第1の実施の形態.
 図1は第1の実施の形態に係る直接形電力変� �装置の概念的な構成の一例を示す。本直接� �電力変換装置は、複数の入力線ACLr,ACLs,ACLtと 、リアクトルLr,Ls,Ltと、コンデンサCr,Cs,Ctと� �電流形コンバータ1と、直流電源線L1,L2と、� �ランプ回路2と、電圧形インバータ3と、複数 の出力線ACLu,ACLv,ACLwとを備えている。

 入力線ACLr,ACLs,ACLtにはいずれも電源E1が接 続されている。電源E1は多相交流電源であっ� ��例えば3相交流電源である。電源E1は入力線A CLr,ACLs,ACLtの相互間に3相交流電圧を印加する� ��

 リアクトルLr,Ls,Ltの各々は入力線ACLr,ACLs,A CLt上にそれぞれ設けられている。

 コンデンサCr,Cs,Ctは入力線ACLr,ACLs,ACLtの相 互間に介在し、例えばY結線されている。即� �、コンデンサCr,Csは入力線ACLr,ACLsの間に直列 に接続されている。コンデンサCs,Ctは入力線A CLs,ACLtの間に直列に接続されている。コンデ� ��サCt,Crは入力線ACLt,ACLrの間に直列に接続さ� �る。これらは電流形コンバータ1の入力側に� ��けられ電圧源として機能する。他方、コン� ��ンサCr,Cs,CtはそれぞれリアクトルLr,Ls,Ltと共 にキャリヤ電流成分を除去するキャリヤ電流 成分除去フィルタを構成すると把握すること もできる。

 電流形コンバータ1は、複数のスイッチ素 子Sxp,Sxn(但し、xはr,s,tを代表する。以下、同� ��。)を有している。そして、当該複数のスイ ッチ素子Sxp,Sxnの選択動作によって、入力線AC Lr,ACLs,ACLtの間に印加される3相交流電圧を選� �的に直流電源線L1,L2の間に供給することで直 流電源線L1,L2に電流を流す。これによって、� ��流電源線L1を高電位側、直流電源線L2を低電 位側とする直流電圧が直流電源線L1,L2の間に� ��加される。

 図2は電流形コンバータ1の具体的な構成� �概念的な一例を示す。但し、図2においては1 つの相についての構成を示している。スイッ チ素子SxpはトランジスタTxpと高速ダイオード Dxpとを備えている。スイッチ素子Sxnはトラン ジスタTxnと高速ダイオードDxnとを備えている 。

 高速ダイオードDxpのアノードが入力線ACLx 側に、そのカソードが直流電源線L1側にそれ� ��れ接続されている。高速ダイオードDxnのア� ��ードが直流電源線L2側に、そのカソードが� �力線ACLx側にそれぞれ接続されている。

 トランジスタTxp,Txnは外部の信号を受けて その導通/非導通が選択される。トランジス� �Txp,Txnは当該信号を受けない状態で導通する� ��いわゆるノーマリーオン型のスイッチであ� ��。トランジスタTxpは入力線ACLxと高速ダイオ ードDxpのアノードとの間に設けられている。 トランジスタTxnは入力線ACLxと高速ダイオー� �Dxnのカソードとの間に設けられている。

 このような電流形コンバータ1において、 トランジスタTxp,Txnは、外部の信号に基づい� �、入力線ACLxと直流電源線L1との間の高速ダ� �オードDxpを介した導通/非導通、及び入力線A CLxと直流電源線L2との間の高速ダイオードDxn� ��介した導通/非導通を選択し、当該信号を受 けない状態で入力線ACLxを直流電源線L1,L2と導 通させるスイッチ部と把握できる。

 クランプ回路2はダイオードD1とクランプ� ��ンデンサCc1とを備えている。クランプコン� ��ンサCc1は直流電源線L1,L2の間で接続される� �ダイオードD1は、そのアノードが直流電源線 L1側に、そのカソードが直流電源線L2側に位� �し、クランプコンデンサCc1と直列に接続さ� �ている。

 クランプ回路2は、出力線ACLu,ACLv,ACLwに接� ��される誘導性負荷(例えばモータ)から電圧� �インバータ3を介して直流電源線L1を流れる� �流を自身に流して、誘導性負荷の誘導電流� �蓄積し、一定の電圧に保持する。

 電圧形インバータ3は、複数のハイアーム 側スイッチ素子Syp(但し、yはu,v,wを代表する� �以下、同様。)と、ローアーム側スイッチ素� ��Synを有している。以下では、単にスイッチ� ��子Syp,Synと呼ぶ。スイッチ素子Sypは直流電源 線L1と出力線ACLyとの間の導通/非導通を選択� �る。スイッチ素子Synは直流電源線L2と出力線 ACLyとの間の導通/非導通を選択する。そして� ��これら複数のスイッチ素子Syp,Synの選択動作 によって、直流電源線L1,L2の間の電圧を変換� ��て出力線ACLu,ACLv,ACLwに出力する。

 図3は電圧形インバータ3の具体的な構成� �概念的な一例を示す。但し、図3においては1 つの相についての構成を示している。スイッ チ素子SypはトランジスタTypと還流ダイオード Dypとを備えている。スイッチ素子Synはトラン ジスタTynと還流ダイオードDynとを備えている 。

 トランジスタTypのコレクタおよび還流ダ� ��オードDypのカソードは直流電源線L1に接続� �れている。トランジスタTynのエミッタおよ� �還流ダイオードDynのアノードは直流電源線L2 に接続されている。トランジスタTypのエミッ タおよびトランジスタTynのコレクタおよび還 流ダイオードDypのアノードおよび還流ダイオ ードDynのカソードは共通して出力線ACLyに接� �されている。

 トランジスタTyp,Tynはノーマリーオフ型の スイッチであって、例えば絶縁ゲートバイポ ーラトランジスタ(Insulated Gate Bipolar Transisto r、以下、IGBTと呼ぶ)である。

 このような直接形電力変換装置において� ��ダイオードD1はクランプコンデンサCc1に充� �された電圧の放電を阻害する。よって、本� �接形電力変換装置は、誘導性負荷へと電流� �供給するに際して、直流電源線L1,L2に平滑コ ンデンサやリアクトルなどの電力蓄積手段を 有さない直接形電力変換装置として機能する ことができる。なお、クランプ回路2は例え� �スイッチ素子Syp,Synを遮断した場合に生じる� ��圧形インバータ3からの電流を蓄積し、一定 の電圧に保持する。

 次に本直流形電力変換装置のクランプコ� ��デンサCc1の充電に関する作用について説明� ��る。

 トランジスタTxp,Txnはノーマリーオン型の スイッチであるので、外部から信号を受けて いない状態で電流形コンバータ1は整流回路� �して機能する。よって、例えば直接形電力� �換装置の起動前のようにトランジスタTxp,Txn� ��信号を受けていない状態で入力線ACLr,ACLs,ACL tに3相交流電圧が印加されると、クランプコ� ��デンサCc1に直流電圧が充電される。

 このとき、コンデンサCr,Cs,Ctとクランプ� �ンデンサCc1とは電流形コンバータ1を介して� ��互に接続されている。入力線ACLr,ACLs,ACLtに3� ��交流電圧が印加されると、クランプコンデ� ��サCc1とコンデンサCr,Cs,Ctには略同時に電圧� �印加される。よって、コンデンサCr,Cs,Ctの何 れにも電圧が充電されていない状態で、クラ ンプコンデンサCc1の充電を開始できる。従っ て、クランプコンデンサCc1の充電の開始に際 して、コンデンサCr,Cs,Ctからクランプコンデ� ��サCc1へと突入電流が流れることを防止でき� ��。

 また、コンデンサCr,Cs,Ctからクランプコ� �デンサCc1への突入電流を回避しつつも、ク� �ンプコンデンサCc1を充電するための専用の� �電回路が不要であるので、回路規模及び製� �コストを低減できる。

 また、図2においてはトランジスタTxp,Txn� �して接合型電解効果トランジスタ(Junction Fie ld Effect Transistor、以下、J-FETと呼ぶ。)を採� �している。J-FETはノーマリーオン型のスイッ チ素子であって、その構成がIGBTなどに比べ� �、簡易である。

 なお、従来ではトランジスタTxp,Txnとして ノーマリーオフ型のスイッチ素子を採用して いた。よって、従来ではノーマリーオン型の J-FETを採用するために、これとMOS-FET(metal-oxide -semiconductor field-effect transistor)とをカスコー� ��接続していた。図4は当該ハイブリッド素子 を示している。J-FET51とMOS-FET52とがカスコー� �接続されている。このようなハイブリッド� �子は上述した非特許文献3に記載されている� ��

 一方、本直接形電力変換装置ではトラン� ��スタTxp,Txnはノーマリーオン型のスイッチで あるので、トランジスタTxp,Txnとして簡易な� �成であるJ-FETをそのまま採用することができ る。これによって、製造コストの低減を招来 できる。また、トランジスタTxp,TxnとしてSiC� �GaN等のワイドバンドギャップ素子を採用す� �際に製作が容易な接合型電界効果トランジ� �タを適用することができる。これによって� �接形電力変換装置の高キャリヤ化による制� �性能および、変換効率を向上することがで� �る。

 図5は直接形電力変換装置の概念的な構成 の他の一例を示している。図1に示す直接形� �力変換装置と比較して、クランプ回路2の構� ��が相違している。

 クランプ回路2はクランプコンデンサCc1,Cc 2とダイオードD1~D3とを備えている。クランプ コンデンサCc1,Cc2は直流電源線L1,L2の間で相互 に直列に接続されている。クランプコンデン サCc2はクランプコンデンサCc1に対して直流電 源線L2側に設けられている。

 ダイオードD1は、クランプコンデンサCc1,C c2の間に設けられ、そのアノードがクランプ� ��ンデンサCc1に、そのカソードがクランプコ� ��デンサCc2にそれぞれ接続されている。ダイ� ��ードD2のアノードがクランプコンデンサCc2� �ダイオードD1との間に、そのカソードが直流 電源線L1にそれぞれ接続されている。ダイオ� ��ドD3のアノードが直流電源線L2に、そのカソ ードがクランプコンデンサCc1とダイオードD1� ��の間にそれぞれ接続されている。

 このようなクランプ回路2は次のように作 用する。電圧形インバータ3側に例えば誘導� �負荷が接続された場合、これに流れる負荷� �流は、その負荷力率に依存して、直流電源� �L1,L2の間の電圧に対して遅れる場合がある。 この場合には誘導性負荷から直流電源線L1へ� ��還流電流が流れる期間が存在し、クランプ� ��ンデンサCc1,Cc2は相互に直列状態で充電され る。このときの充電電圧(クランプコンデン� �Cc1,Cc2の一組の両端電圧)も負荷力率に基づい て決定される。他方、クランプコンデンサCc1 ,Cc2の各々の両端電圧が、直流電源線L1,L2の間 の電圧より上昇すると、クランプコンデンサ Cc1,Cc2は相互に並列状態で放電する。なお、� �ランプコンデンサCc1,Cc2は相互に直列状態で� ��電し、相互に並列状態で放電することから� ��放電電圧は充電電圧の1/2である。

 このような充放電動作によりクランプコ� ��デンサCc1,Cc2の電圧が平衡するように作用す る。

 以上のように、誘導性負荷からの還流電� ��を充電し、また放電して誘導性負荷へと再� ��供給することができるので、誘導性負荷を� ��率よく駆動できる。また、クランプ回路2は スイッチ素子等のいわゆるアクティブ素子を 必要としていないので、消費電力や製造コス トを低減できる。

 第2の実施の形態.
 図6は第2の実施の形態に係る直接形電力変� �装置の概念的な構成の一例を示す。図1に示� ��直接形電力変換装置と比較して、制御部4を 更に備えている。

 制御部4はクランプコンデンサCc1の両端と 接続され、クランプコンデンサCc1の両端電圧 を動作電源として用いる。制御部4は電流形� �ンバータ1(より具体的にはトランジスタTxp,Tx n)へと信号SSxp,SSxnを与え、電圧形インバータ3 (より具体的にはトランジスタTyp,Tyn)へと信号 SSyp,SSynを与える。

 トランジスタTxp,Txn,Typ,Tynはそれぞれ信号S Sxp,SSxn,SSyp,SSynに基づいてその導通/非導通が� �御される。

 このような直接形電力変換装置によれば� ��制御部4へと動作電源を与える整流回路を省 略できるので回路規模や製造コストを低減で きる。

 図7は直接形電力変換装置の概念的な構成 の他の一例を示す。但し、図7においてはク� �ンプ回路2よりも後段を省略して示している� ��図5に示す直接形電力変換装置と比較して、 クランプコンデンサCc1,Cc2の両端にそれぞれ� �抗R1、R2が接続されている。当該抵抗R1、R2は 制御部4を擬似的に抵抗として示したもので� �る。例えば、抵抗R1は制御部4のうち、コン� �ータ1側の制御部、抵抗R2はインバータ3側の� ��御部とすることができ、抵抗R1,R2でそれぞ� �示される制御部がほぼ等しい負荷となるよ� �選択することが望ましい。

 制御部4はクランプコンデンサCc1,Cc2の両� �電圧を動作電源として用いる。よって制御� �4へと動作電源を与える整流回路を省略でき� ��以て回路規模や製造コストを低減できる。

 第3の実施の形態.
 図8は第3の実施の形態に係る直接形電力変� �装置の概念的な構成の一例を示す。但し、� �8においてはクランプ回路2よりも後段を省略 して示している。図1に示す直接形電力変換� �置と比較して抵抗R3,R4、スイッチS1,S2を更に� ��えている。

 抵抗R3,R4は入力線ACLr,ACLs,ACLtの少なくとも 何れか二つに設けられている。例えば抵抗R3, R4は入力線ACLr,ACLt上に設けられている。

 これによって、クランプコンデンサCc1の� ��電に際して電源E1からクランプコンデンサCc 1へと流れる電流が抵抗R3,R4を介すので、電源 E1からクランプコンデンサCc1へと流れる突入� ��流を低減できる。よって、例えばクランプ� ��ンデンサCc1として電気容量の大きい電解コ� ��デンサを採用しても、突入電流が問題にな� ��ない。

 スイッチS1,S2は例えばノーマリーオフ形� �リレーであって、それぞれ抵抗R3,R4と並列に 接続されている。クランプコンデンサCc1が充 電された後にスイッチS1,S2を導通させること� ��、通常運転において抵抗R3,R4で生じる損失� �回避できる。

 なお、図8におけるクランプ回路2を、図5� ��示すクランプ回路2に置き換えてもよい。

 この発明は詳細に説明されたが、上記し� ��説明は、すべての局面において、例示であ� ��て、この発明がそれに限定されるものでは� ��い。例示されていない無数の変形例が、こ� ��発明の範囲から外れることなく想定され得� ��ものと解される。