RECEPTEUR NUMERIQUE LARGE BANDE DE MESURE DE FREQUENCE

L'invention concerne plus précisément un récepteur très large bande destiné à la mesure instantanée de la fréquence de signaux reçus (ou interceptés) par le récepteur notamment dans le domaine des fréquences radar.

Les récepteurs destinés à la détection de signaux radioélectriques de type radar (ou télécommunications) sont notamment utilisés dans le domaine de la guerre électronique. Ces types de récepteurs comportent des fonctions de mesure de fréquence instantanée et du niveau du signal reçu.

Le problème technique qui se pose pour des tels récepteurs est de mesurer la fréquence des signaux interceptés avec :

- une bonne sensibilité ; la puissance de bruit intrinsèque à un récepteur large bande instantanée impose de travailler avec un rapport signal à bruit très faible, voir négatif, pour obtenir la sensibilité requise,

- une durée de mesure, et donc d'intégration, faible ; le but étant de caractériser des émissions radar dont la durée d'impulsion peut être très courte,

- des mesures des signaux interceptées à une cadence élevée ; le but est d'associer les mesures de fréquence et de niveau pour caractériser les signaux interceptés avec une bonne résolution temporelle,

- un récepteur de mesure à faible coût et de faible volume ; une amélioration importante dans ce domaine permet, par exemple dans des systèmes de détection, de multiplier le nombre de récepteur par système et donc d'améliorer les performances du système sans grever ni le prix ni le volume du système.

Les récepteurs de l'état de l'art fonctionnant à des très hautes fréquences comportent généralement des étages d'entrée analogiques suivis d'étages de traitement numérique du signal.

Un principe de fonctionnement d'un récepteur de l'état de l'art permettant une mesure instantanée de la fréquence du signal reçu désigné par « fréquencemètre à échantillonnage spatial » est basé sur la création d'un régime d'ondes stationnaires, à partir du signal reçu, dans une ligne de propagation et de mesurer la position des nœuds et des ventres répartis le

long de cette ligne de propagation, la périodicité des nœuds et des ventres donne une mesure grossière de la fréquence du signal reçu.

La figure 1 représente un principe de récepteur de l'état de l'art montrant une façon pratique d'obtenir ce régime d'ondes stationnaires.

Un signal reçu se(t), après amplification analogique, est réparti par un répartiteur de puissance 10 vers deux sorties du répartiteur. Chaque signal s1 (t) et s2(t) aux deux sorties du répartiteur 10 est appliqué, l'un s1 (t) à une entrée E1 d'une ligne analogique L1 de propagation et l'autre s2(t) à une entrée E2 d'une autre ligne analogique L2 de propagation, les deux lignes analogiques étant orientées selon un axe XX'. L'autre ligne analogique L2 comporte en série une ligne à retard Lr. Les deux lignes L1 et L2 sont connectées par leur sortie S.

Le signal si (t) se propage sur la ligne L1 dans le sens croissant des x selon cet axe XX'. Un autre signal signal s2(t-τ) obtenu à partir du signal s2(t) retardé de τ par la ligne à retard Lr est injecté par la ligne L2 à l'autre extrémité S de la ligne L1 et se propage sur la ligne L1 dans le sens des x décroissants. Il en résulte un régime d'ondes stationnaires Ost le long de la ligne de propagation L1 produisant des nœuds et des ventres de tension dont la périodicité fournit une mesure grossière de la fréquence F du signal reçu par le récepteur.

Les positions des nœuds et des ventres sont détectées par une rangée Rd de diodes détectrices disposées le long des de la ligne L1 dont les signaux de sortie font l'objet d'un traitement de signal analogique 20 puis numérique 22 fournissant cette mesure de fréquence F grossière de pulsation ω.

La position des nœuds et des ventres s'exprime par l'expression

2ωx

₈ {x) = k.A: l + cos + φ avec / = φ Vo π.τ

La position des nœuds et des ventres (donc le terme φ) donne une mesure fine de la fréquence, mais ambiguë. g(x) est échantillonné le long de la ligne de propagation L1. Une transformée de Fourier discrète permet d'extraire la mesure grossière de

fréquence et la mesure fine ambiguë. Les compromis de précision nécessaires à la levée de l'ambiguïté doivent être réalisés.

Dans un autre principe de fonctionnement du récepteur de l'état de l'art dit « auto-corrélateur à ligne à retard », l'idée est de mesurer directement la différence de phase φ induite par une ligne à retard 30 de retard τ.

La figure 2 représente cet autre principe d'un récepteur de l'état de l'art pour la mesure de fréquences du signal reçu.

La mesure de déphasage entre le signal reçu s(t) et le signal reçu retardé de τ s(t-τ) est effectuée par un mélangeur de type BLU 32 (bande latérale unique) recevant par une entrée de mélange 34 le signal reçu s(t) et par une autre entrée de mélange le signal s(t-τ) retardé de τ. On en déduit la fréquence du signal F _mθSUr é _θ :

Fmesurée - -

2π.τ

La phase est mesurée à 2π près. Pour obtenir une mesure non ambiguë dans un domaine de fréquence donnée, la longueur de ligne (retard τ) est limitée. En revanche, pour une erreur de phase donnée, plus τ est grand, plus la mesure de fréquence est précise. Pour obtenir la précision de fréquence requise sans ambiguïté, il est nécessaire d'utiliser simultanément plusieurs lignes à retard. La ligne la plus longue donne la précision, la, où les autres lignes, permettent de lever les ambiguïtés

Les récepteurs de l'état de l'art mettant en ouvre ces solutions pour mesurer la fréquence du signal reçu comportent des inconvénients notamment :

- un volume et un coût important ;

- utilisent des fonctions analogiques donc soumises à des dérives telles que :

• variations des retards en fonction de la température,

• Imperfections des mesures de niveau (solution échantillonnage spatial) ;

• imperfections des mesures de déphasage (solution auto-correlateur à ligne à retard).

Par conséquent, il est nécessaire, dans ces solutions de l'état de l'art, de recourir à des réglages et des étalonnages pour compenser ces dérives

analogiques et améliorer la précision et la fidélité des mesures de fréquence. Ceci contribue, en outre, à augmenter le coût de ces solutions et limiter la précision

Les solutions de l'état de l'art ne sont pas adaptés à une extraction de la modulation de phase du signal. En effet un saut de phase sur le signal incident n'est visible que pendant un transitoire de durée correspondant au temps de propagation dans la ligne à retard. Cette durée étant très faible, l'exploitation de l'information est difficile.

Pour pallier les inconvénients des récepteurs de mesure de fréquence de l'état de l'art, l'invention propose un récepteur hyperfréquences configuré pour la mesure de la fréquence F du signal hyperfréquences reçu par le récepteur, dans une bande de fréquences dont la fréquence maximale est Fmax, caractérisé en ce qu'il comporte N étages numériques E1 , E2,...Ek,...EN de mesure de fréquence fournissant N mesures de fréquence ambiguës Fm1 , Fm2, ...Fmk,....FmN du signal reçu, le signal reçu étant échantillonné, dans chaque étage numérique, à une respective fréquence d'échantillonnage Fe1 , Fe2,...Fek,...FeN, le récepteur comportant en outre un dispositif de levée d'ambiguïté recevant les N mesures de fréquence et fournissant la fréquence F du signal reçu et en ce que chaque étage Ek (k nombre entier compris entre 1 et N) numérique de mesure de fréquence comporte :

- un convertisseur analogique numérique un bit attaqué directement par le signal hyperfréquence reçu par le récepteur, chaque convertisseur fournissant un signal numérique réel à une fréquence d'échantillonnage Fek,

- des moyens de calcul pour effectuer une transformée de Fourier discrète (TFD) à partir des échantillons en sortie du convertisseur un bit,

- au moins un détecteur de maximum de raie de la transformée de Fourier discrète fournie par les moyens de calcul.

Dans une réalisation préférentielle du récepteur, les respectives fréquences d'échantillonnage Fe1 , Fe2,...Fek,...FeN des convertisseurs analogique numérique un bit des étages du récepteur sont inférieures à la fréquence maximale Fmax de la bande du récepteur

Un principal objectif de cette invention est de réduire le coût et le volume du récepteur.

Un autre objectif est de pouvoir obtenir au prix d'une complexité plus grande des performances supérieures à celle de récepteurs de l'état de l'art.

Le principe du récepteur selon l'invention est basé sur une numérisation du signal reçu dès l'entrée du récepteur dans la très large bande de réception du récepteur. Cette numérisation comprend la quantification (discrétisation de l'amplitude du signal) et l'échantillonnage (discrétisation en temporel).

Dans le récepteur selon l'invention, la fréquence est la seule information traitée, la quantification en amplitude du signal reçu s'effectue sur un seul bit, ce qui est équivalent à une quantification en phase sur deux états.

En pratique la numérisation du signal reçu est effectuée par une bascule D dont la bande passante couvre au moins la bande hyperfréquence Fmax, ce qui est actuellement possible avec les technologies disponibles sur le marché.

Un autre aspect important de l'invention réside dans le fait que l'échantillonnage numérique du signal reçu s'effectue à une fréquence bien inférieure à la fréquence maximale pouvant être reçue par le récepteur.

En traitement numérique du signal, la règle de base est le respect du théorème de Shannon. Il serait possible d'échantillonner à une fréquence compatible avec le théorème de Shannon mais le coût et l'encombrement du récepteur seraient plus importants. En effet, une fréquence d'échantillonnage très élevée entraîne une complexité de l'interface entre la bascule D d'échantillonnage et le circuit numérique, ainsi qu'un volume très important du traitement numérique.

Une des idées de base de la présente invention d'utiliser une fréquence d'échantillonnage du signal reçu par le récepteur nettement inférieure à celle nécessaire au respect du théorème de Shannon. Il en découle des ambiguïtés dues au repliement de spectre étant donné qu'à une fréquence mesurée Fmk (ou fournie par un étage Ek de mesure de fréquence du récepteur) correspond à plusieurs fréquences F1 , F2,... Fp possibles à l'entrée du récepteur.

La figure 3 illustre ce problème d'ambiguïté des différentes fréquences possibles F1 , F2,... Fp en entrée du récepteur pour une fréquence mesurée Fmk.

L'invention sera mieux comprise à l'aide d'exemples de réalisation de récepteurs de mesure de fréquence selon l'invention en référence aux figures annexées dans les quelles :

- la figure 1 , déjà décrite, représente un principe d'un récepteur de l'état de l'art pour la mesure de fréquences du signal reçu ;

- la figure 2, déjà décrite, représente un autre principe d'un récepteur de l'état de l'art pour la mesure de fréquences du signal reçu ;

- la figure 3, déjà décrite, illustre le problème d'ambiguïté des différentes fréquences possibles en entrée du récepteur ;

- la figure 4 représente un synoptique d'un récepteur de mesure de fréquence, selon l'invention ;

- la figure 5 montre un synoptique d'un fréquencemètre numérique Ek du récepteur ;

- la figure 6 montre une représentation dans le temps des transformées de Fourier TFDi-1 et TDFi du fréquencemètre Ek ;

- la figure 7, représente les racines unité W* ⁿ .

La figure 4 représente un synoptique d'un récepteur de mesure de fréquence, selon l'invention, du signal reçu. Le récepteur comporte :

- un amplificateur Amp large bande pour adapter le signal se(t) reçu par l'antenne aux étages numérique de mesure de fréquence ;

- N étages numériques E1 , E2,...Ek,...EN de mesure de la fréquence (ou fréquencemètre) du signal reçu s(t) en sortie de l'amplificateur Amp, chaque étage fournissant respectivement, à partir du signal reçu s(t) appliqué à une entrée Efk du fréquencemètre, une fréquence de mesure Fmk (avec k indice de la voie de mesure de fréquence, ou du fréquencemètre, prenant les valeurs entières de 1 à N), chaque étage effectuant un échantillonnage du signal s(t) appliqué son entrée Efk à une respective fréquence d'échantillonnage Fe1 , Fe2,...Fek,...FeN ;

- un dispositif 40 pour lever les ambiguïtés sur les fréquences mesurées Fmk par les différents étages numériques de mesure de fréquences E1 , E2,...Ek,...EN fournissant une valeur vraie Fmesure de la fréquence du signal reçu par le récepteur.

Chacun des fréquencemètres E1 , E2,...Ek,...EN fournit à une respective sortie Sfk une mesure de fréquence Fmk exprimée par :

pour le fréquencemètre E1 , FmI = + /- (Fx-Kl* FeI) pour le fréquencemètre Ek , Fmk = +l- (Fx-Kk *Fek) pour le fréquencemètre EN , FmN = +/- (Fx- KN* FeN)

Le système apparemment plus complexe du fait de l'utilisation de plusieurs fréquencemètres en parallèle, au lieu d'un seul, plus un dispositif de levée de l'ambiguïté de fréquence est d'une réalisation plus simple.

En première approximation, si l'on considère que le volume de traitement est proportionnel au produit fréquence d'échantillonnage (Fek) par le nombre des points du traitement Nptk, et si l'on maintien le temps d'intégration Ti constant, Ti = Npts/Fek, on obtient un volume de traitement qui augmente avec le carré de la fréquence d'échantillonnage.

Dans un exemple de réalisation du récepteur selon l'invention, la fréquence d'échantillonnage de chaque fréquencemètre peut être 10 à 20 fois inférieure à celle nécessaire au respect du théorème de Shannon pour l'échantillonnage à la fréquence maximum Fmax. Dans cette configuration selon l'invention, la réalisation d'une voie de mesure de fréquence Ek ambiguë nécessitera 100 à 400 fois moins de ressource logique. Il suffit des quelques voies (E1 , E2,...Ek,...EN) de mesure en parallèle et une levée d'ambiguïté pour obtenir une mesure de fréquence non ambiguë.

En contre partie, la sensibilité du récepteur augmente avec la fréquence d'échantillonnage Fek. En effet la puissance de bruit hyperfréquence se replie en totalité dans la bande de fréquence comprise entre 0 et Fek/2 et la bande de bruit est en 1/Ti=constante. Donc, la puissance de bruit au niveau de la mesure est en 2/(Ti. Fek). Par exemple une multiplication par 2 de la fréquence d'échantillonnage Fek entraîne un gain de sensibilité de 3dB.

Dans le récepteur selon l'invention, un compromis est réalisé permettant la même sensibilité que les solutions de l'état de l'art avec un seul FPGA soit « Field Programmable Gâte Array » en langue anglaise, de technologie récente (90nm). L'évolution constante de la technologie FPGA permet une évolution des performances du récepteur de mesure de fréquence selon l'invention à coût constant.

La figure 5 montre un synoptique d'un fréquencemètre numérique Ek (d'indice k) du récepteur de mesure de fréquences selon l'invention.

Chaque fréquencemètre Ek comporte un convertisseur analogique numérique 1 bit 50 fournissant Nptk points d'échantillonnage à un dispositif 52 de calcul de la transformée de Fourier discrète (TFD) à partir des points d'échantillonnage.

Le dispositif de calcul de la TFD effectue la transformée de Fourrier discrète sur Nptk points en continu avec un recouvrement temporel de 50%, le dispositif fournissant à une première sortie 54 une première transformée de fourrier discrète TFDi-1 des Nptk points d'échantillonnage pendant une première période de temps d'échantillonnage Tei-1 et à une deuxième sortie 56 une deuxième transformée de fourrier discrète TFDi des Nptk points d'échantillonnage pendant une deuxième période de temps d'échantillonnage Tei se recouvrant avec la première sur 50% du temps d'échantillonnage des Nptk points (i étant l'indice temporel des transformées de Fourier discrètes, ou TFD).

La figure 6 montre une représentation dans le temps t des transformées de Fourier TFDi-1 et TDFi pendants des périodes i-1 et i du fréquencemètre se recouvrant sur 50% de leur temps.

Chaque sortie 54, 56 du dispositif de calcul TFD attaque un respectif détecteur de crête 60, 62 pour détecter la raie maximum de chacune des transformée de Fourrier discrètes TFDi-1 et TDFi, chaque détecteur de crête fournissant une respective mesure de fréquences grossières FGi-1 et FGi dont la résolution est Fek/Nptk. Les mesures étant émises avec une récurrence de Nptk/(2.Fek).

La précision obtenue à ce stade est directement inverse du temps d'intégration Ti, celle-ci étant insuffisante par rapport à la précision requise, un deuxième traitement est ajouté. La suite du traitement utilise le résultat de deux transformée de Fourier discrètes, d'indice temporel i-1 et i pour fournir une fréquence Fi d'indice i dite fréquence fine Fi.

A cet effet le fréquencemètre Ek de rang k comporte un dispositif de mesure 63 de la fréquence Fmk recevant, d'une part, par deux entrées 64 et 66 les deux résultats des deux transformées de Fourier discrètes TFDi-1 et TFDi (d'indices temporels i-1 et i), pour le calcul d'une fréquence Fi dite fine mais présentant une ambiguïté et, d'autre part, par deux autres entrées 68,

70, les respectives mesures de fréquences grossières FGi-1 et FGi en sortie des respectifs détecteurs de crête 60, 62 pour lever l'ambiguïté sur la fréquence fine Fi et fournir à une sortie 74 du dispositif de mesure de fréquence 63 la fréquence de mesure Fmk du fréquencemètre de rang k.

Les deux transformées de Fourier discrètes en sortie du dispositif de calculs TFD 52 portent sur des supports d'intégration décalés d'un retard τ= Nptk/(2.Fek), elles présentent donc une différence de phase φ telle que : φ = l.π.F.τ

Cette différence de phase φ fournit la mesure de fréquence fine Fi qui est ambiguë et dont l'ambiguïté est levée par la mesure de fréquence grossière FGi-1 et FGi.

En résumé, en sortie de chaque fréquencemètre Ek, on dispose d'une fréquence dite grossière, la fréquence Fmk est obtenue par un dispositif d'affinage en fréquence qui exploite la différence de phase entre 2 transformées de Fourier consécutives avec recouvrement temporel).

Dans le récepteur de mesure de fréquences, selon l'invention, les fréquences d'échantillonnage Fek sont différentes sur chaque voie (ou chaque fréquencemètre). Dans une première variante du récepteur les calculs des voies 1 , 2,..k,...N sont synchronisées sur une même fréquence dès l'entrée du récepteur.

Dans une autre variante du récepteur selon l'invention, la synchronisation des calculs est effectuée en sortie du dispositif de calcul 52 de la TFD pour cela, il faut respecter la relation :

^p = Cte , Cte étant une constante Fek cette relation doit être respectée pour que les intégrations sur chaque voie portent sur la même tranche temporelle sans glissement.

Sachant que les fréquences d'échantillonnage Fek doivent être proches, la contrainte :

^ = Ce Fek conduit à réaliser des transformées de Fourier discrètes sur des nombres des points non en 2 ⁿ . Une solution est de compléter les échantillons temporels par des zéros pour atteindre la puissance de 2 supérieure. Ceci

permet d'utiliser un algorithme de transformée de Fourier rapide (ou FFT en langue anglaise) classique.

Il est également possible des rechercher des valeurs de Nptk qui se décompose en facteurs premiers pas trop élevés. On réalise alors une factorisation du calcul de la transformée de Fourier rapide (FFT en langue anglaise) en radix premiers correspondants.

Dans un procédé du calcul de la TFD du récepteur selon l'invention, le calcul peut être effectué sur un nombre quelconque de points d'échantillonnage (y compris un nombre premier) avec un volume logique inférieur aux solutions précédentes. Dans cette réalisation l'expression de la TFD est :

[X _N (k)} = ∑ [χ(n)W* ⁿ ] avec W? = i ^J2π ^

B=O l'idée est de remplacer les multiplications :

par une opération logique élémentaire. Pour cela, on remplace les racines de l'unité W^ qui se déplace sur un cercle unité 80 par les points les plus proches parmi les points indiqués sur un carré de racines l'unité W^" tel que représente à la figure 7.

Le carré de la figure 7 est centré sur deux axes perpendiculaires X et Y. Les points du carré sont données par toutes les valeurs pouvant être prises entre -1 , 0, 1 sur les deux axes X et Y.

Sachant que le signal temporel noté ici x{n) est lui-même codé sur un seul bit, il ne reste plus que l'addition comme volume logique pour chaque raie spectrale.

Le récepteur comporte le dispositif 40 pour lever les ambiguïtés sur les fréquences mesurées Fm1 , Fm2,..Fmk,...FmN par les différents étages de mesure E1 , E2,...Ek,...EN fournissant une valeur vraie Fmesure de la fréquence du signal reçu par le récepteur.

Pour une mesure ambiguë sur une voie de mesure de fréquence il y a plusieurs fréquences F1 , F2, F3, ....Fp possibles en entrée du récepteur (voir figure 3). Le nombre de possibilités est fonction du taux de sous- échantillonnage par rapport au critère de Shannon.

L'invention concerne aussi des procédés pour lever les ambiguïtés sur les fréquences mesurées par les fréquencemètres du récepteur selon l'invention.

A fort rapport signal sur bruit et avec un choix judicieux des Fek, trois voies de mesure (ou fréquencemètres) sont suffisantes pour lever les ambiguïtés.

La levée de l'ambiguïté sur la fréquence consiste à rechercher les candidats (les fréquences possibles F1 , F2, F3,....Fp, voir figure 3) qui présentent un écart entre voies inférieur à un seuil de décision Sd. Une méthode possible pour la mise en œuvre du procédé de levée de l'ambiguïté comporte les étapes suivantes:

• Pour chaque voie Ek (ou récepteur Ek), calcul de toutes les fréquences possibles (F1 k, F2k, F3k,....Fpk) à partir de la fréquence Fmk (tel que représentées à la figure 3). On se limite au domaine de fréquence à traiter.

• Puis une voie Er, parmi toutes les voies E1 , E2,...Er,.. Ek,...Ex, ..Ey,... EN du récepteur, est prise en référence, et pour chaque fréquence possible (F1 r, F2r, F3r,....Fpr) de cette voie de référence Er, on effectue :

- la recherche sur deux autres voies Ex, Ey du récepteur, de la fréquence possible (F1 x, F2x, F3x,....Fpx) de la voie Ex et, de la fréquence possible (F1 y, F2y, F3y,....Fpy) de la voie Ey les plus proches, de chacune des fréquences (F1 r, F2r, F3r,....Fpr) de la voie de référence Er, puis on effectue :

- un calcul des différents écarts entre les fréquences les plus proches des voies Ex, Ey par rapport aux fréquences (F1 r, F2r, F3r,....Fpr) de la voie de référence Er ,

- un test des écarts par rapport au seuil de décision Sd,

• Si l'on trouve un cas de cohérence, déterminé par des écarts inférieurs au seuil Sd, on considère l'ambiguïté levée. Pour améliorer l'écart type de l'erreur de mesure il est possible de calculer la moyenne entre les 3 fréquences possibles retenues (une par voie)

• Si les écarts sont supérieurs au seuil de décision, on considère qu'il n'y a pas cohérence et on rejette cette mesure.

Le but est de fournir que des mesures bonnes (ou vraies) de la fréquence du signal reçu par le récepteur. La levée de l'ambiguïté sera

réalisée par la mise en place des critères de rejet de mesures de fréquences notamment en cas de rapport signal à bruit trop faible ou en cas de signaux perturbateurs.

Dans un premier niveau de rejet des mesures de fréquences, un premier critère de rejet est mis en place au niveau des fréquencemètres du récepteur : la cohérence entre les deux fréquences grossières consécutives FGi-1 et FGi des fréquencemètres (voir figure 5) est examinée, si l'écart est supérieur à une raie (un écart d'une raie correspond à la résolution spectrale en sortie de la TFD), la mesure est rejetée.

Il peut rester des cas de mesure fausse non rejetée tels que :

- cas des crêtes de bruit qui tombent sur une même raie, à + ou - une raie, sur deux TDF consécutives ;

- cas d'un signal perturbateur de plus faible puissance, si le signal à mesurer est proche d'un multiple de Fe/2.

Dans un deuxième niveau de rejet des mesures, pour améliorer la robustesse de la mesure, une quatrième voie E4 est ajouté aux trois autres voies du récepteur E1 , E2, E3, (N=4), un l'algorithme de rejet prend en compte le fait qu'une voie puisse être fausse. Le principe est de ne pas privilégier une voie plus qu'une autre. Chaque voie a la même importance. C'est pourquoi on teste la cohérence entre les voies dans les quatre cas de figure suivants.

- cas 1 : en enlevant la voie E1 et en utilisant les voies E2, E3 et E4

- cas 2 : en enlevant la voie E2 et en utilisant les voies E1 ,E3 et E4

- cas 3 : en enlevant la voie E3 et en utilisant les voies E1 , E2 et E4

- cas 4 : en enlevant la voie E4 et en utilisant les voies E1 , E2 et E3

Dans chacun des cas ci-dessus, la voie de référence utilisée pour calculer les écarts peut être l'une quelconque des 3 voies utilisées, mais ne peut pas être la voie supprimée. Pour explorer les 4 cas ci-dessus, ceci conduit à calculer les écarts dans 5 configurations qui peuvent être par exemple :

• Ecarts 1.4 : calcul des écarts de la voie E1 par rapport à la voie E4 en référence

• Ecarts 2.4 : calcul des écarts de la voie E2 par rapport à la voie E4 en référence

• Ecarts 3.4 : calcul des écarts de la voie E2 par rapport à la voie E4 en référence

• Ecarts 1.3 : calcul des écarts de la voie E1 par rapport à la voie E3 en référence

• Ecarts 2.3 : calcul des écarts de la voie E2 par rapport à la voie E3 en référence

Dans cet exemple les 4 cas sont obtenus de la façon suivante :

• Cas 1 (sans la voie E1 ) : Ecarts 2.4 et Ecarts 3.4

• Cas 2 (sans la voie E2) : Ecarts 1.4 et Ecarts 3.4

• Cas 3 (sans la voie E3) : Ecarts 1.4 et Ecarts 2.4

• Cas 4 (sans la voie E4) : Ecarts 1.3 et Ecarts 2.3

On compare ensuite les résultats obtenus :

On examine d'abord s'il existe une cohérence dans tous les 4 cas. Si oui cela signifie que les quatre voies sont correctes. Pour améliorer l'écart type de l'erreur de mesure finale, il est possible de calculer la moyenne entre les 4 fréquences (une par cas)

Sinon, on examine s'il existe une cohérence dans un seul cas. Si oui cela signifie qu'une voie est fausse, la fréquence retenue est celle issue de ce cas. Sinon, c'est à dire s'il y a cohérence dans 3 cas, 2 cas ou aucun cas, on rejette la mesure

Dans le cas ou une seule voie est fausse, l'algorithme résiste et l'on a 100% de mesures valides.

Dans le cas où 2 voies ou plus sont fausses, généralement l'algorithme ne trouve pas de cohérence et la mesure est rejetée. Il reste des cas possibles d'erreurs, de probabilité extrêmement faible, si des mesures fausses font apparaître une cohérence au mauvais endroit.

Dans un système de mesure de fréquence d'un signal reçu comportant plusieurs récepteurs selon l'invention, le système fournissant en outre un niveau du signal reçu, un troisième niveau de rejet des fréquences mesurées peut être mis en place. Les mesures de niveau et les fréquences fournies par les différents récepteurs du système sont regroupées et

corrélées pour détecter la fréquence du signal reçu. Ces mesures sont fournies à la même cadence et sont synchronisées. A ce niveau ont effectue :

- le rejet de toutes les fréquences si le niveau reçu est sous un seuil de détection.

- le rejet d'une fréquence si elle s'éloigne d'un nuage de points cohérents pendant une impulsion de signal reçu.

Le but est d'intégrer ces informations pour élaborer un descripteur d'impulsion qui comprend entre autres :

- un seul niveau ;

- une seule fréquence plus éventuellement les informations de modulation dans l'impulsion.

Une des caractéristiques importantes du récepteur de mesure de fréquence selon l'invention est qu'il comporte une voie de plus que le nombre des voies nécessaires à la levée d'ambiguïté sur les fréquences et que l'algorithme utilisé pour cette levée d'ambiguïté prenne en compte le fait qu'une voie puisse donner des fréquences fausses.

La réalisation décrite du récepteur de mesure de fréquence selon l'invention a pour but principal de mesurer la fréquence du signal le plus puissant présent dans le signal reçu par le récepteur. Malgré le codage sur un bit, le principe du récepteur proposé a le potentiel pour détecter la présence et mesurer la fréquence d'un deuxième signal présent simultanément. Pour cela les fréquencemètres élémentaires peuvent fournir plusieurs détections (dans la réalisation décrite on ne fournit que la raie la plus forte), et la levée d'ambiguïté peut être complexifiée pour extraire deux fréquences.