert werden. Falls diese Maßnahmen nicht ausreichen, um die Bandbreite der LED ausreichend zu erhöhen, besteht noch die Möglichkeit die Versorgungsspannung 222 zu erhöhen (was wiederum die Spannung über dem Transistor 212 erhöht und so dessen Bandbreite erhöht) oder die Impedanz des Netzwerkes 213 zu erhöhen (bspw. höher Widerstandswert von 213a).

Der Widerstand 216a bestimmt z. B. wie schnell das Gate/Basis des Transistors 212 umgeladen werden kann. Durch Wahl eines höheren Widerstandwertes, kann der Peak des Graphs 420 im Frequenzspektrum in Richtung niederer Frequenzen verschoben werden. Darüber hinaus wird die Stärke der Überhöhung beeinflusst. Praktische Werte liegen im ein- und zweistelligen Ohm-Bereich. Der Kondensator 216b beeinflusst wesentlich die Stärke der Überhöhung und nur geringfügig dessen Position im Frequenzbereich. Je größer die Kapazität, desto stärker ist z. B. die Überhöhung, da ein größerer Teil des Signals über die Kapazität 216b auf den Eingang 211b zurückgekoppeit wird. Praktische Werte liegen im ein- und zweistelligen pF Bereich. Die Spule/Induktivität 217 beeinflusst ebenfalls die Position der Überhöhung im Frequenzbereich. Praktische Wert liegen im einstelligen/ niedrigen zweistelligen nH Bereich für Signale für >500MHz und im zweistelligen nH Bereich bis um pH Bereich für Signale im Frequenzbereich 1 MHz...500MHz. Darunter sollte die LED ohnehin schnell genug sein. Darüber hinaus sind weitere Variationen des optisch-drahtlosen Transmitters 120 denkbar:

• Es ist denkbar, dass es mehrere Stränge 220i...220 _n von in Serie geschalteten LEDs gibt, die alle am Drain/Kollektor des gleichen Transistors 212 geschalten sind. Die Stränge 220 ₁ ...220 _n sind also parallel zueinander geschalten.

• Es ist denkbar, dass ein Transceiver mehrere spannungsgesteuerte Stromquellen 210 ₁ ...210 _n mit je einem oder mehreren Strängen 220 ₁ ...220 _n von LEDs aufweist.

• Es ist denkbar, dass ein Transceiver mehrere Treiberschaltkreise aufweist, die wiederum je eine Stromquelle 210 oder mehrere Stromquellen 210 ₁ ...210 _n aufweisen können, welche wiederrum z. B. einen LED Strang 220 oder mehrere LED Stränge 220i ...220 _n treiben.

• Einsatz eines Vorabausgleichs („Pre-Equalization“) in der Stufe 230 oder im Block

110.

Fig. 7 zeigt eine schematische Darstellung einer Empfängerschaltung 140 für ein oder mehrere optische Empfangsbauteile 310 zur optisch-drahtlosen Kommunikation. Die Empfängerschaltung 140 weist z. B. eine Kompensations-Schaltung 320, eine induktive Koppelanordnung 340 und eine Verstärkerschaltung 350 auf. Optional weist die Empfängerschaltung 140 zusätzlich einen Hochpass 330 und/oder eine weitere Verstärkerstufe 360 auf. Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist die Kompensations-Schaltung 320 parallel zu den ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen 310 geschaltet. Die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen 310 können mit dem Hochpass 330, der induktiven Koppelanordnung 340, der Verstärkerschaltung 350 und/oder der weiteren Verstärkerstufe 360 in Serie geschaltet sein.

Die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen 310 können ausgelegt sein, um ein optisches Signal 125 zu delektieren und als Photostrom 312 bereitzustellen. Die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen 310 können eine parasitäre Kapazität aufweisen. Damit der Photostrom 312 nicht vollständig oder zu stark durch die parasitäre Kapazität gedämpft wird, ist die Kompensations-Schaltung 320 ausgelegt, um eine Wirkung dieser parasitären Kapazität zu kompensieren.

Der so resultierende Photostrom 312 fließt durch den Hochpass 330, um Störsignale herauszufiltern. Hierbei wird z. B. speziell der Gleichanteil herausgefiltert. Die induktive Koppelanordnung 340 kann z. B. mit Kapazitäten der Kompensations- Schaltung 320, der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile 310 und/oder des Hochpasses 330 einen Schwingkreis bilden, um somit eine Tiefpasscharakteristik der Verstärkerschaltung 350 zumindest teilweise zu kompensieren.

Daran anschließend kann der Photostrom mittels der Verstärkerschaltung 350 und/oder der weiteren Verstärkerstufe 360 verstärkt werden, um ein verstärktes Ausgangssignal 145 zu erhalten.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist die Empfängerschaltung 140 eine Versorgungsspannung 370 auf, die über eine zweite Impedanzanordnung 323 der Kompensationsschaltung mit den ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen 310 gekoppelt ist. Die zweite Impedanzanordnung 323 weist z. B. einen Widerstand 323a oder eine Serienschaltung des Widerstandes 323a und einer Spule 323b auf.

Zwischen der zweiten Impedanzanordnung 323 und der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile 310 ist ein erster Anschluss einer Parallelschaltung einer ersten impedanzanordnung 322 und eines Transistors 321 der Kompensationsschaltung zu den ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen 310 angeordnet. Dieser erste Anschluss führt z. B. zunächst zu der ersten Impedanzanordnung 322, dann zu einem ersten Anschluss eines gesteuerten Pfads des Transistors 321 und über einen Steueranschluss des Transistors 321 wird die Parallelschaltung zu den ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen 310 geschlossen. Optional weist die Kompensations-Schaltung 320 einen Kondensator 324 auf, der zwischen den Steueranschluss und einen zweiten Anschluss des gesteuerten Pfads des Transistors 321 geschaltet ist. Optional weist die Kompensations-Schaltung 320 eine Spule 325 auf, die zwischen den zweiten Anschluss des gesteuerten Pfads des Transistors 321 und einen Bezugspotentialleiter geschaltet ist. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der Kondensator 324 mit einem Anschluss zwischen den zweiten Anschluss des gesteuerten Pfads des Transistors 321 und der Spule 325 geschaltet.

Die erste Impedanzanordnung 322 weist einen Widerstand 322a und/oder eine Parallelschaltung des Widerstandes 322a und eines Kondensator 322b auf.

Der Anschluss der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile 310, der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist, ist z. B. über einen Widerstand 331 des Hochpasses 330 mit einem Bezugspotentialleiter gekoppelt und über einen Kondensator 332 des Hochpasses 330 mit der induktiven Koppelanordnung 340 gekoppelt.

Die induktive Koppelanordnung 340 kann z. B. eine Spule aufweisen. Alternativ kann die induktive Koppetanordnung 340, aber auch ein komplizierteres Spitzennetzwerk (z. B. ein Peaking-Netzwerk), wie z. B. ein T-Spuien-Sp ^' ftzenneizwerk (T-Coil-Peaking Netzwerk), ein Pi-Spitzennetzwerk (Pi-Typ-Peaking) oder ein Dreifach-Resonanz-Spitzennetzwerk

(Dreifach-Resonanz-Peaking), aufweisen. Die induktive Koppelanordnung 340 kann somit zwischen den Kondensator 332 des Hochpasses 330 und einen ersten Eingang eines Operationsverstärkers 351 der Verstärkerschaltung 350 geschaltet sein.

Die Verstärkerschaltung 350 kann einen Operationsverstärker (OPV) 351 mit zwei Ausgängen 353, wie in Fig. 7 dargestellt, aufweisen oder alternativ nur einen Ausgang aufweisen. Weist der Verstärker 351 z. B. nur einen Ausgang und einen Eingang auf, so kann der Ausgang über eine Impedanzanordnung 352 _! zu dem Eingang des Verstärkers 351 zurückgekoppelt sein. Ist der Transimpedanzverstärker (TIA) differentiell ausgeführt, d.h. er besitzt zwei Ausgänge und zwei Eingänge, gibt es z. B. 2 Rückkopplung, jeweils von einem Ausgang auf den entsprechenden Eingang. Weist OPV 351 z. B. zwei Ausgänge auf, so kann ein erster Ausgang über die Impedanzanordnung 352-, zu dem zweiten Eingang des OPV 351 zurückgekoppelt sein oder zusätzlich ein zweiter Ausgang zu dem ersten Eingang des OPVs 351 über die weitere Impedanzanordnung 352 ₂ zurückgekoppelt sein. Die Impedanzanordnung 352 _! und die weitere Impedanzanordnung 352 ₂ weisen z. B. eine Serienschaltung eines Widerstandes 352a und einer Spule 352c auf. Alternativ weisen die Impedanzanordnung 352i und die weitere Impedanzanordnung 352 ₂ eine Parallelschaltung des Widerstandes 352a und eines Kondensators 352b auf, wobei diese Parallelschaltung mit der Spule 352c in Serie geschaltet ist.

Optional wird ein Ausgangssignal 353 des OPVs zu der Verstärkerstufe 360 geleitet, um von dieser weiter verstärkt zu werden. Die Verstärkerstufe 360 weist z. B. einen Begrenzungsverstärker (z. B. ein Limiting-Verstärker) auf.

Im Folgenden wird die Empfängerschaltung 140 noch einmal im Detail in anderen Worten beschrieben.

Der optisch-drahtlose Empfänger (z. B. die Empfängerschaltung 140) besteht aus einer Reihe von Komponenten, von denen der Photodetektor 310, in diesem Fall die Photodio- de 311, in jedem Fall obligatorisch ist. Der Photodetektor 310 detektiert das optische Signal 125 und konvertiert es in den Photostrom 312. Die Versorgungsspannung 370 wird z. B. so gewählt, dass die Photodiode in Sperrrichtung geschalten ist (in diesem Fall ist sie also negativ, alternativ auch positiv, wenn Anode und Kathode vertauscht werden). Dabei kann die Versorgungsspannung 370 möglichst hoch gewählt werden (je nachdem wieviel die Photodiode aushält), um die Bandbreite der Photodiode zu maximieren.

Der Photostrom wird durch den Transimpedanzverstärker (z. B. der Verstärkerschaltung 350) in das Spannungssignal 353 gewandelt und um die Impedanz der Teilnetzwerkgruppe (z. B. der Impedanzanordnung 352i und/oder der weiteren Impedanzanordnung 352 ₂ ) verstärkt. Im einfachsten Fall besteht diese Gruppe lediglich aus einem Widerstand 352a. Um die Dynamik der Rückkopplung zu beeinflussen, kann dem Widerstand 352a ein Kondensator 352b parallel geschaltet werden. Je höher der Widerstandswert des Widerstand 352a, desto höher die Verstärkung und desto geringer das Rauschen, allerdings sinkt damit auch die Bandbreite des Transimpedanzverstärkers 350. Der Widerstand wird so hoch wie möglich gewählt, dass der Empfängerschaltkreis 140 noch die zur Kommunikation notwendige Bandbreite erreicht. Die Blöcke/Elemente 320, 340 und 352a ermöglichen dabei z. B. eine höhere Bandbreite bei gleicher Verstärkung bzw. bei gleicher Bandbreite eine höhere Verstärkung zu erreichen. Der Widerstandswert liegt typischerweise im Kilo- Ohm Bereich.

Das Signal 353 kann optional durch die weitere Verstärkerstufe 360 auf einen wohldefinierten Signalpegel verstärkt werden, weicher durch den jeweiligen Kommunikationsstandard vorgegeben wird. Diese Verstärkerstufe 360 kann als Begrenzungsverstärker (Limiting-Verstärker) ausgeführt sein, d.h. als Verstärker mit sehr hoher Verstärkung, der das Signal in die Kompression treibt. An dessen Ausgang liegt das Signal 145 vor, welches in den optionalen Block 150 (siehe Fig. 8) oder direkt in das angrenzte Netzwerk eingespeist werden kann.

Der Transimpedanzverstärker 350, die Verstärkerstufe 360 und die Signale 353 und 145 können auch als Einzeldraht, d.h. in nicht-differentieller Topologie, ausgeführt sein. Sollte der Transimpedanzverstärker bereits eine Klemmfunktion (Clamp-Funktion) aufweisen, d.h. die Möglichkeit haben das Signal zu abzuschneiden (clippen), wäre es denkbar auf den Block 360 zu verzichten, allerdings reduziert man damit die Empfindlichkeit des Empfängers, was typischerweise nicht erwünscht ist. Unter der Übertragungsfunktion des optisch-drahtlosen Empfängers 140 wird das Ausgangssignal 145 (bzw. 353, falls Black 360 nicht vorhanden) dividiert durch das optische Eingangssignal 125 verstanden.

Obwohl diese Komponenten ausreichen würden, einen optisch-drahtlosen Empfänger zu realisieren, hält sich dessen Performanz in Grenzen. Dies würde sich in einer geringen Transimpedanzverstärkung oder einer kleinen Photodiodenfläche äußern, welche einer verringerten Reichweite gleich kämen. Deshalb werden im Folgenden weitere optionale Blöcke beschrieben, die die Performanz des optisch-drahtlosen Empfängers verbessern sollen. Diese Blöcken können alle zusammen, aber auch nur teilweise eingesetzt werden:

• Kompensations-Schaltkreis 320: Ein Kompensations-Schaltkreis kann eingesetzt werden, um eine wirksame Kapazität der Photodiode 311 zu kompensieren, indem sie schnell umgeladen wird oder die Schwankung der Spannung über der Photodiodenkapazität verringert wird. Es sind verschiedene Konfigurationen denkbar, ln der hier dargestellten Konfiguration wird z. B. ein NPN-Transistor 321 mit der Basis an die Kathode der Photodiode 311 angeschiossen. Der Emitter des Transistors 321 ist z. B. über das Netzwerk 322, bestehend aus einem Widerstand 322a und einer Kapazität 322b, an die Anode der Photodiode 311 angeschlossen. Es wird z. B. eine Impedanz (bzw. die zweite Impedanzanordnung 323) eingesetzt, um das Netzwerk 322 und die Photodiode 311 von der direkten Versorgungsspannung 370 zu trennen, sodass der Kompensations-Schaltkreis die Spannung am Knoten zwischen 323, 322, und 312 variieren kann.

Die Impedanz 323 kann als einfacher Widerstand 323a ausgeführt sein. Sie kann auch nur als Spule 323b oder Serienschaltung einer Spule 323b und eines Widerstands 323a bestehen. Dies führt zu einem geringeren Gleichspannungsabfall über 323, sodass mehr Spannung über 322, 321 und 325 (in Bezug auf das Bezugspotential) abfällt. Dadurch bleibt aber auch die Vorspannung über 311 größer, wodurch wiederrum deren Sperrsichtkapazität geringer bleibt. Widerstand 323a und/oder Spule 323b werden z. B. so dimensioniert, dass die resultierende Impedanz im betreffenden Frequenzbereich gleich oder größer als der Widerstand 322a im Netzwerk 322 ist (bspw. um einen Faktor von zumindest 1 , von zumindest 5, von zumindest 10 oder von zumindest 100). Zur Dimensionierung des Netzwerkes 322 gibt es folgendes zu sagen: Der Widerstand 322a sollte größer sein als die Impedanz des Netzwerkes 322, wie oben geschildert. Die Kapazität 322b sollte deutlich größer sein als die Summe der Kapazitäten der Photodioden (z. B. um ei- nen Faktor von zumindest 10, besser um einen Faktor von zumindest 100, noch besser um einen Faktor von zumindest 1000).

Es ergeben sich folgende weitere Optionen: o Eine Spule 325 zwischen Kollektor des Transistors 321 und dem Bezugspotential kann genutzt werden, um einen Peak im Frequenzgang (des Regelkreises bestehend aus 320 und 310) zu erzeugen, welches zur Tiefpass-Kompensation von 140 genutzt wird. So kann die Spule 325 z. B. ausgelegt sein, um zumindest teilweise ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung auszugleichen oder um ein Maximum in einem Frequenzgang der Kompensationsschaltung oder eines Schaltungsteils, das die Kompensationsschaltung und das eine oder die mehreren optischen Empfangsbauteile umfasst, zu realisieren. Die Spule 325 kann das Maximum in der Übertragungsfunktion des Blocks 320 erzeugen, indem sie z. B. einen Schwingkreis mit den anliegenden Kapazitäten (Transistor 321 + Spule 324) formt. o Die Spule 325 kann ausgelegt sein, dass das Maximum in dem Frequenzgang der Kompensationsschaltung 320 oder eines Schaltungsteils, das die Kompensationsschaltung und das eine oder die mehreren optischen Empfangsbauteile umfasst, bei einer Frequenz liegt, die größer ist als die Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile o Die Spule 325 kann ausgelegt sein, dass das Maximum in dem Frequenzgang der Kompensationsschaltung 320 oder eines Schaltungsteils, das die Kompensationsschaltung und das eine oder die mehreren optischen Emp fangsbauteile umfasst, bei einer Frequenz liegt, die kleiner ist als 120 % oder 150% oder 200% der Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile. o Die Grenzfrequenz kann wie in Zusammenhang mit Fig. 6a und Fig. 6b beschrieben definiert sein. o Bei dem Transistor 321 kann es sich um einen MOSFET, BJT, JFET oder ähnlichen Transistor handeln. Bevorzugt werden BJT und JFET. o Ist der Transistor 321 ein NPN Transistor (für den BJT Fall) muss die Versorgungsspannung 370 negativ sein. Ist der Transistor 321 hingegen ein PNP Transistor muss die Versorgungsspannung 370 positiv sein und Anode und Kathode der Photodiode 311 müssen getauscht werden, damit sie in Sperrrichtung geschalten ist. Der Hochpasses 330 zwischen der Photodiode 310 und dem Transimpedanzverstärker 350 filtert z. B. den Gleichanteil aus dem Photostrom, wodurch effektiv der Anteil des Photostroms, der vom Umgebungslicht herrührt und der Gleichanteil des Signals, gedämpft wird. Der Hochpass kann als einfaches RC-Glied ausgeführt sein, es ist aber auch denkbar, einen Hochpasspass zweiter oder höherer Ordnung (mehre RC Glieder, LC-Glied, RLC-Glied, aktiver Filter, ...) zu verwenden. Die Dimensionierung des Hochpasses hängt vom Frequenzspektrum des Kommunikationssignals ab (das Signal selber sollte nicht gedämpft werden). Die Einschaltfrequenz (Cut-On Frequenz) liegt typischerweise um den Divisor 2, 5, 10 unter der geringsten nutzbaren Frequenz im Signal.

Durch Einsatz eines induktiven Spitzenverhaltens (inductive peaking) in Form von Block 340 zwischen Photodiode 311 und Transimpedanzverstärker 350 kann die Bandbreite des Schaltkreises 140 weiter erhöht werden, indem diese Induktivität die an diesem Netz anliegende Kapazität kompensiert, d.h. beide formen z. B. einen Schwingkreis. Dabei kann es sich um eine einfache Spule, aber auch um ein komplizierteres Peak/ng-Netzwerk handeln (T-Coil-Peaking Netzwerk, Pi-Typ- Peaking, Dreifach-Resonanz-Peaking, ...). Der konkrete Induktivitätswert der Spulein) ergibt sich aus der effektiven Photodiodenkapazität C _PD,eff Und Eingangskapazität des Blocks 350 C _in und lässt sich in erster Näherung (bspw. ±3...5dB) mit Hilfe der Formel L * abschätzen. C _PD>ef f entspricht der Summe der

Photodiodenkapazität, den parasitären Kapazitäten und der Eingangskapazität des Kompensationsschaftkreises 320. Letztere ergibt sich aus der Summe und der Basis-Kollektor / Basis-Emitter Kapazitäten f entspricht der Frequenz, bei der das Tiefpassverhalten auftritt und kompensiert werden soll.

Somit kompensiert die induktive Koppelanordnung 340 die anliegenden Kapazitäten indem eines einen Schwingkreis schafft. Dieser Schwingkreis umfasst näherungsweise, gemäß einem Ausführungsbeispiel: eine Eingangskapazität der Verstärkerschaltung 350 und eine Eingangskapazität der Kompensations-Schaltung 320 (z. B. Transistorkapazitäten Basis-Kollektor und Basis-Emitter) und eine Eingangskapazität (z. B. Kapazität 332) des Hochpasses 330 (die Kapazität 332 ist in der Regel um größere Ordnungen größer, z.B. 1nF, 10nF). 324 fällt gegenüber den anderen beiden Eingangskapazitäten ins Gewicht oder ist sogar größer -> durch Variation von 324 kann das Maximum durch diesen Schwingkreis (den Peak von 340 wenn man so will) im Frequenzspektrum verschoben werden (je größer die Kapazität desto nieder-frequenter das Maximum). Der Kondensator 324 ist z. B. am Netz zwischen den einen oder den mehreren optischen Empfangsbautei- ten 310, der Kompensations-Schaltung 320 und der induktiven Koppelanordnung 340 (bzw. dem Hochpass 330) angeordnet. Die andere Elektrode müsste beispielsweise nicht am Kollektor des Transistors 321 befestigt sein, sondern könnte mit einem beliebigen anderen (Gleichspannungs-)-Potential verbunden sein.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist die induktive Koppelanordnung ausgelegt, um ein Maximum in einem Frequenzgang zu erzeugen, um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung 350 zumindest teilweise zu kompensieren. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist die Koppelspule 340 ausgetegt, um zusammen mit dem Kondensator 324 und einer oder mehreren weiteren Kapazitäten einen ersten Schwingkreis zu bilden. Eine Resonanzfrequenz des ersten Schwingkreises ist z. B. gewählt, um eine Wirkung einer Kapazität des einen oder der mehreren optischen Empfangsbauteile 310 zumindest teileweise zu kompensieren und/oder um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung 350 zumindest teilweise zu kompensieren. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist die induktive Koppelanordnung 340 ausgebildet, um zumindest teilweise eine Kapazität des Kondensators 332 des Hochpasses 330 zu kompensieren.

Die Kapazität 324 wird zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors 321 eingesetzt, um dessen Bandbreite so zu verringern/ anzupassen, um gezielt einen Peak im Frequenzgang der des Regelkreises bestehend aus 320 und 310 zu erzeugen (Der Frequenzgang ist das Verhältnis des Stromes, welcher in Richtung Block 330 fließt dividiert durch das optische Eingangssignal 125). So kann das Tiefpassverhalten des optisch-drahtlosen Empfangsschaltkreises 140 zumindest teilweise kompensiert werden. Somit kann z. B. zumindest teilweise ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung ausgeglichen werden. Die Dimensionierung der Kapazität richtet sich nach der Bandbreite (f _t ) des Transistors 321 und der notwendigen Bandbreite des optisch-drahtlosen Empfängers 140. Typischerweise liegt dieser Wert im niedrigen einstelligen oder zweistelligen pF Bereich. Für hohe Frequenzen (f>300MHz) sind auch mehrere Hundert fF denkbar. Der Wert wird z. B. je größer, wie kleiner die benötigte Frequenz ist bzw. bei gleicher Frequenz, je schneller der Transistor ist. Der Kondensator ist z. B. ausgelegt, um ein Maximum in einem Frequenzgang der Kompensationsschaltung 320 oder eines Schaltungsteils, das die Kompensationsschaltung 320 und das eine oder die mehreren opti- sehen Empfangsbauteile 310 umfasst, zu realisieren. Die Kapazität des Kondensators 324 sollte z. B. nicht zu groß sein, da sonst der hochfrequente Storm über sie auf Masse abfließt und nicht in die Basis des Transistors 321 fliest (und so die Spannung über der Photodiode nicht geregelt werden kann).

Die Kapazität 324 und/oder die Spule 325 können ausgelegt sein, dass das Maximum in dem Frequenzgang der Kompensationsschaltung 420 oder eines Schaltungsteils, das die Kompensationsschaltung und das eine oder die mehreren optischen Empfangsbauteile umfasst, bei einer Frequenz liegt, die um höchstens 80% oder um höchstens 40% oder um höchstens 20% von einer Grenzfrequenz der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile abweicht.

• Im Rückkopplungspfad 352 des Transimpedanzverstärkers kann eine Spule 352c in Reihe zum Widerstand 352a bzw. dem Widerstand 352a und der Kapazität 352b geschalten werden. Sobald die Übertragungsfunktion des Transimpedanzverstärkers 350 nun im Frequenzspektrum auf Grund des Tiefpassverhattens absinkt, kann diese Dämpfung zumindest teilweise kompensiert werden, indem man analog dazu die Transimpedanz selber erhöht. Die Transimpedanz des Blocks 350 wird durch das Netzwerk/die Netzwerke 350 _{! 2} definiert. Eine Transimpedanzerhöhung wird durch die Spule 352c erreicht, da deren Impedanz mit der Frequenz ansteigt und sie mit den Komponenten 352a bzw. 352b in Reihe geschalten ist. Somit ist das Spulenbauteil 352c z. B. ausgebildet, um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung 350 zumindest teilweise zu kompensieren.

Würde die Transimpedanz des Blocks 350 sich beispielsweise bei einer bestimmten Frequenz um 6dB verringert haben, so sollte die Spule 352c bei dieser Frequenz die Impedanz im Netzwerk 352 z. B. in etwa verdoppeln, d.h. jLj ~ |C _f ]]R| (R..,352a, C. 352b). C _f entspricht der Kapazität zwischen dem jeweiligen Ausgang von 351 zum entsprechenden Eingang, d.h. der Summe aus 352b und parasitären Kapazitäten. Von diesem groben Startwert kann nun die Induktivität der Spule 352c optimiert werden (bspw. ±5dB), bspw. um die Überhöhung etwas in einen höheren Frequenzbereich zu verschieben, um die Bandbreite zu erhöhen, oder um die Überhöhung und so mögliches Überschwingen zu reduzieren. Die Induktivität kann auch etwas geringer gewählt werden, um die Bandbreite weiter zu erhöhen. Durch diese Methoden wird die Bandbreite effektiv erhöht und es ergibt sich ein optischdrahtloser Empfänger welcher beispielsweise ein 125Mbps OOK Signal übertragen kann und dennoch eine besonders große aktive Fläche hat. Somit eignet er sich für moderne Industriebus-Standards mit Datenraten von 100Mbps (125Mbps Baudrate).

Als Photodetektor (bzw. als ein oder mehrere optische Empfangsbauteile 310) kann beispielsweise eine PIN-Photodiode, eine Avalanche-Photodiode oder auch ein Sifizium- Photomultiplier eingesetzt werden. Es ist weiterhin denkbar mehrere Photodioden parallel zu schalten, um so die aktive Fläche zu erhöhen. So kann der Empfangspegel und damit das Link-Budget verbessert werden. Durch die Parallelschaltung summieren sich die Sperrschichtkapazitäten der Photodioden zwar, aber dies kann durch den Kompensationsschaltkreis 320 und die Verfahren zur induktiven Spitzengenerierung (induktive Pea- king Methoden) bis zu einem gewissen Grad kompensiert werden.

Fig. 7b und Fig. 7c zeigen alternativen bzw. mögliche Ergänzungen zu der Empfängerschaltung 140 in Fig. 7a.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel kann die induktive Koppelanordnung 340 einen Ab zweig-Schaltungspfad 345 aufweisen. Der Abzweig-Schaftungspfad 345 ist zwischen einen Schaltungsknoten, der elektrisch zwischen dem einen oder den mehreren optischen Empfangsbauteilen 310 und der Koppelspule 341 liegt, einerseits und ein Versorgungspotential oder ein Bezugspotential 346 andererseits gekoppelt. Der Schaltungspfad weist z. B. einen Widerstand 342 und/oder einen Kondensator 343 auf. Gemäß dem in Fig. 7b oder Fig. 7c gezeigten Ausführungsbeispiel zweigt der Abzweig-Schaltungspfad 345 zwischen einem Hochpass 330 und der Koppelspule 341 ab.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, ist die Koppelspule 341 ausgelegt, um zusammen mit dem Kondensator 343 des Abzweig-Schaltungspfades und/oder zusammen mit einer oder mehreren weiteren Kapazitäten einen ersten Schwingkreis zu bilden. Bei den weiteren Kapazitäten kann es sich z.B. um eine Koppelkapazität und/oder einer Kapazität der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile und/oder um eine Kapazität des Transistors der Kompensations-Schaltung handeln, wobei die Koppelkapazität z. B. zwischen einem Anschluss der einen oder mehreren optischen Empfangsbauteile und der Koppelspule geschaltet sein kann. Der Schwingkreis wirkt z. B. einem Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung entgegen. Eine Resonanzüberhöhung des ersten Schwingkreises und dessen Resonanzfrequenz können darüber hinaus beeinflusst werden, in dem z. B. eine weitere Kapazität eingefügt wird. Diese kann sich z.B. zwischen dem Steuereingang des Transistors 321 und einem Bezugspotential befinden oder direkt, wie in Fig. 7b und Fig. 7c gezeigt, an der Spule 341. Ein optionaler Widerstand 342 kann in Serie zu diesem zusätzlichen Kondensator 343 und dem Bezugspotential geschalten werden, um die Resonanzüberhöhung zu dämpfen.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel, wird die weitere Kapazität 343 bzw. der Abzweig- Schaltungspfad 345 zwischen Masse 346 und der Spule 341 bzw. Masse 346 und der Photodiode 311 bzw. Masse 346 und dem Steuereingang des Transistors 321 platziert. Die Spule kompensiert nun nicht nur die bereits vorhandenen Kapazitäten sondern auch noch diesen zusätzlichen Kondensator. Auf diese Weise, und durch einen optionalem Widerstand im Pfad der zusätzlichen Kapazität, kann die Resonanzüberhöhung und die Resonanzfrequenz des Schwingkreises effektiv eingestellt werden.

Somit kompensiert die induktive Koppelanordnung 340 die anliegenden Kapazitäten indem diese einen Schwingkreis schafft. Dieser Schwingkreis umfasst nähe-rungsweise, gemäß einem Ausführungsbetspiel: eine Eingangskapazität der Ver-stärkerschaltung 350 und eine Eingangskapazität der Kompensations-Schaltung 320 (z. B. Transistorkapazitäten Basis-Kollektor und Basis-Emitter) und eine Eingangskapazität (z. B. Kapazität 332) des Hochpasses 330 (die Kapazität 332 ist in der Regel um größere Ordnungen größer, z.B. 1nF, 10nF).

Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist die induktive Koppelanordnung 340 ausgelegt, um ein Maximum in einem Frequenzgang zu erzeugen, um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung 350 zumindest teilweise zu kompensieren. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist die Koppelspule 340 ausgelegt, um zusammen mit dem Kondensator 343 und einer oder mehreren weiteren Kapazitäten einen ersten Schwingkreis zu bilden. Eine Resonanzfrequenz des ersten Schwingkreises ist z. B. gewählt, um eine Wirkung einer Kapazität des einen oder der mehreren optischen Empfangsbauteile 310 zumindest teileweise zu kompensieren und/oder um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung 350 zumindest teilweise zu kompensieren. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist die induktive Koppelanordnung 340 ausgebildet, um zumindest teilweise eine Kapazität des Kondensators 332 des Hochpasses 330 zu kompensieren.

Hier ist z. B. von Bedeutung, wie wirksam eine Kapazität, wie z. B. der Kondensator 324 in Fig. 7a oder der Kondensator 343 in Fig. 7b oder Fig. 7c, in Bezug auf die Spule 341 ist. D.h. die Kapazität kann sich am Knoten zwischen Photodiode 311 und Basis des Transistors befinden und auf Masse 346 gehen (so ist es z. B. auch in Fig. 7a, wenn die Spule 325 nicht vorhanden ist). Sie kann genauso gut aber auch direkt an der Spule 341 angeordnet sein, wie in den neuen Figuren 7b und 7c dargestellt.

Grundsätzlich funktioniert die Schaltung zwar teilweise auch, wenn die Spule 325 vorhanden ist und der Kondensator zwischen Basis und Kollektor des Transistors geschalten wird, aber das führt zum Problem, dass die Spule 325 den Schwingkreis der Spule 340 beeinflusst. Wenn man hingegen die Kapazität 324 direkt von der Spule 340 (oder der Basis) auf Masse sieht, erzeugen Spute 325 und Spule 340 zwei unabhängige Peaks in der Gesamtübertragungsfunktion, die im Wesentlichen unabhängig voneinander verschoben werden können.

In Fig. 7c ist ein weiteres optionales Merkmal einer ersten Impedanzanordnung 322 der Kompensations-Schaltung 320 dargestellt. Im Gegensatz zu der in Fig. 7a und Fig. 7b dargestellten ersten Impedanzanordnung 322 sind der Kondensator 322b und der Widerstand 322a nicht parallel zueinander geschaltet. Nur der Kondensator 322b ist als Komponente bzw. Impedanzelement zwischen einen ersten Anschluss eines gesteuerten Pfads des Transistors und einen zweiten Anschluss der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile geschaltet. Zwischen dem Kondensator und dem ersten Anschluss des gesteuerten Pfads des Transistors zweigt der Widerstand 322a zu einer Vorspannung 380 oder zu einem Bezugspotential ab.

Die Kapazität 322b ist z. B. ausgelegt, um die Kapazität der Empfangselemente 310 zu kompensieren. Durch den NPN-Transistof 321 muss die Versorgungspannung 370 negativ gewählt werden. Das kann problematisch sein, wenn die Spannung kleiner als -10V oder gar -20 V wird (bspw. -30V). Für das Erzeugen derartiger negativer Spannungen sind die verfügbaren Komponenten recht teuer. Figur 7c zeigt wie man das Problem teilw. umgehen kann:

• Die Empfangselemente 310 werden z. B. mit einer positiven Vorspannung 370 betrieben, bspw. einen +30V DC/DC bekommt man ohne Probleme; die Photodiode 311 ist entsprechend verpolt.

• Die erste Impedanzanordnung 322 findet den Emitter des Transistors 321 z. B. kapazitiv über die Kapazität 322b mit der Photodiode 311. Der gesamte Gleichspannungsabfall findet z. B. über dieser Kapazität 322b statt. Der wesentliche Spannungsabfall findet z. B. auch über der Photodiode 311 statt. Die Problematik mit der ersten Impedanzanordnung 323 ist nun auch entspannt, es kann ein Widerstand 322a im kOhm Bereich verwendet werden • Der Widerstand 322a dient z. B. dazu den Arbeitspunkt des Transistors 321 einzustellen. Dazu wird der Widerstand 322a zwischen den Emitter des Transistors 321 und einer negativen Versorgungsspannung 380 geschalten. Da sich, vom Potential 380 aus gesehen, nun nur eine Reihenschaltung von 322a, Kollektor-Emitter von 321 (dem gesteuerten Pfad des Transistors 321) und optionaler Spule 325 ergibt, Reicht auch eine betragsmäßig kleine Gleichstrom-Vorspannung von bspw. -5V aus. Das Potential an der Basis wird z. B. durch den Hochpass 330 definiert, der die Basis über seinen Widerstand 331 an das Bezugspotential anschließt. Da der Gleichanteil im Bereich von mA und max. einigen wenigen mA ist, ist der Spannungsabfall über dem Widerstand in der Reget verhältnismäßig gering, so- dass sich eine entsprechende Spannung U _B E des T ransistors einstellt.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel kann die Empfängerschaltung 140 in Fig. 7a die erste Impedanzanordnung aus Fig. 7c und/oder die alternative induktive Koppelanordnung 340 aus Fig. 7b oder Fig. 7c.

Fig. 8 zeigt eine schematische Darstellung einer optisch-drahtlosen Kommunikationsstrecke, die einen erfindungsgemäßen optisch-drahtlosen Treiberschaltkreis 120 und einen optisch-drahtlosen Empfängerschaftkreis 140 aufweist. Der optisch-drahtlose Treiberschaltkreis 120 kann Merkmale und Funktionalitäten wie sie in Fig. 1, Fig. 5, Fig. 6a und Fig. 6b dargestellt sind, aufweisen. Der optisch-drahtlose Empfängerschaltkreis 140 kann Merkmale und Funktionalitäten, wie sie in Fig. 2 bis Fig. 4, und Fig. 6a bis Fig. 7 dargestellt sind, aufweisen.

Die hierin beschriebene optisch-drahtlose Kommunikationsstrecke kann ultra-violettes, sichtbares Licht und/oder infrarotes Licht zur Kommunikation nutzen.

Die vorliegende Erfindung beschreibt Schaltkreise für eine optisch-drahtlose Kommunikationsverbindung die eine bi-direktionale Datenübertragung im Vollduplex-Modus ermöglicht und damit kompatibel ist zu modernen Industriebus-Standards mit Datenraten von bis >100 Mbps (OOK). Diese Lösungsidee zeichnet sich durch ein großes Link-Budget aus, da kostengünstige LEDs als Sender (Emittern) und großer Photodioden als Detektor eingesetzt werden können. Sowohl der optisch-drahtlose Treiberschaltkreis 120 als auch der optisch-drahtlose Empfängerschaltkreis 140 (falls 360 kein Limiting-Verstärker ist) erlauben aber auch den Einsatz anderen Modulationstechniken wie RAM, OFDM oder andere.

Figur 8 zeigt eine optisch-drahtlose Kommunikationsverbindung für eine Richtung. Für eine bi-direktionale, voll-duplex Kommunikation steht eine weitere Kommunikationstrecke analog zur Verfügung. Die Kommunikationsstrecke stellt z. B. eine Echtzeitübertragungsstrecke dar, d.h. sie weist eine geringe Latenz auf. „Echtzeit“ bedeutet, dass eine definierte, maximale Übertragungslatenz nicht überschriten werden darf. Diese maximale Verzögerung kann, je nach Anwendung, maximal 1ms, 100ps, 10ps aber auch lys sein. Neben der Modulation wird dies wesentlich durch das Kommunikationsprotokoll bestimmt.

Das Signal 105 stellt ein Datensignal aus einem Netzwerk dar, welches in den optischdrahtlosen Transceiver eingespeist wird. Zunächst wird das Signal im optionalen Block 110 verarbeitet. Dieser Block 110 kann im realen System ein Media-Konverter sein, der das drahtgebundene Signal bspw. in ein OOK-moduliertes Signal konvertiert. Das verarbeitete Signal 115 wird im Anschluss in den optisch-drahtlosen Transmitter 120 des optisch-drahtlosen Transceivers eingespeist. Dieser triebt einen Strom analog zum verarbeiteten Signal 115. Die LED konvertiert den Strom in ein optisches Signal 125, weiches emittiert wird. Optional kann eine Sendeoptik 130a eingesetzt werden, die das optische Sichtfeld formt.

Auf der Gegenseite kann optional eine Empfangsoptik 130b eingesetzt werden, die beispielsweise eine optische Verstärkung das Signals zum Ziel hat. Der optisch-drahtlose Empfänger umfasst eine Photodiode mit großer, aktiver Fläche, welche das einfallende optische Signal 125 zunächst in einen Photostrom konvertiert. Im Anschluss wird das Signal mittels Transimpedanzverstärker in das Spannungssignal 145 überführt. Um das Spannungssignal 145 zu erhalten kann eine Empfängerschaltung, wie sie zuvor beschrieben, verwendet werden. Der optionale Block 150 kann nun dazu genutzt werden, die Daten weiter zu verarbeiten bspw. in dem er als Media-Konverter arbeitet. Das erzeugte Datensignal 155 wird dann wiederum in das Netzwerk eingespeist.

Das entscheidende bei den Schaltkreisen ist jeweils, dass die Komponenten und Methoden z. B. so aufeinander abgestimmt sind, dass das Tiefpassverhalten einer anderen Komponente durch Oberschwingen oder Kapazitätskompensation (Bootstrapping) kompensiert wird. So ist es möglich auch kostengünstige LEDs zu verwenden und allgemein den Verbindungshaushalt (das Linkbudget) zu erweitern. Dadurch wird ein praktisch sinnvoller Einsatz als drahtloser Echtzeit-Kommunikationslink möglich.

Fig. 9a zeigt ein Blockdiagramm eines Verfahrens 500 zum Ansteuern einer oder mehrerer optischer Senderbauteile, wie z.B. für eine Leuchtdiode oder eine Parallelschaltung von Leuchtdioden. Das Verfahren weist ein Bereitstellen 520 eines durch eine Eingangsgröße gesteuerten Stromes auf, wobei ein bei einer Einstellung 510 des Stromes verwendeter Regelkreis bei einer vorgegebenen Frequenz ein Maximum aufweist. Dadurch kann mit dem Verfahren 500 eine Tiefpasscharakteristik der einen oder mehreren optischen Senderbauteile bzw. der optoelektronischen Bauteile in einem Übertragungssystem zumindest teilweise zu kompensiert werden.

Fig. 9b zeigt ein Blockdiagramm eines Verfahrens 600 zum Empfangen eines optischen Signals unter Verwendung ein oder mehrerer optischer Empfangsbauteile zur optischen drahtlosen Kommunikation. Das Verfahren weist ein zumindest teilweises Kompensieren 610 einer Wirkung einer Kapazität des einen oder der mehreren optischen Empfangsbauteile auf. Optional wird diese Kompensieren 610 durchgeführt, indem eine Umladung der Kapazität beschleunigt wird 630, oder indem eine Schwankung einer Spannung über dem einen oder mehreren optischen Empfangsbauteilen verringert wird 640. Bei dem Kompensieren 610 wird z. B. ein Maximum in einem Frequenzgang erzeugt 620, um ein Tiefpassverhalten der Verstärkerschaltung zumindest teilweise zu kompensieren. Der Frequenzgang stellt z. B. ein Verhältnis zwischen einem Strom, der zu der Verstärkerschaltung hin geliefert wird, und einem optischen Eingangssignal an den ein oder mehreren optischen Empfangsbauteilen dar. Das Tiefpassverhalten ergibt sich typischerweise aus dem Zusammenwirken der mit einer Kapazität behafteten Photodiode (der ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile) und des Transimpedanzverstärkers (der Verstärkerschaltung). Ferner weist das Verfahren 600 ein Verstärken 650 auf, um basierend auf einem durch die ein oder mehreren optischen Empfangsbauteile gelieferten Strom ein verstärktes Ausgangssignal zu erhalten.

Obwohl manche Aspekte im Zusammenhang mit einer Vorrichtung beschrieben wurden, versteht es sich, dass diese Aspekte auch eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens darstellen, sodass ein Block oder ein Bauelement einer Vorrichtung auch als ein entsprechender Verfahrensschritt oder als ein Merkmal eines Verfahrensschrittes zu verstehen ist. Analog dazu stellen Aspekte, die im Zusammenhang mit einem oder als ein Verfahrensschrit beschrieben wurden, auch eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks oder Details oder Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung dar. Einige oder alle der Verfahrensschritte können durch einen Hardware-Apparat (oder unter Verwendung eines Hardware-Apparats), wie zum Beispiel einen Mikroprozessor, einen programmierbaren Computer oder eine elektronische Schaltung ausgeführt werden. Bei einigen Ausführungsbeispielen können einige oder mehrere der wichtigsten Verfabrensschritte durch einen solchen Apparat ausgeführt werden.

Je nach bestimmten Implementierungsanforderungen können Ausführungsbeispiele der Erfindung in Hardware oder in Software implementiert sein. Die Implementierung kann unter Verwendung eines digitalen Speichermediums, beispielsweise einer Floppy-Disk, einer DVD, einer Blu-ray Disc, einer CD, eines ROM, eines PROM, eines EPROM, eines EEPROM oder eines FLASH-Speichers, einer Festplatte oder eines anderen magnetischen oder optischen Speichers durchgeführt werden, auf dem elektronisch lesbare Steuersignale gespeichert sind, die mit einem programmierbaren Computersystem derart Zusammenwirken können oder Zusammenwirken, dass das jeweilige Verfahren durchgeführt wird. Deshalb kann das digitale Speichermedium computerlesbar sein.

Manche Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung umfassen also einen Datenträger, der elektronisch lesbare Steuersignale aufweist, die in der Lage sind, mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenzuwirken, dass eines der hierin beschriebenen Verfahren durchgeführt wird.

Allgemein können Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung als Computerprogrammprodukt mit einem Programmcode implementiert sein, wobei der Programmcode dahin gehend wirksam ist, eines der Verfahren durchzuführen, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Computer abSäuft.

Der Programmcode kann beispielsweise auch auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert sein.

Andere Ausführungsbeispiele umfassen das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren, wobei das Computerprogramm auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert ist.

Mit anderen Worten ist ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens somit ein Computerprogramm, das einen Programmcode zum Durchführen eines der hierin be- schriebenen Verfahren aufweist, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Verfahren ist somit ein Datenträger (oder ein digitales Speichermedium oder ein computerlesbares Medium), auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufgezeichnet ist. Der Datenträger, das digitale Speichermedium oder das computeriesbare Medium sind typischerweise gegenständlich und/oder nichtvergänglich bzw. nichtvorübergehend.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens ist somit ein Datenstrom oder eine Sequenz von Signalen, der bzw. die das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren darstellt bzw. darstetten. Der Datenstrom oder die Sequenz von Signalen kann bzw. können beispielsweise dahin gehend konfiguriert sein, über eine Datenkommunikationsverbindung, beispielsweise über das Internet, transferiert zu werden.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst eine Verarbeitungseinrichtung, beispielsweise einen Computer oder ein programmierbares Logikbauelement, die dahin gehend konfiguriert oder angepasst ist, eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst einen Computer, auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren installiert ist.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung umfasst eine Vorrichtung oder ein System, die bzw. das ausgelegt ist, um ein Computerprogramm zur Durchführung zumindest eines der hierin beschriebenen Verfahren zu einem Empfänger zu übertragen. Die Übertragung kann beispielsweise elektronisch oder optisch erfolgen. Der Empfänger kann beispielsweise ein Computer, ein Mobilgerät, ein Speichergerät oder eine ähnliche Vorrichtung sein. Die Vorrichtung oder das System kann beispielsweise einen Datei-Server zur Übertragung des Computerprogramms zu dem Empfänger umfassen.

Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein programmierbares Logikbauelement (beispielsweise ein feldprogrammierbares Gatterarray, ein FPGA) dazu verwendet werden, manche oder alle Funktionalitäten der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein feidprogrammterbares Gatterarray mit einem Mikroprozessor Zusammenwirken, um eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Allgemein werden die Verfahren bei einigen Ausführungsbeispielen seitens einer beliebigen Hardwarevorrichtung durchgeführt. Diese kann eine universell einsetzbare Hardware wie ein Computerprozessor (CPU) sein oder für das Verfahren spezifische Hardware, wie beispielsweise ein ASIC.

Die hierin beschriebenen Vorrichtungen können beispielsweise unter Verwendung eines H a rd wa re-Ap pa rats , oder unter Verwendung eines Computers, oder unter Verwendung einer Kombination eines H a rdwa re-Ap pa rats und eines Computers implementiert werden.

Die hierin beschriebenen Vorrichtungen, oder jedwede Komponenten der hierin beschriebenen Vorrichtungen können zumindest teilweise in Hardware und/oder in Software (Computerprogramm) implementiert sein. Die hierin beschriebenen Verfahren können beispielsweise unter Verwendung eines Hardware-Apparats, oder unter Verwendung eines Computers, oder unter Verwendung einer Kombination eines Hardware-Apparats und eines Computers implementiert werden.

Die hierin beschriebenen Verfahren, oder jedwede Komponenten der hierin beschriebe- nen Verfahren können zumindest teilweise durch Hardware und/oder durch Software ausgeführt werden.

Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen lediglich eine Veranschaulichung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung dar. Es versteht sich, dass Modifikationen und Variationen der hierin beschriebenen Anordnungen und Einzelheiten anderen Fachleuten einleuchten werden. Deshalb ist beabsichtigt, dass die Erfindung lediglich durch den Schutzumfang der nachstehenden Patentansprüche und nicht durch die spezifischen Einzelheiten, die anhand der Beschreibung und der Erläuterung der Ausführungsbeispiele hierin präsentiert wurden, beschränkt sei. Referenzen

[1] Patent: 2460950 (US2019082521 A): DRiVER APPARATUS, PureLiFi, 21.09.2017 12] Lee, Y.-C. et al.,„The LED Driver IC of Visible Light Communication with High Data

Rate and High Efficiency“, Proc. Of 2016 International Symposium on VLSI Design, Automation and Test (VLSi-DAT)

[3] Patent: 65463371 (W018138495A1) : OPTICAL WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM, PureLiFi [4] PHILIP C.D.HOBBS, “Photodiode Front Ends", in Optics & Photonics News, April

2001.

[5] Gien Brisebois, “Low Noise Amplifiers for Small and Large Area Photodiodes", in Analog Circuit Design /Design Note 399, pp. 905-906, December 2015.