本发明属于射频无线接收机集成电路技术领域 ， 涉及可工作于宽 带模式（ wideband mode )或正交模式 ( quadrature mode ) 的双模压控 振荡器（ Dual-Mode Voltage-Controlled Oscillator, DMVCO ) 、 以及使 用该 DMVCO的频率综合器和无线接收装置。 背景技术

随着无线通信技术的快速发展， 越来越多的无线通信设备进入到 人们的日常生活当中。 在这种背景下， 为了追求更快的数据传输率以 及更高的频谱利用率， 越来越多的无线通信标准出现在现在的空间环 境中。

图 1所示为目前空间环境中的一些通信标准的频� �分布。 例如， 移动通信是无线技术的最重要应用之一， 在目前广泛使用的第二代移 动通信 GSM ( Global System of Mobile Communication, 全球移动通信 系统）制式移动通信的基础上， 移动通信正在全面进入第三代移动通 信的时代。第三代移动通信标准包括中国标准 TD-SCDMA,欧洲标准 WCDMA以及北美标准 CDMA2000。 于是， 第二代移动通信与第三代 移动通信之间， 第三代移动通信不同标准之间， 不同频率、 不同制式 的支持移动通信的无线信号将在空间长期共存 。 同时， 随着人们对数 据高速无线传输方面的要求不断提高， 无线数据通信特别是无线宽带 数据通信技术也快速发展， 目前正广泛使用的通信标准有 Bluetooth (蓝牙） 和 Wi-Fi, 还有将来带宽更宽、 速度更快的通信标准 UWB ( Ultra Wideband, 超带宽） 等等。 无线导航应用也不例外， 全球定 位系统 GPS ( Global Positioning System, 全球定位系统） /伽利略 /北斗 等定位导航系统都在快速发展。 广播应用更是如此， DTMB ( Digital Television Terrestrial Multimedia Broadcasting,地面数字电视 多媒体 广播） 、 CMMB ( China Mobile Multimedia Broadcasting , 中国移动多 媒体广播） 、 DVB-H (手持数字多媒体广播）等国内和国际标准， 以 及行业标准都已经趋于成熟， 或正在产业化推进过程中。

在目前这种无线通信技术的发展趋势下， 一款能够支持多标准多

确 认 本 模式（即 Multi-Mode, 多模）的无线接收机就显得尤其重要， 这符合 软件定义无线电 （ Software-Defined Radio, SDR ) 这一无线电技术发 展的重要趋势， 可以大大提高无线接收机的可重构性。 因此， 现有技 术中尝试性提出了支持多模式、 可重构的无线电接收机。 然而， 为实 现这种无线电接收机， 一款宽频带范围的高性能频率综合器的设计是 关键之一；进一步，可以为该频率综合器提供 一个宽调谐范围（Tuning Range, TR ) 的正交本振信号以进行无线信号的调制与解调 的压控振 荡器 （ Voltage-Controlled Oscillator, VC0 )是技术的核心。

现在大多数的商用多模通信设备中， 支持多模式的无线接收机通 常是将各个通信模式的芯片分别集成在一块电 路板上。 这样的简单堆 砌， 将造成无线接收机的功耗、 重量和面积增加， 成本也大大增加。 因此， 无线接收机向多模、 单芯片式方向发展是必然趋势。

M. Ingels等人在 ESSCIRC 2007 (第 436-439页）发表的、题为 "A CMOS 100 MHz to 6 GHz Software Defined Radio Aanalog Front-end with Integrated Pre-Power Amplifier" 的文章中， 提出了一种宽频带的 频率综合器。该频率综合器使用单边带混频器 （ Single S ideband Mixer, SSBM ) 进行上变频操作来扩展频带， 并使用多个多相滤波器 （Poly Phase Filter, PPF ) 为单边带混频器 ( Single Sideband Mixer, SSBM ) 提供正交信号，然而为提高 PPF的工作频率范围， PPF的阶数必须增加， 势必会大大增加该频率综合器的功耗。

Davide Guermandi等人在 2005年 2月的 IEEE ISSCC Digest of Technical Papers上 (第 536-537页 )发表的、 题为 "A 0.75 to 2.2GHz Continuously-Tunable Quadrature VCO" 文章中， 提出了一种宽频带的 频率综合器。 该频率综合器同样使用 SSBM进行上变频操作来扩展频 带， 但通过使用正交压控振荡器 （ Quadrature Voltage-Controlled Oscillator, QVCO ) 为 SSBM提供正交信号。 但是 QVCO的调谐范围非 常有限， 并且功耗大、 谐波抑制能力差。

Pierluigi Nuzzo等人在 2008年 6月 "IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symp."论文集中 （第 303-306页） 的、 题为 "A 0.1 -5GHz Dual-VCO Software-Defined ΣΔ Frequency Synthesizer in 45nm Digital CMOS"文章中， 提出了一种宽频带的频率综合器。 在该 频率综合器中， 为了实现压控振荡器的宽调谐范围， 采用了两个分别 工作在高低两个不同频段的压控振荡器来覆盖 一个非常宽的调谐范 围。 但是， 这样的一种架构需要压控振荡器工作在所需频 率的两倍频 率处， 然后通过除二除法器（ Divider-by-2 )产生镜像来抑制接收机所 需要的正交信号。 由于高频除法器（有时还包括高频緩冲器）的 使用， 这种架构的频率综合器在高频段需要消耗大量 的功耗， 频率综合器的 带宽和功耗难以兼顾。 发明内容

为克服以上所述及的缺点或者其它缺点， 本发明提出一种既可工 作于宽带模式也可工作于正交模式的 DMVCO和频率综合器。

按照本发明的一方面， 提供一种双模压控振荡器， 其包括第一压 控振荡器单元和第二压控振荡器单元， 所述第一压控振荡器单元工作 于第一频段， 所述第二压控振荡器工作于第二频段， 所述第一频段与 所述第二频段之间具有交叠频段；

每个所述压控振荡器单元均包括正交耦合模块 ；

所述双模压控振荡器可操作地工作于宽带模式 或正交模式； 其中， 工作于所述宽带模式时， 仅通过第一压控振荡器单元或第 二压控振荡器单元产生相应频率的差分信号；

工作于所述正交模式时， 所述第一压控振荡器单元和第二压控振 荡器单元同时工作在所述交叠频段， 通过所述第一压控振荡器单元和 第二压控振荡器单元的正交耦合模块， 将所述第一压控振荡器单元与 所述第二压控振荡器单元耦合在一起， 并产生相应频率的正交信号。

按照本发明提供的双模压控振荡器的优选实施 例中， 所述第一压 控振荡器单元和第二压控振荡器单元在所述交 叠频段的频率调谐特 性基本相同。

较佳地， 每个所述压控振荡器单元还包括：

开关式电容阵列， 其用于控制所述第一压控振荡器单元和所 述第二压控振荡器单元在所述交叠频段内的相 应调谐曲线的所 在频率相同； 以及

开关式可变电容阵列， 其用于控制所述第一压控振荡器单元 和所述第二压控振荡器单元在所述交叠频段内 的相应调谐曲线 的调谐增益相同。 8

较佳地， 所述开关式电容阵列包括多个开关式电容单元 ， 每个开 关式电容单元对应控制所述交叠频段内的一奈 调谐曲线的所在频率。

较佳地， 所述开关式可变电容阵列包括多个开关式可变 电容单 元， 每个开关式可变电容单元对应控制所述交叠频 段内的一条调谐曲 线的调谐增益。

较佳地， 所述开关式电容阵列还包括多个采用二进制权 重的开关 式电容单元， 对应控制所述压控振荡器在所述交叠频段外的 调谐曲线 的所在频率。

在又一较佳实例中， 每个所述压控振荡器单元还包括：

具有线性化功能的固定式可变电容模块， 其用于控制所述第 一压控振荡器单元和所述第二压控振荡器单元 的调谐曲线的线 性度。

在还一较佳实例中， 每个所述压控振荡器单元还包括：

相移网络模块， 其用于提供基本为 90°的相移以降低所述第 一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元在所 述交叠频段对频 率失配及幅度失配的敏感性。

按照本发明提供双模压控振荡器的又一实施例 ， 每个所述压控振 荡器单元还包括片上电感和寄生电容。

较佳地， 每个所述压控振荡器单元还包括：

负阻模块， 其为所述压控振荡器单元的谐振腔提供振荡所 需 要的能量；

其中， 所述负阻模块包括两个相互交叉耦合的晶体管 以及第一电 流源阵列； 通过控制所述第一电流源阵列来调整流经所述 交叉耦合晶 体管的电流大小， 以控制所述第一压控振荡器单元或第二压控振 荡器 单元的输出信号幅度。

较佳地， 所述第一电流源阵列与所述交叉耦合的晶体管 之间设置 第一开关， 所述双模压控振荡器工作于宽带模式时， 控制所述第一开 关以选择所述第一压控振荡器单元和第二压控 振荡器单元中的任意 一个。

较佳地， 所述正交耦合模块包括两个正交耦合晶体管， 其中， 第 一压控振荡器单元 /第二压控振荡器单元中的每个所述正交耦合� �体 管的栅极与第二压控振荡器单元 /第一压控振荡器单元的所述谐振腔 的相应输出信号耦合。

较佳地， 每个所述压控振荡器单元中设置用于为所述正 交耦合晶 体管提供偏置电流的第二电流源阵列。

较佳地， 所述正交耦合晶体管与所述第二电流源阵列之 间设置第 二开关， 通过控制所述开关以实现所述双模压控振荡器 在所述宽带模 式和所述正交模式之间切换。

具体地， 所述第一频段基本为 3GHz至 4.8GHz, 所述第二频段基 本为 4GHz至 6GHz, 所述交叠频段基本为 4GHz至 4.8GHz。

按照本发明的又一方面，提供一种频率综合器 ， 包括本振发生器， 所述本振发生器包括：

以上所迷及的任意一种双模压控振荡器，

正交单边带混频器 ( Quadrature Single Sideband Mixer , QSSBM ) , 以及

一级或一级以上的除法器；

其中， 所述频率综合器可操作地工作于宽带模式或正 交模式； 工作于所述宽带模式时， 第一压控振荡器单元或第二压控振荡器 单元所产生差分信号通过所述除法器处理以产 生第一正交本振信号； 工作于所述正交模式时， 将正交耦合处理后输出得到的正交信号 和所述除法器所输出的正交信号输入至所述正 交单边带混频器进行 上变频处理以产生第二正交本振信号；

所迷第一正交本振信号用于覆盖频率相对低的 第一输出频段， 所 述第二正交本振信号用于覆盖频率相对高的第 二输出频段。

按照本发明提供的频率综合器的一实施例， 所述本振发生器还包 括第一级频率选通器和第二级频率选通器；

其中， 所述第一级频率选通器选择第一压控振荡器单 元或第二压 控振荡器单元所述输出的相应频率的差分信号 至所述除法器， 所述第 二级频率选通器选择任一所述除法器所输出的 正交信号以输出所述 第一正交本振信号。

较佳地， 所述第一输出频段可以基本为 0.4GHz至 3GHz， 所述第 二输出频段可以基本为 5 GHz至 6GHz。

按照本发明的再一方面， 提供一种无线接收装置， 其包括以上所 述及的任意一种频率综合器。 本发明的技术效果是， 频率综合器在覆盖较低输出频段 （例如

0.4-3GHZ ) 时， 频率综合器和 DMVCO工作于宽带模式， DMVCO工 作在相对较低的频率上， 因此频率综合器所使用的除法器和緩沖器的 功耗就能大大降低； 频率综合器在覆盖较高输出频段（例如 5-6GHz ) 时， 频率综合器和 DMVCO工作于正交模式， 利用 DMVCO中的两个 工作于交叠频段的压控振荡器来提供 QSSBM所需要的正交信号， 避 免了额外的 PPF和 QVCO的使用， 因此， 使用 DMVCO的频率综合 器结构并不复杂， 不但其输出频率范围可得到保证， 而且功耗并不增 加， 同时兼顾了输出频率范围和功耗的要求。 并且， 频率综合器中使 用的 QSSBM可以抑制混频时的镜像信号， 提高压控振荡器的频谱纯 度， 频率杂散性好。 附图说明

从结合附图的以下详细说明中， 将会使本发明的上述和其它目的 及优点更加完全清楚，其中，相同或相似的要 素采用相同的标号表示。

图 1是目前空间环境中的一些通信标准的频谱分� �；

图 2是按照本发明一实施例提供的宽带正交 DMVCO的结构示意 图；

图 3是图 2所示压控振荡器 A和 B的调谐曲线分布示意图； 图 4是按照本发明一实施例提供的频率综合器的� �振发生器的模 块结构示意图， 其压控振荡器使用如图 2所示的 DMVCO;

图 5是图 2所示的 DMVCO的工作原理示意图；

图 6是图 4所示频率综合器的频谱规划示意图；

图 7是图 2所示开关式电容阵列 120中所使用的开关式电容单元 的结构示意图；

图 8是图 2所示开关式可变电容阵列 130中所使用的开关式可变 电容单元的结构示意图；

图 9是图 2所示具有线性化功能的固定式可变电容模块 140的结 构示意图；

图 10是图 2所示的相移网络模块 150的结构示意图；

图 11是图 2所示实施例的 DMVCO在正交模式下输出信号的示 意图。 11 000658

具体实施方式

下面介绍的是本发明的多个可能实施例中的一 些， 旨在提供对本 发明的基本了解。 并不旨在确认本发明的关键或决定性的要素或 限定 所要保护的范围。 容易理解， 根据本发明的技术方案， 在不变更本发 明的实质精神下， 本领域的一般技术人员可以提出可相互替换的 其它 实现方式。 因此， 以下具体实施方式以及附图仅是对本发明的技 术方 案的示例性说明， 而不应当视为本发明的全部或者视为对本发明 技术 方案的限定或限制。

本文中， 宽带正交双模压控振荡器是指可分别地工作于 宽带模式 或正交模式的 DMVCO, 其中， "宽带模式" 是指对 DMVCO的其中 一个压控振荡器输出信号进行除法处理以产生 正交信号； "正交模 式，，是指将 DMVCO中的两个压控振荡器耦合在一起以产生正� ��信号。

在设计 VCO及频率综合器时， 必须兼顾考虑以下性能指标： 频 率范围 （即 VCO的调谐范围、 或频率综合器的输出频率范围） 、 相 位噪声、 频率杂散、 功耗以及芯片面积等。

图 2所述为按照本发明一实施例提供的宽带正交 DMVCO的结构 示意图。图 3所示为图 2所示的压控振荡器 A和 B的调谐曲线分布示 意图。 图 4所示为按照本发明一实施例提供的频率综合� �的本振发生 器的模块结构示意图， 其压控振荡器使用如图 2所示的 DMVCO。 图 5所示为图 2所示的 DMVCO的工作原理示意图， 图 6所示为图 4所 示频率综合器的频谱规划示意图。

参阅图 2所示， DMVCO 100包括工作在高频段的压控振荡器 A 和工作低频段的压控振荡器 B，压控振荡器 A和 B的电路结构基本相 同， 它们都包括相同部件， 以下将详细描述它们的各部件。 在该实施 例中 , 为支持各种通信标准协议， 通过 DMVCO中的两个 VCO以及 图 2中的频率选通器、除法器和正交单边带混频� �处理，实现 0.4-3GHZ 以及 5-6GHZ的调谐范围 （如图 4所示） ， 从而可以覆盖如图 1所示 的常见通信标准的频谙分布。

参阅图 2和图 3， 压控振荡器 A和 B分别包括片上电感 110a和

1 10b, 同时还包括在片上电感两端的寄生电容（图中 未示出） 。 压控 振荡器 A和 B分别在其所工作的频段范围内调谐产生如图 3所示的调 谐曲线； 明显地， 压控振荡器 A工作于高频段（High Band, HB ) , 压控振荡器 Β工作于低频段（Low Band, LB )。 在下文中， HB是指 4-6GHz的频率范围， LB是指 3-4.8GHZ的频率范围，二者在 4-4.8GHz 频率范围为交叠频段， 在附图中， VCO HB是指压控振荡器 A, VCO LB是指压控振荡器 ^ 需要说明是， 根据使用该 DMVCO的频率综 合器需要覆盖的目标频段（频率范围）， 可以设置压控振荡器 A和 B 工作于不同于以上实施例的其它频段。

继续如图 2所示， 在 LC谐振腔的两端并联负阻模块 160, 其用 来为压控振荡器 A或 B的谐振腔提供振荡所需要的能量。在该实施� � 中， 负阻模块 160包括两个相互交叉耦合的晶体管 Mn; 进一步， 负 阻模块 160还设置电流源阵列 161， 交叉耦合晶体管 Mn所流过的电 流受电流源阵列 161控制， 交叉耦合晶体管 Mn的栅极电压通过栅极 偏压 V _BIAS 控制并通过低通 RC滤波器来提供（如图 2中所示的 R _B 和 C _B ) ； 控制交叉耦合的晶体管 Mn所流过的电流大小使压控振荡器 A 或 B始终工作在电流受限区， 而不至于进入电压受限区、 或者不至于 由于电流太小而导致振荡幅度太小。 因此， 可以更好地平衡压控振荡 器 A/压控振荡器 B的性能和功耗。另外，在电流源阵列 161和交叉耦 合的晶体管 Mn之间设置开关 （例如， VCOA— EN, VCOB— EN ) ， 通过控 制该开关， 可控制相应的压控振荡器是否工作。

参阅图 2和图 4、 图 5和图 6， DMVCO工作于宽带模式时， 压控 振荡器 A 在 4-6GHz 调谐范围内产生差分信号， 压控振荡器 B 在 3-4.8GHZ调谐范围内产生差分信号， 压控振荡器 A (即 VCO HB )和 压控振荡器 B (即 VCO LB ) 中任意一个所述输出的差分信号可以被 频率综合器 10 中的除法器进行处理以产生相应频率的正交信 号。 在 该实施例中， 频率综合器 10 的频率选通器通过多路复用器实现， 第 一级的二选一多路复用器 （MUX2 ) 151 选择其中一路差分信号， 然 后通过多级除法器所形成的除法器链路模块 17 进行除法处理， 以生 成各个频段范围的正交信号。 在该实施例中， 除法器链路模块 17 中 的五个除法器（ 171至 175 )选择为电流模式逻辑（Current Mode Logic, CML )除 2除法器。 例如， 压控振荡器 A所产生的差分信号经过除法 器链路模块 17中的除法器 171处理后， 可产生 2-3GHz的正交信号； 压控振荡器 A所产生的差分信号经过除法器链路模块 17中的除法器 172和 173处理后，可产生 1-1.5GHZ的正交信号；压控振荡器 A所产 生的差分信号经过除法器链路模块 17中的除法器 172、 174和 175处 理后， 可产生 0.5-0.75GHZ的正交信号； 同样地， 压控振荡器 B所产 生的差分信号经过除法器链路模块 17中的除法器 171处理后， 可产 生 1.5-2.4GHZ的正交信号；压控振荡器 B所产生的差分信号经过除法 器链路模块 17中的除法器 172和 173处理后，可产生 0.75- 1.2GHz的 正交信号； 压控振荡器 B所产生的差分信号经过除法器链路模块 170 中的除法器 172、 174和 175处理后， 可产生 0.375-0.6GHz的正交信 号。 因此， 可以连续产生 0.4-3GHZ 的正交信号， 通过第二级的三选 一多路复用器 （MUX3 ) 153 选择其中一个除法器输出的正交信号， 从而可以生成如图 6所示的覆盖频段 0.4-3GHz的正交本振信号 （例 如， 如图 4所示的 LO_I或 LO_Q )。 需要说明的是， 在该实例中， 由 于压控振荡器 A和压控振荡器 B存在交叠频段，在除法器处理以后也 相应存在交叠频段 （例如， 1-1.5GHZ 频段与 0.75-1.2GHz 频段在 1-1.2GHZ存在交叠频段），此时可以选择使用压� ��振荡器 B除法处理 后的正交信号来覆盖该频段， 这样， 可以减小压控振荡器的功耗， 进 而降低频率综合器的功耗。

因此， DMVCO 100工作在宽度模式时， 频率综合器 10也工作在 宽带模式， 通过 MUX3 153 的选择输出， 频率综合器 10 可以覆盖 0.4-3GHZ的输出频率范围。 因此， 在输出 0.4-3GHZ频段内的正交本 振信号时，仅通过压控振荡器 A或者压控振荡器 B中的一个工作即可， 因此， 另一压控振荡器可以停止工作， 大大降低宽带模式下的功耗。 具体地， 可以通过控制电流源阵列和交叉耦合的晶体管 Mn之间设置 的开关 （例如， VCOA— EN, VCOB—EN ) 来实现。

另外， DMVCO还可以工作于正交模式。 现有技术中， QVCO可 以认为由两个完全相同的 VCO耦合而成， 即两个 VCO的结构基本相 同、 工作于相同频段范围并具有相同的频率调谐特 性， 因此， 两个 VCO之间可以耦合产生精准的正交输出。在本发 明中， 压控振荡器 A 和 B均工作于 4-4.8GHZ频段时， DMVCO工作于正交模式以使频率 综合器 10通过 QSSBM ( Quadrature Single Sideband Mixer, 正交单边 带混频器） 13产生 5-6GHZ的正交信号。 为了保证 QSSBM所输入的 正交信号的相位误差足够小 （相位误差越小越好） ， 需要使压控振荡 器 A和 B在交叠频段内的调谐曲线的所在频率和斜率� �可能一致，并 且需要使压控振荡器 A和 B在交叠频段内的输出信号的幅度尽可能一 致， 即总体来所， 在交叠频段内频率调谐特性尽可能相同。

为满足正交模式工作的要求， DMVCO 100的每个 VCO中设置正 交耦合模块。 如图 2所示， 在该实施例中， 压控振荡器 A和压控振荡 器 B工作于交叠频段时（4-4.8GHZ ) , 二者通过正交耦合模块进行正 交耦合输出， 此时 DMVCO可以基本等同于 QVCO。 具体地， 压控振 荡器 A和压控振荡器 B的正交耦合模块均包括两个正交耦合晶体管 Mc, 一个压控振荡器中每个正交耦合晶体管 Mc的栅极与另一个压控 振荡器的谐振腔的相应输出信号耦合； 例如， 如图 2所示， i+与 1+ 耦合， i_与 I-耦合， q+与 Q+耦合， q-与 Q-耦合， 从而可以实现压控振 荡器 A和压控振荡器 B之间的正交耦合。

进一步参阅图 2和图 3， 压控振荡器 A和压控振荡器 B中均设置 有开关式电容阵列 ( Switched Capacitor Array ) 120， 开关式电容阵列 120并联接入谐振腔。 如图 3所示， 在该实例中， 通过开关式电容阵 列 120，压控振荡器 A在 4-6GHz的调谐范围被划分为 32奈调谐曲线， 压控振荡器 B在 3-4.8GHz的调谐范围被划分为 32条调谐曲线。现有 技术中， 开关式电容阵列 120由采用二进制权重的开关式电容单元组 成（例如 5个开关式电容单元生成 2 ⁵ 条调谐曲线）。 并且， 压控振荡 器的振荡频率通过以下关系式 （ 1 ) 计算：

f 'vCO,n - ΙΓ ¹ ζ ~ (、1 ¹ ) 其中， f _v 。。, _n 为对应调谐曲线的频率， C _tol . _n 为谐振腔的总电容， 且 C, = C _{p +} C _{a n +} C _v , 其中， C _p 为总寄生电容（图 2中未示出） ， C _{a n} 为开 关式电容阵列 120的总电容， 为所有可变电容（例如， 图 2中所示的 开关式可变电容阵列 130和具有线性化功能的固定式可变电容模块 140 ) 。

因此， 如果全部采用二进制加权开关式电容单元来控 制每条调谐 曲线的频率， 那么交叠频段范围的调谐曲线之间的频率间隔 是难以相 等的， 从而难以保证两个 VCO在 4-4.8GHZ频段的频率调谐特性的频 率参数方面相等。为了在 4-4.8GHZ频段使两个 VCO的调谐曲线一致， 在该开关式电容阵列 120中， 并不全部使用采用二进制权重的开关式 电容， 而是基本由 16个开关式电容单元和 4个采用二进制权重的开 关式电容单元组成。 其中， 16 个开关式电容单元控制交叠频段的 16 条调谐曲线， 通过对每个开关式电容阵列 120中的每个开关式电容单 元进行设计控制， 可以保证在交叠频段中相邻两条调谐曲线的间 隔相 同， 即容易保证两个压控振荡器的输出频率相等。 另外， 在该实例中， 对应在交叠频段之外， 使用 4位二进制开关式电容以减小寄生效应。

图 7所示为图 2所示开关式电容阵列 120中所使用的开关式电容 单元的结构示意图。 如图 7所示， MIM电容（^通过中间的开关 （由 两个 NMOS管构成）控制，控制信号为 Dn，并通过上拉管（两个 PMOS 管构成）和下拉管（两个 NMOS管构成）提供偏置电平。 开关式电容 单元的具体结构不受图 7所示实施例限制。

继续参阅图 2和图 3 , 在交叠频段， 即使两个压控振荡器的输出 频率等， 还必须尽量保证两个压控振荡器的调谐增益 （tuning gain ) K _vco 相等， 在图 3中反映为相应调谐曲线的 "斜率"相同。 压控振荡 器 A或 B的调谐增益 （即调谐曲线的斜率） 通过以下关系式 （2 ) 计 算： 其中， K _vc „为相应调谐曲线的斜率， f _vc 。, _n 调谐曲线对应的频 率， C _t 。 _tn 为谐振腔的总电容， C _v 为可变电容， V _etrl 为压控振荡器 A或 B的控制电压。

传统的压控振荡器都采用物理上固定接入电感 电容谐振腔的固 定式可变电容（不具备线性化功能）来实现振 荡器的压控功能。 那么， 从关系式（2 ) 中， 不难发现， 当谐振腔的总电容 C _t 。 _t . _n 小的时候， 即压 控振荡器的振荡频率高的时候， 调谐曲线的斜率大； 当谐振腔的总电 容 C _t ^大的时候， 即压控振荡器的振荡频率低的时候， 调谐曲线的斜 率小。 为了抵消 C _tot . _n 的变化对压控振荡器调谐增益的影响， 压控振荡 器 A和压控振荡器 B中均设置开关式可变电容阵列 （ Switched Varactor Array ) 130, 开关式可变电容阵列 130并联接入谐振腔。

图 8所示为图 2所示开关式可变电容阵列 130中所使用的开关式可 变电容单元的结构示意图。 如图 8所示， 在该实例中， 开关式可变电 容阵列 130中包括 16个 （因关系式（2 ) 中的 n为 1至 16的任一整数） 如 图 8所示的开关式可变电容单元， 以分别对交叠频段的 16条调谐曲线 进行斜率调整。 当 0 增大时， 通过开关式可变电容单元 130的开关， 使更多的可变电容（Cv )接到 Vctrl端； 当 C _t ^减小时， 通过开关式可 变电容单元 130的开关， 減少接到 Vctrl端的可变电容（Cv ) 的数量， 从而实现对调谐曲线斜率的控制。因此，通过 开关式可变电容阵列 130 可以控制调谐增益 K _vco , 使压控振荡器 A和 B在交叠频段中的频率调 谐特性被一致地设计为固定的 K _vco 。 而且， 压控振荡器 A和 B的频率 调谐特性可被频段细调谐以补偿工艺、 电压、 温度（ Process, Voltage, Temperature, PVT ) 的波动。

需要说明的是， 开关式可变电容阵列 130中开关式可变电容单元 的具体结构不受本发发明图 8所示实施例限制。 例如， 每个开关式可 变电容单元还可以由 2个反型 MOS管 （I-MOS ) 可变电容组成， 其 可以通过开关转换实现频段细调谐、 或可以被连接到振荡器调谐电压 V _ctrl 以控制 VCO的调谐增益。

继续参阅图 2和图 3所示，正交耦合晶体管 Mc的偏置电流也采用如 图所示的电流源阵列 170来提供， 从而， 可以易于保证压控振荡器 A和 B在交叠频段的振荡幅度相同， 进一步使二者在交叠频段的频率调谐 特性更接近。 正交耦合晶体管 M c与电流源阵列 170之间可以设置开关 ( IQ_EN ) ， 通过控制该开关， 可以使 DMVCO在宽带模式和正交模 式之间切换。

继续参阅图 2和图 3所示，在以上实施例中，开关式电容阵列 120 和开关式可变电容阵列 130均为可数字式变化的电容阵列， 难以实现 对图 3所示的每条调谐曲线的连续调谐控制。 因此， 压控振荡器 A和 B上还均设置具有线性化功能的固定式可变电� �模块 140。

图 9所示为图 2所示具有线性化功能的固定式可变电容模块 140 的结构示意图。 结合图 2和图 9所示， 具有线性化功能的固定式可变 电容模块 140同样并联接入谐振腔， 固定式可变电容模块 140中， 通 过由电阻 R2构成的分压网络， 三个偏置点的可变电容 C _VAR 被分别偏 置在三个不同的偏置电压 （V _DD 、 V _DD /2 和 V _ss ) 上， 可变电容 C _VAR 和偏置点之间可以通过大电阻 R1进行隔离。 通过这样偏置后， 压控 振荡器 A和 B的相应调谐曲线的线性度可以得到大大提高� �

继续参阅图 2和图 3所示， 尽管通过开关式电容阵列 1 ² 0、 开关式 可变电容阵列 130和具有线性化功能的固定式可变电容模块 140可以 实现压控振荡器 A和 B在交叠频段的频率调谐特性基本相同， 即图 3所 示的调谐曲线在交叠频段比较接近； 但是，压控振荡器 A和 B在交叠频 段实现 QVCO的功能时， 对频率的失配和幅度的失配是非常敏感的， 为了降低对这些失配的敏感性，在压控振荡器 A和 B上还均设置有相移 网络模块 150, 图 10所示为图 2所示的相移网络模块 150的结构示意图。 在该实施例中， 使用了相移网络模块 150以后， 正交耦合晶体管 Mc的 大信号等效跨导可以通过以下关系式 （3 )计算： 其中， G _m — _Mc 为正交耦合晶体管 Mc的等效跨导， g _m — _Me 为正交耦合 晶体管 Mc的跨导， 1^为相移网络模块 150中的相移电阻， （^为相移网 络模块 150中的相移电容。

从关系式（3 ) 中可以看出， 将电阻 R _s 和 /或电容 C _s 调整至合适值， 就能提供一个接近 90。的相移。 所提供的相移能大大降低正交模式的 DMVCO对频率及幅度失配的敏感性，以至于正交� ��式的 DMVCO获得 更好的相位噪音性能并获得更精确的正交输出 信号。

参阅图 4和图 5， DMVCO 100工作于正交模式时， 压控振荡器 A 与压控振荡器 B同时工作在交叠频段， 并可以耦合在一起从而生成正 交信号。 图 11所示为图 2所示实施例的 DMVCO在正交模式下输出信号 的示意图。 其中， 正交模式下 DMVCO产生的正交信号 （分别为 I、 Q 两路）在图 11中示意性地给出。在频率综合器 10中，设置有 QSSBM 13 , 在频率综合器 10工作于正交模式时，将 DMVCO 100所输出的正交信号 与除法器 173输出的正交信号输入至 QSSBM 13， QSSBM 13进行上变 频处理， 从而可以输出 5-6GHz的正交本振信号。 因此， 如图 6所示， 频率综合器 10可以通过混频器（MIX )覆盖 5-6GHz的频段。 可以理解 的是， 在其它实施例中， 除法器链路中其它除法器所输出的正交信号 也可以输入至 QSSBM 13中。

由上述可知， 频率综合器在覆盖较低输出频段（例如 0. ⁴ - ³ GH _Z ) 时， 频率综合器和 DMVCO工作于宽带模式， DMVCO在相对较低频率 段调谐范围工作， 频率综合器所使用的除法器和緩冲器的功耗就 能大 大降低； 频率综合器在覆盖较高输出频段（例如 5-6GHz )时， 频率综 合器和 DMVCO工作于正交模式，利用 DM VCO中的两个工作于交叠频 段的压控振荡器来提供 QSSBM所需要的正交信号， 避免了额外的 PPF 和 QVCO的使用， 因此， 使用 DMVCO的频率综合器的结构并不复杂， 不但其输出频率范围可以得到保证， 而且功耗并不增加， 同时兼顾了 输出频率范围和功耗的要求。频率综合器中使 用的 QS SBM可以抑制混 频时的镜像信号， 提高压控振荡器的频谱纯度， 频率杂散性好。

需要说明的是， 以上实施例中对覆盖 0.4-3GHZ以及 5-6GHz频段 的频率综合器以及该频率综合器所使用的 DMVCO进行了说明， 本领 域技术人员根据以上教导和启示， 通过软件定义无线电的技术， 实现 对其它带宽范围的覆盖。 因此， 该发明 DMVCO、 频率综合器的可重 构性好。

进一步， 如图 4所示， 频率综合器 10中， 本振发生器一般地还包 括锁相环 （PLL )模块 （图中未示出） ， 锁相环模块可以用来控制并 稳定 DMVCO的输出频率。 应用图 4所示的频率综合器 10， 可以进一步 形成无线电接收装置（例如无线电接收机） ， 无线电接收装置所包括 的其它具体部件在此不再 详述。

以上例子主要说明了本发明的 DMVCO、 使用该 DMVCO的频率 综合器以及无线电接收装置。 尽管只对其中一些本发明的实施方式进 行了描述， 但是本领域普通技术人员应当了解， 本发明可以在不偏离 其主旨与范围内以许多其他的形式实施。 因此， 所展示的例子与实施 方式被视为示意性的而非限制性的， 在不脱离如所附各权利要求所定 义的本发明精神及范围的情况下， 本发明可能涵盖各种的修改与替 换。