Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung zur Lastgeradenmodulation von linearen Leistungsverstärkern.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Elektrische Schaltungen, auf die im Folgenden Bezug genommen wird, werden beispielsweise im Bereich der mobilen Telekommunikation dazu eingesetzt, ein analoges Nutzsignal von einem Sender zu einem Empfänger in einem Kommunikationsnetzwerk zu übertragen. Das Kommunikationsnetzwerk kann beispielsweise eine Vielzahl mobiler Geräte, wie z.B. Mobiltelefone oder Tabletcomputer umfassen. Bei dem Nutzsignal handelt es sich typischerweise um ein hochfrequentes, moduliertes Signal, das z.B. Sprach- oder Bildinformationen enthält. Ein einfaches Nutzsignal ist z.B. ein Audiosignal, welches von einem Mikrofon aufgenommen, von einer elektrischen Schaltung verarbeitet und schließlich von einer Antenne per Funk ausgestrahlt wird.

Aus dem Stand der Technik bekannte Schaltungen umfassen einen Signalübertragungspfad, über den das Nutzsignal in modulierter Form zum Ausgang der Schaltung (einer Antenne) übertragen wird, wobei im Signalübertragungspfad ein Leistungsverstärker angeordnet ist, der das modulierte Nutzsignal verstärkt. Um die elektrische Verlustleistung des Leistungsverstärkers möglichst gering zu halten, gibt es verschiedene Methoden, die im Folgenden kurz dargestellt werden.

Fig. 1 a zeigt eine aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung 1 zum Verstärken eines analogen Nutzsignals 2 in einem Kommunikationsgerät, mit einem Signalübertragungspfad 25, auf dem ein amplitudenmoduliertes Signal 3 geführt wird. Das eigentliche Nutzsignal 2 ist in der Einhüllenden des amplitudenmodulierten Signals 3 enthalten.

Ein im Signalübertragungspfad 25 angeschlossener linearer Leistungsverstärker 5 verstärkt das phasen- und amplitudenmodulierte Signal 3. Der maximale Signalpegel des modulierten Signals 3 am Eingang des Leistungsverstärkers 5 beträgt beispielsweise 1 V. Am Ausgang des Leistungsverstärkers 5 beträgt der maximale Signalpegel beispielsweise 20 V. Der Leistungsverstärker 5 ist mit seinem Versorgungseingang 31 an einer fixen Versorgungsspannung Vcc angeschlossen.

Fig. 1 b zeigt den Signalverlauf des verstärkten, modulierten Signals 3 sowie eine konstante Versorgungsspannung Vcc. Der schraffierte Bereich 35 markiert dabei die bei der Verstärkung entstehende Verlustleistung. Letztere ist etwa proportional zur Differenz zwischen der Versorgungsspannung Vcc und dem Signalpegel. Bei einem niedrigen Signalpegel ist die Verlustleistung folglich hoch und bei einem hohen Signalpegel eher gering. Wegen der Versorgung des Leistungsverstärkers mit einer konstanten Versorgungsspannung Vcc ergibt sich im zeitlichen Verlauf eine relativ hohe Verlustleistung. Der Leistungsverstärkers 5 hat daher einen entsprechend kleinen Wirkungsgrad, wobei unter dem Begriff „Wirkungsgrad“ das Verhältnis der Ausgangsleistung zur Versorgungsleistung des Leistungsverstärkers 5 angesehen wird.

Fig. 2a zeigt eine weitere aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung 1 zum Verstärken eines analogen Nutzsignals in einem Kommunikationsgerät, die nach dem Prinzip der „Signalpegel-Nachverfolgung“ (engl. „envelope tracking“) arbeitet. Die Schaltung 1 hat wiederum einen Signalübertragungspfad 25, auf dem ein amplitudenmoduliertes Nutzsignal 3 in Richtung einer Antenne (nicht gezeigt), geführt wird. Ein im Signalübertragungspfad 25 angeordneter linearer Leistungsverstärker 5 verstärkt das modulierte Signal 3 auf einen höheren Signalpegel. Im Unterschied zur Schaltung von Fig. 1 wird der Leistungsverstärker 5 aber nicht von einer festen, sondern von einer variablen Versorgungsspannung versorgt, die dem Signalpegel des modulierten Nutzsignals 3 folgt.

Die Schaltung 1 umfasst hierzu einen Einhüllendendetektor (engl. „Envelope Detector“) 32, der den Signalpegel des modulierten Signals 3 ermittelt und einen DC/DC-Wandler 33 ansteuert, der den Leistungsverstärker 5 mit einer variablen Versorgungsspannung versorgt. Bei kleineren Signalpegeln erzeugt der DC/DC- Wandler 33 eine niedrigere Versorgungsspannung Vcc und bei höheren Signalpegeln eine höhere Versorgungsspannung Vcc. Da die Spitzenwertermittlung mittels Envelope Detector 32 und die Anpassung der Versorgungsspannung Vcc an den Signalpegel eine gewisse Zeit benötigt, ist vor den Eingang des Leistungsverstärkers 5 ein Verzögerungsglied 34 geschaltet.

Fig. 2b zeigt den zeitlichen Verlauf des verstärkten amplitudenmodulierten Signals 3 sowie die am Versorgungseingang 31 des Leistungsverstärkers 5 anliegende Versorgungsspannung 36. Wie zu erkennen ist, folgt die Versorgungsspannung 36 dem Signalpegel des amplitudenmodulierten Signals 3 in geringem Abstand. Die vom Leistungsverstärker 5 erzeugten Verluste sind daher relativ gering und der Wirkungsgrad des Verstärkers vergleichsweise hoch.

Fig. 3a zeigt eine weitere aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung zum Verstärken eines analogen Nutzsignals 2, die nach dem Prinzip der Lastgeraden- Modulation (engl. „loadline modulation“) arbeitet. Die Schaltung 1 umfasst wiederum einen im Signalübertragungspfad 25 angeschlossenen Leistungsverstärker 5, der ein amplitudenmoduliertes Nutzsignal 3 linear verstärkt. Der Leistungsverstärker 5 wird von einer fixen Versorgungsspannung Vcc versorgt. Im Unterschied zur Schaltung von Fig. 2a wird hier allerdings nicht die Versorgungsspannung Vcc des Leistungsverstärkers 5, sondern die am Ausgang des Leistungsverstärkers 5 herrschende elektrische Last moduliert. Hierzu umfasst die Schaltung 1 einen Einhüllendendetektor 32, der den Signalpegel des modulierten Signals 3 ermittelt und in Abhängigkeit davon verschiedene steuerbare Kapazitäten 8, 9 (auch: Varaktoren) ansteuert. Dadurch verändert sich die am Ausgang des Leistungsverstärkers 5 herrschende Last bzw. deren

Impedanz in Abhängigkeit vom Signalpegel des amplitudenmodulierten Signals 3.

Fig. 3b zeigt den Verlauf des Kollektorstroms lc eines im Leistungsverstärker 5 enthaltenen Transistors über der Kollektor-Emitter-Spannung UCE des Transistors bei verschiedenen Steuerspannungen sowie eine Lastkennlinie 37 einer bestimmten, am Ausgang des Leistungsverstärkers 5 vorliegenden elektrischen Last. Wie zu erkennen ist, kippt die Lastkennlinie abhängig von der Impedanz der Ausgangslast. Bei Vollausteuerung wird dann bei einer bestimmten, fixen Kollektor-Emitter-Spannung UCE und einer steileren Lastkennlinie ein größerer Bereich von lc genutzt und es stellt sich dann im Mittel der höhere Strom am Betriebspunkt B2 ein. Bei flacherer Lastkennlinie stellt sich entsprechend ein Betriebspunkt B1 ein. Der Kollektorstrom lc des Transistors variiert somit abhängig von der Last bzw. dem Pegel des modulierten Nutzsignals 3. Entsprechend variiert auch die Ausgangsleistung des Verstärkers 5 abhängig vom Pegel des modulierten Nutzsignals 3. Schaltungen, die nach dem Prinzip der „loadline modulation“ arbeiten sind beispielsweise aus der US 7,202,734 B1 oder der US 10,122,326 B2 bekannt. Ein Nachteil der bekannten Schaltungen besteht jedoch darin, dass das Nutzsignal durch die Modulation der Last gestört wird.

Fig. 4a und 4b zeigen ein weiteres aus US 7,911 ,277 B2 bekanntes Verfahren und Schaltung zur adaptiven Anpassung von Leistungsverstärkern. Mithilfe des dort beschriebenen Verfahrens können sowohl Fehlanpassungen des Realteils als auch des Imaginärteils der Last durch Veränderung zweier Varaktoren behoben werden. Dabei werden in einem iterativen Prozess bei mit Detektoren gemessener Fehlanpassung des Imaginärteils beide Varaktoren um denselben Wert erhöht und danach bei vorhandener Fehlanpassung des Realteils ein Varaktor um einen bestimmten Wert erhöht, der zweite Varaktor um denselben Wert erniedrigt. Diese zwei Anpassungsschritte werden iterativ solange durchlaufen bis eine perfekte Anpassung erreicht ist, also jegliche Fehlanpassung eliminiert ist. Dabei werden bei jedem Iterationsschritt für die Imagninärteilanpassung (oberer Teil des Flusssdiagramms in Fig. 4a) eine Fehlanpassung des Realteils erzeugt, die mit steigender Iteration immer kleiner wird. Ebenso wird bei der Schleife zur Realteilanpassung eine Fehlanpassung des Imaginärteils erzeugt, der mit steigender Iteration immer kleiner wird. Fig. 5 zeigt beispielhaft den Verlauf der Anpassung über die durchlaufenen Iterationen startend mit der Fehlanpassung am Punkt P1 mit den Iterationen gemäß des Flussdiagramms aus Fig. 4a bis hin zur perfekten Anpassung am Punkt P7. Das wesentliches Ziel von US 7,911 ,277 B2 ist also eine Fehlanpassung zu detektieren und eliminieren. Eine Anwendung im Rahmen eines das Nutzsignal modulierende Systems ist dort nicht beschrieben und würde durch die in der Iteration auftretenden Fehlanpassungen erhebliche Signalverzerrungen erzeugen.

AUFGABE DER ERFINDUNG

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Schaltung zum Verstärken eines analogen Nutzsignals zu schaffen, die auch bei hohen Bandbreiten der Modulation effizient arbeitet und das Nutzsignal wenig stört. Bei dem zur Anwendung kommenden Prinzip der Lastgeradenmodulation von Leistungsverstärkern gilt es insbesondere

- die Amplituden- und Phasenabweichung des Nutzsignals (engl.: AM/AM conversion und AM/PM conversion) durch die Lastgeradenmodulation zu minimieren bzw. eliminieren

- die Intermodulationsprodukte, die bei der Modulation der für die Lastimpedanzmodulation verwendeten Varaktordioden zwangsläufig entstehen, zu unterdrücken

Gelöst wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung durch die im Patenanspruch 1 gegebenen Merkmale. Weitere Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Gemäß der Erfindung wird ein Kommunikationsgerät mit einer Schaltung zum Übertragen und Verstärken eines analogen Nutzsignals vorgeschlagen, umfassend:

- einen Signalübertragungspfad, über den das Nutzsignal in modulierter Form übertragen wird,

- einen im Signalübertragungspfad angeordneten Leistungsverstärker mit einem Eingang und einem Ausgang, der dazu dient, das Nutzsignal zu verstärken,

- eine am Ausgang des Leistungsverstärkers angeschlossene Lastmodulationsschaltung mit einem ersten und einem zweiten steuerbaren Kondensator, die beide am Signalübertragungspfad angeschlossen und gegen ein Referenzpotential geschaltet sind, wobei zwischen den beiden steuerbaren Kondensatoren eine Induktivität im Signalübertragungspfad angeordnet ist; und

- eine Steuerschaltung, die die beiden steuerbaren Kondensatoren gegenphasig und abhängig vom Nutzsignal so ansteuert, dass das Verhältnis der Kapazitätsänderung des ersten steuerbaren Kondensators zur Kapazitätsänderung des zweiten steuerbaren Kondensators dem Verhältnis von Ausgangsimpedanz zu Eingangsimpedanz der Lastmodulationsschaltung entspricht.

Gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung erzeugt die Steuerschaltung identische, aber gegenphasige Steuersignale für die beiden steuerbaren Kondensatoren. Die steuerbaren Kondensatoren bzw. Varaktoren müssen in diesem Fall so gewählt sein, dass bei einer betragsmäßig gleich großen Änderung der Steuersignale weiterhin die oben genannte Bedingung eingehalten wird, nämlich dass das Verhältnis der Kapazitätsänderung des ersten steuerbaren Kondensators zur Kapazitätsänderung des zweiten steuerbaren Kondensators dem Verhältnis von Ausgangsimpedanz zu Eingangsimpedanz der Lastmodulationsschaltung entspricht. Zu diesem Zweck können beispielweise zwei identische Varaktoren mit identischen Kapazitätskennlinien verwendet werden, wobei die beiden Varaktoren bei der Ansteuerung in unterschiedliche Bereiche der Kennlinie mit unterschiedlicher Steilheit gebracht werden. Gegebenenfalls wird einer der beiden Varaktoren durch einen zusätzlichen Kondensator ergänzt, um die Kapazität zu erhöhen oder zu senken und dadurch die obene genannte Bedingung zu erfüllen. Einer der steuerbaren Kondensatoren umfasst in diesem Fall z. B. einen Varaktor und einen zusätzlichen Kondensator und der andere steuerbare Kondensator den gleichen Varaktor. Unter Bezeichnung „steuerbarer Kondensator“ ist also eine Einheit zu verstehen, die wenigstens einen Varaktor und ggf. einen oder mehrere weitere Kondensatoren umfassen kann.

Gemäß einer anderen Ausführungsform können zwei verschiedene steuerbare Kondensatoren mit unterschiedlichen Kapazitätskennlinien (mit unterschiedlichen Steigungen) eingesetzt werden. In diesem Fall müssen die Steuersignal für die beiden steuerbaren Kondensatoren aber unterschiedlich sein (und außerdem gegenphasig), um die oben genannte Bedingung erfüllen zu können. Mit Kenntnis der Kapazitätskennlinien der steuerbaren Kondensatoren und dem Steuerbereich der Steuersignale kann der Fachmann die Steuerschaltung problemlos so einrichten, dass die oben genannte Bedingung erfüllt wird.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist am Ausgang des Leistungsverstärkers eine steuerbare Induktivität angeschlossen, gefolgt von der vorstehend genannten Lastmodulationsschaltung, die mithilfe von steuerbaren Kondensatoren die Lastgeradenmodulation erzeugt.

Die steuerbare Induktivität wird von der Steuerschaltung vorzugsweise so angesteuert, dass der Induktivitätswert der steuerbaren Induktivität dem Produkt des Induktivitätwerts der zwischen den beiden steuerbaren Kondensatoren angordneten Induktivität multipliziert mit dem Verhältnis des Kapazitätswertes des zweiten steuerbaren Kondensators zum Kapazitätswertes des ersten steuerbaren Kondensators entspricht.

Die Steuerschaltung zum Ansteuern der steuerbaren Kondensatoren erzeugt vorzugsweise ein dem Nutzsignal entsprechendes Steuersignal und ein dem invertierten Nutzsignal entsprechendes Steuersignal. Eines der Steuersignale liegt vorzugsweise an einem Anschluss (z. B. Anode oder Kathode) des ersten steuerbaren Kondensators und das zweite, invertierte Steuersignal am gleichen Anschluss (z. B. Anode oder Kathode) des zweiten steuerbaren Kondensators.

Die Steuerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform umfasst vorzugsweise einen nicht-invertierenden Operationsverstärker dessen Ausgang mit einem Anschluss des ersten steuerbaren Kondensators verbunden ist, und einen invertierenden Operationsverstärker, dessen Ausgang mit einem Anschluss des zweiten steuerbaren Kondensators verbunden ist. Dadurch werden die beiden steuerbaren Kondensatoren gegenphasig angesteuert.

Gemäß einer ersten Variante sind der Eingang des nicht-invertierenden Operationsverstärkers und der Eingang des invertierenden Operationsverstärkers über wenigstens eine Einhüllendendetektorschaltung am Signalübertragungspfad angeschlossen. Die Einhüllendendetektorschaltung dient vorzugsweise dazu, aus dem vom Signalübertragungspfad abgeleiteten modulierten Nutzsignal ein Steuersignal zu erzeugen.

Gemäß einer anderen Variante sind der Eingang des nicht-invertierenden Operationsverstärkers und der Eingang des invertierenden Operationsverstärkers mit einer Basisbandschaltung verbunden, welche das Nutzsignal in seinem natürlichen Spektrum (dem Basisband) bereitstellt. Bei der Basisbandschaltung kann es sich beispielsweise um einen Basisband-Chip handeln, wie er in den meisten herkömmlichen mobilen Kommunikationsgeräten integriert ist. Das vom Basisband-Chip erzeugte Basisbandsignal kann den beiden Operationsverstärkern direkt als Eingangssignal bzw. Steuersignal zugeführt werden, das von den Operationsverstärkern verstärkt und dann zur Steuerung der beiden steuerbaren Kondensatoren genutzt wird.

Die Lastmodulationsschaltung enthält in einer ersten Ausführungsform wenigstens zwei steuerbaren Kondensatoren (auch: Varaktoren). Vorzugsweise sind sowohl der erste als auch der zweite steuerbare Kondensator am Signalübertragungspfad angeschlossen und gegen ein Referenzpotential, insbesondere Masse, geschaltet, wobei zwischen den beiden steuerbaren Kondensatoren eine Induktivität im Signalübertragungspfad angeordnet ist.

Die Steuerschaltung gemäß einer speziellen Ausführungsform der Erfindung umfasst vorzugsweise einen Operationsverstärker, dessen Ausgang sowohl mit dem ersten als auch mit dem zweiten steuerbaren Kondensator verbunden ist und der an seinem Ausgang ein dem nicht-invertierten oder invertierten Nutzsignal entsprechendes Steuersignal für beide steuerbaren Kondensatoren bereitstellt. Dabei wird einer der beiden steuerbaren Kondensatoren gegen ein negatives Referenzpotential, z.B. Erde, der andere gegen ein positives Referenzpotential geschaltet, so dass eine Erhöhung der Spannung des Nutzsignals bei einem Kondensator eine Erhöhung der Kapazität, beim anderen eine Erniedrigung der Kapazität zur Folge hat womit die Gegenphasigkeit der Kapazitätsänderungen wieder hergestellt ist.

In wenigstens einem Signalpfad, über den das vom Operationsverstärker erzeugte Steuersignal zu einem der steuerbaren Kondensatoren übertragen wird, ist vorzugsweise eine Drossel angeschlossen.

Auch bei der Steuerschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform (die nur einen Operationsverstärker aufweist, der ein einziges Steuersignal erzeugt), kann das Nutzsignal, das dem Operationsverstärker an seinem Eingang zugeführt wird, entweder vom Signalübertragungspfad abgeleitet oder von einer Basisbandschaltung erhalten werden.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die Erfindung wird nachstehend anhand der beigefügten Zeichnung beispielhaft näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1a eine Prinzipschaltskizze einer aus dem Stand der Technik bekannten Verstärkerschaltung mit einem Leistungsverstärker, der mit einer konstanten Versorgungsspannung versorgt wird;

Fig. 1 b den Signalverlauf eines vom Leistungsverstärker von Fig. 1a ausgegebenen modulierten Nutzsignals sowie die am Leistungsverstärker anliegende Versorgungsspannung;

Fig. 2a ein schematisches Schaltbild einer aus dem Stand der Technik bekannten Verstärkerschaltung, die nach dem Prinzip des „Envelope Tracking“ arbeitet;

Fig. 2b den Signalverlauf eines vom Leistungsverstärker von Fig. 2a ausgegebenen modulierten Nutzsignals im Verhältnis zu der am Leistungsverstärker anliegenden Versorgungsspannung;

Fig. 3a ein schematisches Schaltbild einer aus dem Stand der Technik bekannten Verstärkerschaltung, die nach dem Prinzip der „Lastgeraden-Modulation“ arbeitet;

Fig. 3b verschiedene Verläufe einer Lastkurve in Abhängigkeit von der am Ausgang des Leistungsverstärkers der Schaltung von Fig. 3a vorliegenden elektrischen Last;

Fig. 4a das Flussdiagramm aus dem Verfahren zur Lastanpassung aus dem Stand der Technik von US 7,911 ,277 B2;

Fig. 4b eine Anpassungschaltung vorgeschlagen im Stand der Technik US 7,911 ,277 B2;

Fig. 5 den beispielhaften Ortskurvenverlauf der Eingangsimpedanz der Lastmodulationsschaltung nach Anwendung des in US 7,911 ,277 B2 vorgeschlagenen Prinzips; Fig. 6 die grundsätzliche Lastmodulationsschaltung mit zwei Varaktoren gegen Masse und einer Längsinduktivität;

Fig. 7 den Ortskurvenverlauf der Eingangsimpedanz der Lastmodulationsschaltung aus Fig. 6 für verschiedene Abschlusswiderstände Rout

Fig. 8 den Phasenverlauf von S21 der Lastmodulationsschaltung aus Fig. 6 für verschiedene Abschlusswiderstände Rout;

Fig. 9 die um die steuerbare Induktivität (50) erweiterte Lastmodulationsschaltung aus Fig. 6;

Fig. 10a den Phasenverlauf von S21 der Lastmodulationsschaltungen aus Fig. 6 und 9 für Rout = 50 Ohm;

Fig. 10b den Ortskurvenverlauf der Eingangsimpedanz der Lastmodulationsschaltungen aus Fig. 6 und 9 für Rout= 50 Ohm;

Fig. 11 eine einfache Kennlinie eines steuerbaren Kondensators (Varaktors) mit der Abhängigkeit der Kapazität von der Steuerspannung;

Fig. 12 das Spektrum mit Trägerfrequenz und parasitären Seitenbändern im Abstand der Modulationsfrequenz;

Fig. 13 eine Schaltung zum Verstärken eines analogen Nutzsignals gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 14 beispielhaft eine detaillierte Implementierung der

Lastmodulationsschaltung 7 aus Fig. 13; Fig. 15 eine Schaltung zum Verstärken eines analogen Nutzsignals gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung unter Verwendung der steuerbaren Induktivität 50;

Fig. 16 eine weitere Ausführungsform einer Schaltung zum Verstärken eines analogen Nutzsignals mit einer alternativen Steuer- und Lastmodulationsschaltung;

Fig. 17 eine Variante bei der die Steuersignale für die steuerbaren Kondensatoren direkt aus dem Basisbandsignal gewonnen werden;

Fig. 18 eine CV-Kennlinie eines Varaktors mit einem typischen exponentiellen Verlauf;

Fig. 19 und 20 Funktionen c1/c2 und (Cin/Cout) ² in Abhängigkeit der Steuerspannung zur Überprüfung der Bedingung von Gleichung (3).

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG

Bezüglich der Erläuterung der Figuren 1a, 1 b, 2a, 2b, 3a, 3b, 4 und 5 wird auf die Beschreibungseinleitung verwiesen.

Fig. 13 zeigt eine Schaltung 1 zum Verstärken eines analogen Nutzsignals 2, die nach dem Prinzip der „Lastgeraden-Modulation“ (Loadline Modulation) arbeitet. Die Schaltung 1 dient im Wesentlichen dazu, ein Nutzsignal 2, das auf einem Signalübertragungspfad 25 geführt wird und das beispielsweise Audio- oder Videosignale enthalten kann, zu verstärken und über eine Antenne 19 auszusenden. Die dargestellte Schaltung kann im Prinzip in jedem beliebigen Kommunikationsgerät wie z.B. einem Mobiltelefon, Tabletcomputer oder Laptop integriert sein. Die Verstärkerschaltung 1 umfasst einen im Signalübertragungspfad 25 angeschlossenen Leistungsverstärker 5, an dessen Ausgang 6 eine Lastmodulationsschaltung 7 angeschlossen ist, deren Impedanz in Abhängigkeit vom Signalpegel des am Eingang der Schaltung 1 zugeführten Nutzsignals 2 gesteuert wird. Nach der Lastmodulationsschaltung 7 folgt ein Filter 18 und eine Antenne 19, über die das Nutzsignal 2 ausgesendet wird.

Im dargestellten Ausführungsbeispiel umfasst die Lastmodulationsschaltung 7 zwei gesteuerte Kondensatoren 8, 9 (Varaktoren), die jeweils mit einem ihrer Anschlüsse an den Signalübertragungspfad 25 angeschlossen und mit ihrem anderen Anschluss gegen Masse geschaltet sind. Zwischen den beiden Varaktoren 8, 9 befindet sich eine Induktivität 49.

Zur Ansteuerung der beiden Varaktoren 8, 9 ist eine Steuerschaltung 28 vorgesehen, die im Wesentlichen dazu dient, den beiden Varaktoren 8, 9 ein dem Nutzsignal 2 entsprechendes Steuersignal 40 bzw. ein invertiertes Steuersignal 41 zuzuführen. Der Eingang der Steuerschaltung 28 ist über einen Knoten 29 am Signalübertragungspfad 25 angeschlossen und umfasst eine Einhüllendendetektorschaltung 10, die das Nutzsignal 2 aus dem amplitudenmodulierten Nutzsignal 3 zurückgewinnt. Hierzu umfasst die Einhüllendendetektorschaltung 10 eine Gleichrichterkomponente mit einer oder mehreren Dioden 11 sowie eine RC-Filterschaltung mit einem Widerstand 12 und einem gegen Masse geschalteten Kondensator 13. Am Ausgang der Filterschaltung 12, 13 sind ein nicht-invertierender Operationsverstärker 14 und ein invertierender Operationsverstärker 15 angeschlossen, die jeweils einen Eingang 21 bzw. 23 und einen Ausgang 22 bzw. 24 haben. Die Eingänge der Operationsverstärker 14, 15 sind jeweils mit dem Signalausgang der Einhüllendendetektorschaltung 10 verbunden und erhalten entsprechend das aus dem Signal 3 abgeleitete Nutzsignal 2. Der nicht-invertierende Operationsverstärker 14 erzeugt an seinen Ausgang ein entsprechendes, nichtinvertiertes Steuersignal 40 und der invertierende Operationsverstärker 15 ein invertiertes Steuersignal 41 . Der Ausgang 22 des nicht-invertierenden Operationsverstärkers 14 ist ferner mit dem Anschluss 16 des Varaktors 8, und der Ausgang 24 des invertierenden Operationsverstärkers 15 mit dem Anschluss 17 des Varaktors 9 verbunden. Durch die vorstehend beschriebene Ansteuerung der Varaktoren 8, 9 verändert sich die Impedanz der Lastmodulationsschaltung in Abhängigkeit vom Signalpegel des Nutzsignals 2, wodurch die Lastkurve, wie in Fig. 3b gezeigt, moduliert wird.

Varaktoren 8, 9, wie sie in der Lastmodulationsschaltung 7 von Fig. 13 eingesetzt werden, haben eine Kapazitätskennlinie, d.h. die Kapazität verändert sich mit der am Varaktor 8, 9 abfallenden Spannung. Durch die Modulation der Kapazität werden Mischprodukte erzeugt was dazu führt, dass dem auf dem Signalübertragungspfad 25 geführten modulierten Nutzsignal 3 zur eigentlichen Trägerfrequenz fc auch Modulations-Nebenprodukte fTräger-fModuiation bzw. fTräger+fModuiation hinzugefügt werden, die das eigentliche modulierte Nutzsignal 3 stören. Die vorgeschlagene Schaltung zur Unterdrückung dieser unerwünschten Nebenprodukte wird im Folgenden detailliert beschrieben.

Fig. 6 zeigt dazu zunächst eine einfache Lastmodulationsschaltung in Pi- Konfiguration mit zwei Varaktoren 8 und 9 als Shuntelemente und einer Induktivität 49 als Serienelement, wie sie ähnlich in US 7,911 ,277 B2 beschrieben wird. Die Resonanzfrequenz dieser Schaltung ergibt sich zu

Das Verhältnis von Eingangs- zu Lastimpedanz ergibt sich bei hinreichend hohen Güten zu Durch Veränderung von Cin und Cout kann also bei festem Lastwiderstand Rout die Eingangsimpedanz Rin variiert werden. Dazu werden sogenannte Varaktoren genutzt. Fig. 11 zeigt den einfachsten Fall einer Varaktorkennlinie, bei dem die Kapazität linear von der anliegenden Spannung abhängt und damit beschrieben werden kann wie folgt:

Bei einer einfachen Modulation mit einem Sinussignal der Frequenz toi ergibt sich die Kapazität des Varaktors zu

Wird nun ein Trägersignal U=Ut*sin(co2*t) an den Varaktor angelegt, ergibt sich entsprechend der grundsätzliche Ladungsgleichung am Kondensator l= dQ/dt ein Strom von

Neben dem eigentlichen Trägersignal ergeben sich also Mischprodukte wie die unerwünschten Seitenbänder im Abstand der Modulationsfrequenz col um die Trägerfrequenz wie in Fig. 12 verdeutlicht. Ist die Modulationsfrequenz klein gegenüber der Trägerferquenz, was in den üblichen Anwendungen der Fall ist, können die Störströme der erzeugten Seitenbänder vereinfacht dargestellt werden wie Der durch den Varaktor 8 erzeugte Störstrom teilt sich am Knoten 51 in Fig. 6 und fließt bei gegebener Anpassung zur Hälfte zum Eingang der Schaltung, die andere Hälfte gelangt über die Lastmodulationsschaltung entsprechend der Impedanztransormation an den Lastwiderstand Rout und ergibt sich dort zu

Für den durch den Varaktor 9 mit einer Kennliniensteigung c2 erzeugten Störstrom

I2 ergibt sich analog

Für die gewollte Auslöschung der Störströme und -frequenzen müssen 11 und I2 entgegengesetzt gleich groß sein so dass sich bei identischen Amplituden Um der Modulationssignale an den beiden Varaktoren 8 und 9 das Verhältnis der Kennliniensteigungen c1/c2 der Varaktoren 8 und 9 im jeweiligen Betriebspunkt ergibt wie

Figur 18 zeigt am Beispiel einer typischen exponentiellen Kennlinie eines Varaktors unterschiedliche Steigungen der Kennlinie in unterschiedlichen Betriebspunkten. Die effektiven Kapazitäten Cin, Cout der Varaktoren 8 und 9 müssen sich also gegenphasig und entsprechend dem Impedanzverhältnis (Rout/Rin) ändern, um bei der gewünschten Lastimpedanzmodulation keine störenden Intermodulationsprodukte zu erzeugen. Dabei kann das Verhältnis der Kapazitätsänderungen durch unterschiedliche Betriebspunkte der Varaktoren, durch unterschiedlich hohe Ansteuersignale 40 und 41 oder durch Einsatz von Varaktoren mit entsprechend unterschiedlich steilen Kennlinien oder durch Kombination von von allen drei Maßnahmen erreicht werden. Das resultierende amplitudenmodulierte Nutzsignal 3 wird dann durch die Lastmodulationsschaltung 7 nicht bzw. nur unwesentlich gestört.

Fig 15 zeigt eine zweite Ausführungsform der Erfindung, in der gegenüber der ersten Ausführungsform aus Fig. 13 zusätzlich eine steuerbare Induktivität 50 zwischen dem Verstärker 5 und der Lastmodulationsschaltung 7 angeordnet ist. Der Vorteil dieser Ausführungsform besteht in einem verbesserten Übertragungsverhalten bei niedrigen Lastwiderständen Rout.

Wie oben erwähnt, wird die Eingangsimpedanz der Lastmodulationsschaltung 7 rein reell, wenn die reaktive Pi-Schaltung nur sehr schwach mit dem Lastwiderstand Rout belastet wird, Rout also sehr hohe Werte hat. Bei niedrigen Eingangs- und Ausgangsimpedanzen, wie sie bei Leistungverstärkern regelmäßig vorkommen, ergibt sich jedoch eine Abweichung von der ein reellen Last.

Fig. 7 zeigt die durch Änderung der Kapazitäten Cout und Cin erzeugte Änderung der Eingangsimpedanz für verschiedene Ausgangsimpedanzen Rout, wobei eine deutliche Abweichung von der gewünschten rein reellen Eingansimpedanz bei niedrigem Rout zu sehen ist.

Einhergehend damit ist eine Variation des Phasengangs der Übertragungsfunktion S21 , wie in Fig. 8 gezeigt. Für verschiedene Rout wird hier wiederum Cin und Cout zur Lastmodulation variiert wobei sich bei niedrigen Rout, wie z.B 50 Q, unerwünschte Phasengänge ergeben.

Zur Vermeidung dieser Phasenabweichungen der Parameter S11 und S21 wird eine steuerbare Induktivität 50 am Eingang hinzugefügt wie in Fig. 15 gezeigt. Wird die Induktivität dimensioniert wie so werden die Phasenabweichungen von S11 und S21 perfekt kompensiert. Fig 10a und 10b stellen gegenüber wie sich bei einem Rout von 50 Q S11 bzw die Phase von S21 mit und ohne die zusätzliche steuerbare Induktivität am Eingang verhalten.

Da steuerbaren Induktivitäten nur schwer realisierbar sind werden sie in der Praxis durch eine Parallel- oder Serienschaltung einer Festinduktivität und einem Varaktor erzeugt.

Nach der Lastmodulationsschaltung 7 folgt schließlich noch ein Filter 18 und die bereits genannte Antenne 19, über die das Nutzsignal 2 schließlich ausgesendet wird.

Fig. 14 zeigt die detaillierte Implementierung der Schaltung 1 aus Fig.13. Hierbei sind die Varaktoren 8 und 9 über Serienkondensatoren 42 und 43 am Signalübertragungspfad 25 angeschlossen was eine einfachere Dimensionierung der Schaltung erlaubt. Die Ausgänge der Operationsverstärker 14 und 15 sind über Drosseln 46 und 47 mit den Varaktoren verbunden, um das Hochfrequenz- Signal and den Varaktoren 8, 9 von den Operationsverstärkern 14, 15 zu entkoppeln.

Fig. 16 zeigt eine weitere Ausführungsform einer Verstärkerschaltung 1. Hier wird die Gegenphasigkeit der unerwünschten Mischprodukte durch Umpolung des zweiten Varaktors erreicht, womit die Schaltung insgesamt vereinfacht wird. Dabei wird der Varaktor 45 kathodenseitig mit einer positiven Versorgungsspannung Vbatt 48 verbunden. Eine Erhöhung des Steuersignals 40 bewirkt also am Varaktor 44 eine Erhöhung dessen Steuerspannung, am Varaktor 45 jedoch eine Erniedrigung der Steuerspannung, womit wieder die Gegenphasigkeit erzeugt wird.

Mobile Kommunikationsgeräte wie z.B. Mobiltelefone oder Tabletcomputer enthalten üblicherweise einen sogenannten Basisbandchip, der das Nutzsignal in seinem natürlichen Frequenzspektrum - dem Basisband - erzeugt. Das Basisbandsignal bzw. Nutzsignal 2 muss daher nicht aus dem modulierten Nutzsignal 3 zurückgewonnen, sondern kann den beiden Operationsverstärkern 14 und 15 direkt zugeführt werden wie in Fig. 17 gezeigt. Die Funktionsweise und der übrige Aufbau der Schaltung 1 von Fig. 17 sind identisch wie bei der Schaltung von Fig. 13, so dass auf die dortige Beschreibung verwiesen wird.

Beispiel

Folgendes Beispiel soll exemplarisch zeigen wie sich die für die

Störstromauslöschung vorgegebenen Bedingungen und daraus folgend mit üblichen Varaktoren erreichen lassen, für den Fall dass beide Varaktoren mit gleichen (aber gegenphasigen) Steuersignalen angesteuert werden.

Figur 18 zeigt für das angenommene Beispiel eines üblichen Varaktors 8, 9 den Verlauf der Kapazität über der Steuerspannung (Kapazitätskurve bzw. CV-Kurve). Wie zu sehen ist, hat die Varaktorkennlinie den typischen exponentiellen Verlauf. Gewählt wurde ein Aussteuerbereich für die einhüllende Modulationsspannung Um von 0-3V, also +/- 1 ,5V um eine mittlere Spannung von 1 ,5V. Ebenfalls markiert sind die Steigungen der Kennlinien bei den Spannungen 0V und 3V. Die beschriebene gegenphasige Ansteuerung der beiden Varaktoren 8, 9 bedeutet ausgehend von der mittleren Spannung 1 ,5V für einen Varaktor (z. B. 8) eine Erhöhung der Spannung um z.B. 1 ,5V auf 3,0V, während gleichzeitig die Spannung am anderen Varaktor (z. B. 9) von 1 ,5V auf 0V erniedrigt wird.

In einem ersten Schritt wird überprüft, inwieweit die Gleichung (3) über dem Aussteuerbereich erfüllt wird. Zur Vereinfachung dieses Beispiels werden identische Varaktoren 8, 9 angenommen. Figur 19 zeigt entsprechend Gleichung (3) Kurven für c1/c2 und (Cin/Cout) ² . Deutlich ist die Abweichung der beiden Kurven zu sehen. Eine Störstromauslöschung ist also wegen Verletzung der Gleichung (3) nicht im gesamten Aussteuerbereich (zwischen 0 V und 3 V) gegeben.

Eine Anpassung kann beispielsweise durch eine Veränderung der Kapazität Cin oder Cout eines der steuerbaren Kondensatoren bzw. Varaktoren 8, 9 erfolgen. Der einfachste Fall ist eine Verschiebung einer der beiden CV- Kurven in y- Richtung. Dies entspricht der Addition einer Festkapazität zu der ursprünglichen exponentiellen CV-Kennlinie. In der Realität haben am Markt erhältliche Varaktoren solche Festkapazität durch parasitäre Kapazitäten, z.B. parasitäre Gehäuse-Kapazitäten, bereits integriert. Eine Feinanpassung kann durch eine zusätzliche Festkapazität in Parallelschaltung zum Varaktor erreicht werden.

Figur 20 zeigt wiederum die Werte für c1/c2 und (Cin/Cout) ² , jetzt mit einer parallel zum Varaktor eingefügten Festkapazität von 1 ,5pF. Es wird eine perfekte Übereinstimmung und damit Störstromauslöschung erreicht.

Durch richtige Wahl des eingesetzten Varaktors und ggf. zusätzlicher Beschaltung mit einer Festkapazität kann also die gewünschte Störstromauslöschung erreicht werden.