本発明にかかるゲインコントロールアンプ� ��第1実施例の回路構成の概略を示すブロック 図を図1に示す。図1に示すゲインコントロー� ��(GC)アンプ1は、FMチューナあるいはAM/FMチュ� ��ナを少なくとも搭載するFM受信機あるいはAM /FM受信機の前段に設けられ、AM帯およびFM帯� �信号を共に増幅することのできる広帯域で� �作するアンプとされている。
 GCアンプ1は、入力端子INと出力端子OUTとの� �に接続された負帰還(NFB)アンプ10を備え、NFB� ��ンプ10の出力側から入力側へ負帰還する可� �インピーダンス回路11が設けられている。可 変インピーダンス回路11のインピーダンスは� ��御回路12からの制御信号により可変制御さ� �る。制御回路12には、NFBアンプ10からの出力� ��号が入力されて、その出力信号のレベルに� ��じた制御信号が生成されて可変インピーダ� ��ス回路11に供給されている。

 この場合、入力信号のレベルが次第に大� ��くなって、NFBアンプ10の出力信号のレベル� �所定値以上となると、制御信号が供給され� �いる可変インピーダンス回路11のインピーダ ンスが次第に小さくなるよう可変制御されて 、可変インピーダンス回路11による負帰還量� ��次第に増加していくようになる。これによ� ��、NFBアンプ10の出力信号のレベルは入力信� �が次第に大きくなってもほぼ所定値以上の� �ベルにならないように制御されることにな� �。さらに、入力信号のレベルが増加すると� �可変インピーダンス回路11による負帰還量が 最大となってNFBアンプ10のゲインがほぼ0dBと� ��って、NFBアンプ10は等価的にスルー状態に� �ることから、これ以降は入力信号レベルの� �加に伴い出力信号レベルもリニアに増加す� �ようになる。

 図1に示す本発明にかかる第1実施例のGCアン プ1を具現化した詳細構成を示す回路図を図3� ��示す。
 図3に示すGCアンプ1において、入力端子INに� ��力された入力信号は結合用のコンデンサC1� �介してトランジスタTRのベースに入力され、 エミッタ接地のトランジスタTRにより増幅さ� ��る。増幅されてトランジスタTRのコレクタ� �ら出力される出力信号は抵抗R5および結合用 のコンデンサC4の直列回路を介して出力端子O UTから出力される。抵抗R5は、ゲイン調整用� �抵抗である。トランジスタTRのベース-コレ� �タ間にはバイアス抵抗R1が接続され、エミッ タとグランド間にはエミッタ抵抗R2が、コレ� ��タと電源Vccの間には負荷抵抗R3が接続され� �いる。このトランジスタTRによりNFBアンプ10� ��構成されている。

 NFBアンプ10におけるトランジスタTRのコレ クタから抵抗R5を介して取り出した出力信号� ��、コンデンサC5を介してコンデンサC6、ダイ オードD1,D2、コンデンサC7からなる倍電圧検� �回路により検波され、検波信号が抵抗R6を介 してオペアンプOPの非反転入力端子(+)に入力� ��れる。倍電圧検波回路において、コンデン� ��C6はコンデンサC5に直列接続されており、こ のコンデンサC6にダイオードD2のカソードが� �続され、ダイオードD2のアノードはグランド に接続されている。また、ダイオードD1は、� ��ンデンサC6とダイオードD2の接続点にアノー ドが、一端がグランドに接続されているコン デンサC7と抵抗R6との接続点にカソードが接� �されている。

 検波信号が入力されるオペアンプOPにお� �て、その反転入力端子(-)は抵抗R7を介してグ ランドされていると共に、出力端子と反転入 力端子(-)間に負帰還抵抗R8が接続されている� ��オペアンプOPにより増幅されて出力される� �波信号は直流電圧信号であり、出力抵抗R9を 介して第2コイルL2の一端に供給される。上記 したコンデンサC6ないしオペアンプOPの出力� �抗R9までの回路が制御回路12を構成している� ��第2コイルL2、ピンダイオードPIN、第1コイル L1、抵抗R4は直列接続されており、この直列� �路にオペアンプOPから抵抗R9を介して出力さ� ��る直流電圧信号が印加される。これにより� ��ピンダイオードPINには直流電圧信号の大き� ��に応じた直流電流が流れるため、その等価� ��抗の値は直流電圧信号の大きさに依存する� ��うになる。すなわち、ピンダイオードPINの� ��価抵抗の値はオペアンプOPから出力される� �流電圧信号とされる制御信号により可変さ� �るようになる。

 トランジスタTRのコレクタ-ベース間には� ��ンデンサC3、ピンダイオードPIN、コンデン� �C2から構成される可変インピーダンス回路11� ��接続されて、この可変インピーダンス回路1 1により負帰還がかけられている。そして、� �ンダイオードPINのインピーダンス、すなわ� �等価抵抗が可変されることにより負帰還量� �可変されるようになる。この場合、コンデ� �サC2,C3は直流カットのコンデンサとして機能 させているが、容量値を調整することにより 負帰還量を調整するコンデンサとして機能さ せても良い。なお、第1コイルL1,第2コイルL2� �高周波の信号に対して高インピーダンスを� �すチョークコイルとして機能し、抵抗R4はピ ンダイオードPINに流れる直流電流の大きさを 調整する抵抗として機能している。

 このように構成された図3に示すGCアンプ1 において入力端子INに入力される入力信号の� ��ベルが次第に大きくなるとトランジスタTR� �コレクタから出力される出力信号のレベル� �大きくなり、コンデンサC6,ダイオードD1,D2、 コンデンサC7からなる倍電圧検波回路により� ��波された検波信号のレベルが大きくなる。� ��の結果、オペアンプOPから出力される直流� �圧信号とされる制御信号のレベルが上昇し� �いくようになる。これにより、ピンダイオ� �ドPINに流れる電流が増加して、ピンダイオ� �ドPINのインピーダンスである等価抵抗の値� �低下し、負帰還量が次第に増大していくよ� �になる。これにより、出力信号のレベルの� �昇が抑制されるようになって、GCアンプ1の� �インが制御されるようになる。

 図3に示すGCアンプ1の電気的特性を示す図表 を図2に示す。図2に示す図表には、83MHzと84MHz の2周波を65dBμV~105dBμVまで5dBステップで変化� ��せた際のゲイン特性(Gain)、受信可能限界レ� ��ル特性、NF(雑音指数)劣化量特性、3次の相� �変調特性(IM3)が表されている。
 ゲイン特性(Gain)は83MHzのゲイン特性とされ� �NFBアンプ10は約13.4dBのゲインを有しており、 入力レベルがほぼ85dBμVを超えるとゲインが� �下し始めてゲインコントロールが開始され� �ことがわかる。また、ゲインコントロール� �開始されるとNFが劣化し始め、ゲインの低下 に応じてNF劣化量も増加していくが、その増� ��量はわずかとされている。さらに、入力レ� ��ルがほぼ90dBμVを超えるとGCアンプ1の非線形 特性に起因する3次の相互変調歪(IM3)が発生し て82MHz(=83MHz×2-84MHz)および85MHz(=84MHz×2-83MHz)のI M3が発生するようになる。

 ここで、GCアンプ1に接続される受信機の� ��信限界感度を約10dBμVと仮定すると、IM3と同 じ周波数の局の受信可能限界レベルは、IM3よ り10dBμV+NF劣化量だけ大きいレベルとなり、� �えば2周波の入力レベルが65dBμV~85dBμVの間は� ��10.00dBμVとなる。同様に、2周波の入力レベ� �が90dBμVになると約10.40dBμV(=0.40+10)と若干増� �する。これは、NF劣化量が約0.40dBと若干増大 するからである。また、2周波の入力レベル� �95dBμVになると約28.33dBμV(=17.28+1.05+10)と増大� �る。これは、82MHzのIM3のレベルが約17.28dBμV� �なると共にNF劣化量が約1.05dBに増大するから である。さらに、2周波の入力レベルが100dBμV になると約41.38dBμV(=29.28+2.10+10)と増大する。� ��れは、82MHzのIM3のレベルが約29.28dBμVになる� ��共にNF劣化量が約2.10dBに増大するからであ� �。さらにまた、2周波の入力レベルが105dBμV� �なると約54.91dBμV(=42.81+2.10+10)と増大する。こ れは、82MHzのIM3のレベルが約42.81dBμVになると 共にNF劣化量が約2.10dBになるからである。

 次に、弱電界の弱受信局の受信可能限界レ� ��ルは、10dB(受信機の受信限界感度)+NF劣化量� ��レベルとなり、例えば2周波の入力レベルが 65dBμV~85dBμVの間は約10.00dBμVとなる。同様に� �2周波の入力レベルが90dBμVになると約10.40dBμ V(=0.40+10)と若干増大する。これは、NF劣化量� �0.40dBと若干増大するからである。また、2周� ��の入力レベルが95dBμVになると約11.05dBμV(=1.0 5+10)と若干増大する。これは、NF劣化量が1.05d Bと若干増大するからである。さらに、2周波� ��入力レベルが100dBμV~105dBμVになると約12.10dB� �V(=2.10+10)と若干増大する。これは、NF劣化量� ��2.10dBと若干増大するからである。
 図2に示す図表を参照すると、本発明にかか る第1実施例のGCアンプ1はゲインコントロー� �が開始される入力レベル(約85dBμV)を超えて� �、NF(雑音指数)劣化量はほとんど増えず、大� ��にNF劣化量の増大を抑制することができる� �このため、弱受信局における受信可能限界� �ベルを、従来のGCアンプより大幅に改善する ことができるようになる。また、IM3同局の受 信可能限界レベルにおいても2周波の入力レ� �ルが約100dBμVまでの場合は、従来のGCアンプ� ��り大幅に改善することができる。

 次に、本発明にかかる第1実施例のGCアンプ1 (図3参照)と従来のGCアンプ100(図20参照)との電 気的特性を対比して図4ないし図7のグラフに� ��す。図4に示す電気的特性のグラフは入力信 号の周波数を83MHzとした際の入出力特性であ� ��、図5に示す電気的特性のグラフは2周波の� �力信号の周波数を83MHz、84MHzとした際のIM3同� ��受信可能限界レベル特性であり、図6に示す 電気的特性のグラフは2周波の入力信号の周� �数を83MHz、84MHzとした際の弱受信局受信可能� ��界レベル特性であり、図7に示す電気的特性 のグラフは2周波の入力信号の周波数を83MHz、 84MHzとした際のNF劣化量特性である。なお、� �れらの図においては強電界を70dBμV以上とし� ��いる。
 図4に示す入出力特性を参照すると、本発明 のGCアンプ1と従来のGCアンプ100とでは、ゲイ� ��コントロールが開始されるAGC動作開始ポイ� ��ト(入力レベル=約85dBμV)までのフルゲイン領 域、および、ゲインがゼロになるまでのAGC動 作領域においてはほぼ同様に動作する。そし て、ゲインがゼロになるゼロゲイン領域にお いては、本発明のGCアンプ1では入力信号レベ ルの増加に対してリニアに出力信号レベルが 追随していき、従来のGCアンプ100では入力信� ��レベルが増加しても出力信号レベルは一定� ��なるよう制御(GCアンプのゲインは等価的に� ��となる)される。

 また、図5に示すIM3同局受信可能限界レベル 特性を参照すると、本発明のGCアンプ1では2� �号入力レベルが約90dBμVまでは約10dBμVと小さ い限界レベルが得られているが、2信号入力� �ベルが約90dBμVを超えると次第に増大してい� ��ようになる。これに対して、従来のGCアン� �100では2信号入力レベルが約80dBμVまでは約10d BμVと小さいレベルとなるが、2信号入力レベ� ��が約85dBμVになると約38dBμVまで急激に増大� �、以後は2信号入力レベルの大きさに対応し� ��ほぼリニアに増大していくようになる。
 この場合の本発明のGCアンプ1におけるIM3同� ��受信可能限界レベルの改善度は、2信号入力 レベルが約85dBμVの時に約28dB、2信号入力レベ ルが約90dBμVの時に約32dB、2信号入力レベルが 約95dBμVの時に約19dB、2信号入力レベルが約100 dBμVの時に約11dBと大幅に改善されることがわ かる。

 さらに、図6に示す2周波の入力信号の周波� �を83MHz、84MHzとした際の弱受信局受信可能限� ��レベル特性を参照すると、本発明のGCアン� �1では信号入力レベルが約90dBμVまでは約10dBμ Vと小さい限界レベルが得られており、信号� �力レベルが約90dBμVを超えてもわずかに増大� ��るだけとなる。そして、信号入力レベルが� ��105dBμVになっても約12dBμVの小さい限界レベ� ��を維持することができる。これに対して、� ��来のGCアンプ100では信号入力レベルが約85dB� �Vまでは約10dBμVと小さいレベルとなるが、信 号入力レベルが約90dBμVになると約15dBμVまで� ��大し、以後は信号入力レベルの大きさに対� ��してほぼリニアに増大していくようになる� ��
 この場合の本発明のGCアンプ1における弱受� ��局受信可能限界レベルの改善度は、信号入� ��レベルが約90dBμVの時に約4.5dB、信号入力レ� ��ルが約95dBμVの時に約9dB、信号入力レベルが 約100dBμVの時に約13dB、信号入力レベルが約105 dBμVの時に約18dBと入力信号レベルが大きくな るにつれて改善されることがわかる。

 さらに、図7に示す2周波の入力信号の周波� �を83MHz、84MHzとした際のNF劣化量特性を参照� �ると、本発明のGCアンプ1では信号入力レベ� �が約90dBμVまではほぼ0dBと劣化することはな� ��、信号入力レベルが約90dBμVを超えてもわず かに劣化するだけとなる。そして、信号入力 レベルが約105dBμVになっても約2dBしか劣化し� ��いようになる。これに対して、従来のGCア� �プ100では信号入力レベルが約85dBμVまではほ� ��0dBと劣化しないが、信号入力レベルが約90dB μVになると約5dB劣化するようになり、以後は 信号入力レベルの大きさに対応してほぼリニ アにNFが劣化していくようになる。
 この場合の本発明のGCアンプ1におけるNF劣� �量の改善度は、信号入力レベルが約90dBμVの� ��に約4.5dB、信号入力レベルが約95dBμVの時に� ��9dB、信号入力レベルが約100dBμVの時に約13dB� ��信号入力レベルが約105dBμVの時に約18dBと入� ��信号レベルが大きくなるにつれて改善され� ��ことがわかる。このように、本発明にかか� ��GCアンプ1は、ゲインコントロールが開始さ� ��てもNF(雑音指数)劣化量がそれほど増大しな いようになり、IM3同局および弱受信局の受信 可能限界レベルの増大を抑制して受信性能の 悪化を防止することができる。

 ところで、本発明にかかるGCアンプ1のよ� ��に、ハイゲインかつ低NFのアンプとした場� �は、今までは、入力レベルがそれほど大き� �なくても回路の非線形特性に起因する相互� �調が生じて歪み特性にとってハイゲインか� �低NFとすることが不利に働いていた。しかし 、本発明のGCアンプ1のようにNFBアンプ10の負� ��還量を入力レベルに応じて制御するように� ��ると、ハイゲインかつ低NFのアンプとして� �、入力レベルの大きさに応じてNFBアンプ10の ゲインを低下させることができ、相互変調の 発生量が減少して歪み特性が改善されるよう になる。さらに、低NFは入力信号レベルが著� ��く強い電界まで増大しても維持されるため� ��低NFとすることがIM3同局および弱受信局の� �信可能限界レベルとして良好な限界レベル� �得るための要因となる。

 このような本発明の第1実施例にかかるGCア� ��プ1においては、NFBアンプ10の負帰還量を可� ��・制御することにより、電界の弱い地域で� ��フルゲインとして自動的に高く設定するこ� ��ができると共に、中電界および強電界の地� ��では電界の大きさに合わせたゲインにNFBア� ��プ10を自動的にゲインコントロールするこ� �ができるようになる。これにより、本発明� �かかるGCアンプ1では受信電界の大きさに適� �たゲイン設定を行うことができるようにな� �。また、著しく強い電界の場所ではNFBアン� �10のゲインがほぼゼロとなって等価的にスル ー状態となることから、NFBアンプ10による歪� ��ほぼ受けない受信状態とすることが可能に� ��る。
 この場合、従来のGCアンプ200のようにある� �界でいきなりアンプ210をパスさせてスルー� �切り替える場合には、受信できていた弱受� �局を受信できなくなってしまうが、本発明� �かかるGCアンプ1ではNFBアンプ10のゲインが次 第にゼロに近づくように制御されることから 、受信できていた受信局がいきなり受信でき なくなることを防止することができる。

 次に、本発明にかかる第1実施例のGCアンプ1 の変形例のGCアンプ2の構成を示す回路図を図 8に示す。
 図8に示す変形例のGCアンプ2においては、NFB アンプ10に入力される入力信号レベルにより� ��インコントロールをするようにしたもので� ��る。すなわち、GCアンプ2においてはコンデ� ��サC1とトランジスタTRのベースとを接続する ラインから取り出された入力信号を結合用の コンデンサC8を介して制御回路12’に供給す� �ようにしている。そして、制御回路12’は、 NFBアンプ10に入力される入力信号レベルに応� ��た直流電圧信号である制御信号を生成し、� ��変インピーダンス回路11のインピーダンス� �制御信号に応じて可変している。この場合� �可変インピーダンス回路11におけるピンダイ オードPINに制御信号が印加されて、その等価 抵抗の値が制御信号に応じて可変される。こ れにより、GCアンプ2のゲインが制御されるよ うになる。図8に示すGCアンプ2においても、� �インコントロールが開始された場合にNF(雑� �指数)劣化量が増大しないようになり、IM3同� ��および弱受信局の受信可能限界レベルの増� ��を抑制して受信性能の悪化を防止すること� ��できる。

 次に、本発明にかかる第1実施例のGCアンプ1 の他の変形例のGCアンプ3の構成を示す回路図 を図9に示す。
 図9に示す他の変形例のGCアンプ3においては 、ゲイン調整用の抵抗R5の影響を受けないよ� ��にすると共に、NFBアンプ10の出力信号レベ� �によりゲインコントロールをするようにし� �ものである。すなわち、GCアンプ3において� �抵抗R5と結合用のコンデンサC4との接続点と� ��ランジスタTRのベース間に可変インピーダ� �ス回路11’を接続して、負帰還回路内に抵抗 R5を含ませている。これにより、ゲインコン� ��ロールはゲイン調整用の抵抗R5の影響を受� �ないようになる。また、NFBアンプ10のコレク タから抵抗R5を介して取り出した出力信号を� ��ンデンサC5を介して制御回路12に供給するよ うにしている。制御回路12は、NFBアンプ10の� �力信号レベルに応じた直流電圧信号である� �御信号を生成し、可変インピーダンス回路11 ’のインピーダンスを制御信号に応じて可変 している。この場合、可変インピーダンス回 路11’におけるピンダイオードPINに制御信号� ��印加されて、その等価抵抗の値が制御信号� ��応じて可変される。これにより、GCアンプ3� ��ゲインが制御されるようになる。図9に示す GCアンプ3においても、ゲインコントロールが 開始された場合にNF(雑音指数)劣化量が増大� �ないようになり、IM3同局および弱受信局の� �信可能限界レベルの増大を抑制して受信性� �の悪化を防止することができる。

 次に、本発明にかかる第1実施例のGCアンプ1 のさらに他の変形例のGCアンプ4の構成を示す 回路図を図10に示す。
 図10に示すさらに他の変形例のGCアンプ4に� �いては、トランジスタの替わりに電界効果� �ランジスタを用いるようにすると共に、NFB� �ンプ10の出力信号レベルによりゲインコント ロールをするようにしたものである。すなわ ち、NFBアンプ10’は、電界効果トランジスタF ETのゲートとグランド間にゲート抵抗R1’を� �続し、ソース-グランド間にソース抵抗R2’� �接続し、ドレイン-電源Vcc間に負荷抵抗R3’� �接続して構成されている。そして、ドレイ� �-ゲート間に可変インピーダンス回路11が接� �されている。また、NFBアンプ10’のドレイン から抵抗R5を介して取り出した出力信号をコ� ��デンサC5を介して制御回路12に供給するよう にしている。制御回路12は、NFBアンプ10の出� �信号レベルに応じた直流電圧信号である制� �信号を生成し、可変インピーダンス回路11の インピーダンスを制御信号に応じて可変して いる。この場合、可変インピーダンス回路11� ��おけるピンダイオードPINに制御信号が印加� ��れて、その等価抵抗の値が制御信号に応じ� ��可変される。これにより、GCアンプ4のゲイ� ��が制御されるようになる。図10に示すGCアン プ4においても、ゲインコントロールが開始� �れた場合にNF(雑音指数)劣化量が増大しない� ��うになり、IM3同局および弱受信局の受信可� ��限界レベルの増大を抑制して受信性能の悪� ��を防止することができる。

 次に、本発明にかかる第1実施例のGCアンプ1 のさらに他の変形例のGCアンプ5の構成を示す 回路図を図11に示す。
 図11に示す変形例のGCアンプ5においては、� �変インピーダンス回路におけるピンダイオ� �ドPINの向きを逆方向にすると共に、NFBアン� �10の出力信号レベルによりゲインコントロー ルをするようにしたものである。すなわち、 GCアンプ5においてはNFBアンプ10のコレクタか� ��抵抗R5を介して取り出した出力信号をコン� �ンサC5を介して制御回路12に供給するように� ��ている。制御回路12は、NFBアンプ10の出力信 号レベルに応じた直流電圧信号である制御信 号を生成し、可変インピーダンス回路11”に� ��給している。可変インピーダンス回路11”� �おいては、制御回路12から供給された制御信 号が、第3コイルL3-ピンダイオードPIN-第4のコ イルL4-抵抗R10-グランドの経路に供給されて� �る。この場合、制御信号に応じて可変イン� �ーダンス回路11”におけるピンダイオードPIN に流れる直流電流が変化して、その等価抵抗 の値が制御信号に応じて可変される。これに より、GCアンプ5のゲインが制御されるように なる。図11に示すGCアンプ5においても、ゲイ� ��コントロールが開始された場合にNF(雑音指� ��)劣化量が増大しないようになり、IM3同局お よび弱受信局の受信可能限界レベルの増大を 抑制して受信性能の悪化を防止することがで きる。

 次に、本発明にかかる第2実施例のGCアンプ6 の概略の構成を示すブロック図を図12に示す� ��第1実施例のGCアンプ1においては、例えば95d BμVを超える著しく強い電界の場所において� �5に示すようにIM3同局受信可能限界レベルが� ��大してしまうようになる。そこで、第2実施 例のGCアンプ6では、著しく強い電界の場所に おいてもIM3同局受信可能限界レベルがそれほ ど増大しないようにしている。
 図12に示すGCアンプ6は、入力端子INと出力端 子OUTとの間に接続された負帰還(NFB)アンプ20� �備え、NFBアンプ20の出力側から入力側へ負帰 還する可変インピーダンス回路21が設けられ� ��いる。可変インピーダンス回路21のインピ� �ダンスは第1制御回路22からの制御信号によ� �可変制御される。第1制御回路22には、NFBア� �プ20の出力信号が入力されて、その出力信号 のレベルに応じた制御信号が生成されて可変 インピーダンス回路21に供給されている。ま� ��、NFBアンプ20の入力側と入力端子INとを接続 する接続ラインとグランドとの間に可変減衰 回路23が設けられている。可変減衰回路23の� �衰量は第2制御回路24からの制御信号により� �御される。第2制御回路24には、NFBアンプ20の 出力信号が入力されて、その出力信号のレベ ルに応じた制御信号が生成されて可変減衰回 路23に供給されている。

 この場合、入力信号のレベルが次第に大� ��くなって、そのレベルが所定値以上となる� ��、第1制御回路22からの制御信号が供給され� ��いる可変インピーダンス回路21のインピー� �ンスが次第に小さくなるよう可変制御され� �、可変インピーダンス回路21による負帰還量 が次第に増加していくようになる。これによ り、NFBアンプ20の出力信号のレベルは入力信� ��が次第に大きくなってもほぼ所定値以上の� ��ベルにならないように制御されることにな� ��。さらに、入力信号のレベルが増加してNFB� ��ンプ20の出力信号のレベルが所定値以上と� �ると、第2制御回路24からの制御信号が供給� �れている可変減衰回路23の減衰量が大きくな るよう制御される。これにより、可変インピ ーダンス回路21により負帰還量が最大となっ� ��NFBアンプ20のゲインがほぼ0dBとなっても、� �力信号が可変減衰回路23により減衰されるた め、NFBアンプ20の出力信号のレベルはほぼ所� ��値以上のレベルにならないように制御され� ��ことになる。この結果、著しく強い電界の� ��所においてもGCアンプ6のIM3の発生量が減少� ��るようになり、IM3同局受信可能限界レベル� ��増大しないようなる。

 図12に示す本発明にかかるGCアンプ6を具現� �した本発明の第2実施例のGCアンプ6の詳細構� ��を示す回路図を図13に示す。
 図13に示すGCアンプ6において、入力端子INに 入力された入力信号は結合用のコンデンサC1� ��介してトランジスタTRのベースに入力され� �エミッタ接地のトランジスタTRにより増幅さ れる。増幅されてトランジスタTRのコレクタ� ��ら出力される出力信号は抵抗R5およびコン� �ンサC4の直列回路を介して出力端子OUTから出 力される。トランジスタTRのベース-コレクタ 間にはバイアス抵抗R1が接続され、エミッタ� ��グランド間にはエミッタ抵抗R2が、コレク� �と電源Vccの間には負荷抵抗R3が接続されてい る。このトランジスタTRによりNFBアンプ20が� �成されている。

 出力レベル調整用の抵抗R5とコンデンサC4 との接続点から結合用のコンデンサC5を介し� ��取り出された出力信号は、コンデンサC6、� �イオードD1,D2、コンデンサC7からなる倍電圧� ��波回路により検波され、検波信号が抵抗R6� �介して第1オペアンプOP1の非反転入力端子(+)� ��入力される。倍電圧検波回路において、コ� ��デンサC6はコンデンサC5に直列接続されてお り、このコンデンサC6にダイオードD2のカソ� �ドが接続され、ダイオードD2のアノードはグ ランドに接続されている。また、ダイオード D1は、コンデンサC6とダイオードD2の接続点に アノードが、一端がグランドに接続されてい るコンデンサC7と抵抗R6との接続点にカソー� �が接続されている。

 検波信号が入力される第1オペアンプOP1に おいて、その反転入力端子(-)は抵抗R7を介し� ��グランドされていると共に、出力端子と反� ��入力端子(-)間に負帰還抵抗R8が接続されて� �る。第1オペアンプOP1により増幅されて出力� ��れる検波信号は直流電圧信号であり、出力� ��抗R9を介して第2コイルL2の一端に供給され� �。上記したコンデンサC6ないし第1オペアン� �OP1の出力抵抗R9までの回路が第1制御回路22を 構成している。第2コイルL2、第1ピンダイオ� �ドPIN1、第1コイルL1、抵抗R4は直列接続され� �おり、この直列回路に第1オペアンプOP1から� ��抗R9を介して出力される直流電圧信号が印� �される。これにより、第1ピンダイオードPIN1 には直流電圧信号の大きさに応じた直流電流 が流れるため、その等価抵抗の値は直流電圧 信号の大きさに依存するようになる。すなわ ち、第1ピンダイオードPIN1の等価抵抗の値は� ��1オペアンプOP1から出力される直流電圧信号 とされる制御信号により可変されるようにな る。

 トランジスタTRのコレクタ-ベース間には� ��ンデンサC9、第1ピンダイオードPIN1、コンデ ンサC2から構成される可変インピーダンス回� ��21が接続されて、この可変インピーダンス� �路21により負帰還がかけられている。そして 、第1ピンダイオードPIN1のインピーダンス、� ��なわち等価抵抗が可変されることにより負� ��還量が可変されるようになる。この場合、� ��ンデンサC2,C9は直流カットのコンデンサと� �て機能させているが、容量値を調整するこ� �により負帰還量を調整するコンデンサとし� �機能させても良い。なお、第1コイルL1,第2コ イルL2は高周波の信号に対して高インピーダ� ��スを示すチョークコイルとして機能し、抵� ��R4は第1ピンダイオードPIN1に流れる直流電流 の大きさを調整する抵抗として機能している 。

 また、倍電圧検波回路により検波された� ��波信号は抵抗R11を介して第2オペアンプOP2の 非反転入力端子(+)にも入力される。検波信号 が入力される第2オペアンプOP2において、そ� �反転入力端子(-)は抵抗R12を介してグランド� �れていると共に、出力端子と反転入力端子(- )間に負帰還抵抗R13が接続されている。第2オ� ��アンプOP2により増幅されて出力される検波� ��号は直流電圧信号であり、出力抵抗R14を介� ��て第5コイルL5の一端に供給される。上記し� ��コンデンサC6ないし第2オペアンプOP2の出力� ��抗R14までの回路が第2制御回路24を構成して� ��り、倍電圧検波回路は第1制御回路22と共通� ��されている。第5コイルL5、第2ピンダイオー ドPIN2、第1コイルL1、抵抗R4は直列接続されて おり、この直列回路に第2オペアンプOP2から� �抗R14を介して出力される直流電圧信号が印� �される。これにより、第2ピンダイオードPIN2 には直流電圧信号の大きさに応じた直流電流 が流れるため、その等価抵抗の値は直流電圧 信号の大きさに依存するようになる。すなわ ち、第2ピンダイオードPIN2の等価抵抗の値は� ��2オペアンプOP2から出力される直流電圧信号 とされる制御信号により可変されるようにな る。第5コイルL5と第2ピンダイオードPIN2のア� ��ードとの接続点とグランド間にはバイパス� ��ンデンサC10が接続されている。コンデンサC 2-第2ピンダイオードPIN2-コンデンサC10の経路� ��より可変減衰回路23が構成されており、こ� �経路により入力信号をグランドに落として� �衰させることができる。その減衰量は、第2� ��ンダイオードPIN2の等価抵抗を制御すること により可変することができる。

 このように構成された図13に示す第2実施� ��のGCアンプ6において入力端子INに入力され� �入力信号のレベルが次第に大きくなるとト� �ンジスタTRのコレクタから出力される出力信 号のレベルも大きくなり、コンデンサC6,ダイ オードD1,D2、コンデンサC7からなる倍電圧検� �回路により検波された検波信号のレベルが� �きくなる。この結果、第1オペアンプOP1から� ��力される直流電圧信号とされる制御信号の� ��ベルが上昇していくようになる。これによ� ��、第1ピンダイオードPIN1に流れる電流が増� �して、第1ピンダイオードPIN1のインピーダン スである等価抵抗の値が低下し、負帰還量が 次第に増大していくようになる。これにより 、出力信号のレベルの上昇が抑制されるよう になって、NFBアンプ20のゲインが制御される� ��うになる。さらに、入力信号のレベルが増� ��すると、可変インピーダンス回路21により� �帰還量が最大となってNFBアンプ20のゲインが ほぼ0dBとなるため、それ以上入力信号のレベ ルが上昇すると出力信号のレベルが上昇しよ うとする。この場合、NFBアンプ20の出力信号� ��レベルが所定値以上となり、第2オペアンプ OP2から出力される直流電圧信号とされる制御 信号のレベルが上昇して、第2ピンダイオー� �PIN2に流れる電流が増加するようになる。こ� ��により、コンデンサC2-第2ピンダイオードPIN 2-コンデンサC10の経路で減衰する入力信号の� ��衰量が増加し、NFBアンプ20の出力信号のレ� �ルはほぼ所定値以上のレベルにならないよ� �に制御される。この結果、著しく強い電界� �場所においてもGCアンプ6のIM3の発生量が減� �するようになり、IM3同局受信可能限界レベ� �が増大しないようなる。

 次に、本発明にかかる第2実施例のGCアンプ6 (図13参照)と従来のGCアンプ100(図20参照)との� �気的特性を対比して図14ないし図17のグラフ� ��示す。図14に示す電気的特性のグラフは入� �信号の周波数を83MHzとした際の入出力特性で あり、図15に示す電気的特性のグラフは2周波 の入力信号の周波数を83MHz、84MHzとした際のIM 3同局受信可能限界レベル特性であり、図16に 示す電気的特性のグラフは2周波の入力信号� �周波数を83MHz、84MHzとした際の弱受信局受信� ��能限界レベル特性であり、図17に示す電気� �特性のグラフは2周波の入力信号の周波数を8 3MHz、84MHzとした際のNF劣化量特性である。な� ��、これらの図においては強電界を70dBμV以上 としている。
 図14に示す入出力特性を参照すると、本発� �の第2実施例のGCアンプ6と従来のGCアンプ100� �では、ゲインコントロールが開始されるAGC� �作開始ポイント(入力レベル=約85dBμV)までの� ��ルゲイン領域、および、ゲインがゼロにな� ��までのAGC動作領域、ゲインがゼロになるゼ� ��ゲイン領域においてほぼ同様に動作する。� ��なわち、本発明の第2実施例のGCアンプ6およ び従来のGCアンプ100では著しく強い電界の場� ��においても出力信号レベルは一定になるよ� ��制御される。

 また、図15に示すIM3同局受信可能限界レベ� �特性を参照すると、本発明の第2実施例のGC� �ンプ6では2信号入力レベルが約90dBμVまでは� �10dBμVと小さい限界レベルが得られており、2 信号入力レベルが約95dBμVまでは増大して約29 dBμVの限界レベルとなる。そして、2信号入力 レベルが約95dBμVを超えてもIM3同局受信可能� �界レベルは若干増えるだけであり、2信号入� ��レベルが約105dBμV(著しく強い電界)となった 際に約35dBμVまで増大するに過ぎない。これ� �、著しく強い電界の場所において入力信号� �減衰させる可変減衰回路23の機能による。
 これに対して、従来のGCアンプ100では2信号� ��力レベルが約80dBμVまでは約10dBμVと小さい� �界レベルが得られているが、2信号入力レベ� ��が約85dBμVになると約38dBμVまで急激に増大� �、以後は2信号入力レベルの大きさに対応し� ��ほぼリニアに増大していくようになる。こ� ��場合の本発明のGCアンプ6におけるIM3同局受� ��可能限界レベルの改善度は、2信号入力レベ ルが約85dBμVの時に約28dB、2信号入力レベルが 約90dBμVの時に約32dB、2信号入力レベルが約95d BμVの時に約19dB、2信号入力レベルが約100dBμV� ��時に約22.5dB、2信号入力レベルが約105dBμVの� ��に約23.5dBと大幅に改善され、特に著しく強� ��電界の範囲においても改善されることがわ� ��る。

 さらに、図16に示す2周波の入力信号の周� ��数を83MHz、84MHzとした際の弱受信局受信可能 限界レベル特性を参照すると、本発明の第2� �施例のGCアンプ6では信号入力レベルが約90dB� �Vまでは約10dBμVと小さい限界レベルが得られ ており、信号入力レベルが約90dBμVを超えて� �わずかに増大するだけとなり、2信号入力レ� ��ルが約100dBμVとなっても弱受信局受信可能� �界レベルとして約12dBμVが得られている。そ� ��て、信号入力レベルが約105dBμV(著しく強い� ��界)になると若干増大して約18dBμVの弱受信� �受信可能限界レベルとなる。これに対して� �従来のGCアンプ100では信号入力レベルが約85d BμVまでは約10dBμVと小さい限界レベルが得ら� ��ているが、信号入力レベルが約90dBμVになる と約15dBμVまで増大し、以後は信号入力レベ� �の大きさに対応してほぼリニアに増大して� �くようになる。この場合の本発明のGCアンプ 6における弱受信局受信可能限界レベルの改� �度は、信号入力レベルが約90dBμVの時に約4.5d B、信号入力レベルが約95dBμVの時に約9dB、信� ��入力レベルが約100dBμVの時に約13dB、信号入� ��レベルが約105dBμVの時に約12dBと大幅に改善� ��れることがわかる。

 さらに、図17に示す2周波の入力信号の周� ��数を83MHz、84MHzとした際のNF劣化量特性を参� ��すると、本発明の第2実施例のGCアンプ6では 信号入力レベルが約90dBμVまではほぼ0dBと劣� �することはなく、信号入力レベルが約90dBμV� ��超えてもわずかに劣化するだけとなり、信� ��入力レベルが約100dBμVとなってもNF劣化量は 約2dBしか劣化しないようになる。そして、信 号入力レベルが約105dBμV(著しく強い電界)に� �ると若干増大して約8dB劣化するようになる� �これに対して、従来のGCアンプ100では信号入 力レベルが約85dBμVまではほぼ0dBと劣化しな� �が、信号入力レベルが約90dBμVになると約5dB� ��化するようになり、以後は信号入力レベル� ��大きさに対応してほぼリニアにNFが劣化し� �いくようになる。この場合の本発明のGCアン プ6におけるNF劣化量の改善度は、信号入力レ ベルが約90dBμVの時に約4.5dB、信号入力レベル が約95dBμVの時に約9dB、信号入力レベルが約10 0dBμVの時に約13dB、信号入力レベルが約105dBμV の時に約12dBと大幅に改善されることがわか� �。このように、本発明の第2実施例にかかるG Cアンプ6は、可変減衰回路23の作用により著� �く強い電界の範囲においてIM3の発生量を抑� �することができると共にNF劣化量の増大を抑 えることができ、これにより、著しく強い電 界の範囲においても良好なIM3同局受信可能限 界レベルおよび弱受信局受信可能限界レベル を得ることができるようになる。

 なお、本発明の第2実施例のGCアンプ6におい ては、強電界においてゲインコントロールが 開始されるようになり、ゲインコントロール が開始されてもNF(雑音指数)劣化量がそれほ� �増大しないようになる。このため、IM3同局� �よび弱受信局の受信可能限界レベルの増大� �抑制して受信性能の悪化を防止することが� �きる。さらに、著しく強い電界の範囲にお� �ては可変減衰回路23の作用によりIM3の発生量 を抑制することができると共に、NF劣化量の� ��大を抑えることができるようになる。
 また、本発明の第2実施例のGCアンプ6におい ても、ハイゲインかつ低NFのアンプとした際� ��、入力レベルの大きさに応じてNFBアンプ20� �ゲインを低下させることができ、相互変調� �発生量を減少させて歪み特性を改善するこ� �ができる。さらに、低NFは入力レベルが著し く強い電界まで増大しても維持されるため、 低NFとすることがIM3同局および弱受信局の受� ��可能限界レベルとして良好な限界レベルを� ��るための要因となる。

 このような本発明にかかる第2実施例のGCア� ��プ6においては、NFBアンプ20の負帰還量を可� ��インピーダンス回路21により可変・制御す� �と共に、入力信号レベルの減衰量を可変減� �回路23により可変・制御することにより、電 界の弱い地域ではフルゲインとして自動的に 高く設定することができると共に、中電界お よび強電界の地域では電界の大きさに合わせ たゲインにNFBアンプ20を自動的にゲインコン� ��ロールすることができ、さらに、著しく強� ��電界の場所においては入力信号レベルを減� ��することができるようになる。これにより� ��本発明の第2実施例にかかるGCアンプ6では受 信電界の大きさに適したゲインコントロール を行うことができるようになる。また、著し く強い電界の場所ではNFBアンプ20のゲインが� ��ぼゼロとなることから、NFBアンプ20による� �をほぼ受けない受信状態とすることが可能� �なる。
 この場合、従来のGCアンプ200のようにある� �界でいきなりアンプ210をパスさせてスルー� �切り替える場合には、受信できていた弱受� �局を受信できなくなってしまうが、本発明� �第2実施例にかかるGCアンプ6ではNFBアンプ20� �ゲインが次第にゼロに近づくように制御さ� �ることから、受信できていた受信局がいき� �り受信できなくなることを防止することが� �きる。

 なお、本発明にかかる第2実施例のGCアンプ6 において、第1制御回路22あるいは第2制御回� �24のいずれかを省略して、残る1つの制御回� �を共通の制御回路として可変インピーダン� �回路21および可変減衰回路23を共に制御する� ��うにしてもよい。
 また、本発明にかかる第2実施例のGCアンプ6 において、NFBアンプ20に入力される入力信号� ��取り出して倍電圧検波回路に供給するよう� ��したり、抵抗R5とコンデンサC4との接続点と トランジスタTRのベース間に可変インピーダ� ��ス回路21を接続するようにしてもよいし、� �10および図11に示す回路と同様に回路を変形� ��るようにしてもよい。