《第1の実施形態》

 図3は第1の実施形態に係る高周波リミッ� �の透視斜視図である。また図4はその中央部� ��縦断面図である。

 図3・図4に示す高周波リミッタ100は、サ� �キュレータと受信モジュールとの間に配置� �れるものであり、受信信号を伝搬する導波� �が接続される。この高周波リミッタ100は、� �3に示すように共振器部10と2つの導波管との� ��に配置される共振窓11,12を備えている。

 図3に示した共振器部10は、図4に示すよう に、下部導体部13および上部導体部14からな� �円筒形状のキャビティ34内に構成している。 このキャビティ34の内部には、下部導体部13� �から内部方向に突出する外部台座15を設けて いる。この外部台座15の外周面と下部導体部1 3の孔には、互いに螺合するためのネジを形� �している。

 また、上記キャビティ34内に、上部導体� �14側から突出するポスト17(中心導体)を設け� �いる。ポスト17の下端部には内部台座16を配� ��していて、この内部台座16とポスト17の下端 部との間にPINダイオード18を接合一体化して� ��る。内部台座16の外周面と外部台座15の内周 面には互いに螺合するためのネジを形成して いる。

 キャビティ34と外部台座15とによって外部 半同軸共振器を構成していて、外部台座15の� ��周面とポスト17とによって内部半同軸共振� �を構成している。

 前記外部台座15を旋回させることによっ� �キャビティ34に対する外部台座15の突出量(x)� ��調整することができ、またポスト17を旋回� �せることによってポスト17の内部半同軸共振 器への突出量yを調整することができる。し� �も、上記x、yを独立して調整できる。

 図4に示したPINダイオード18は、この高周� ��リミッタ100に対して共振窓11を介してパル� �電力が入力されると、ポスト17と内部台座16� ��の間に電圧が印加されて、その接合容量が� ��化し、導波管との結合特性が大きく変化し� ��入力電力を反射する。

 共振器(外部半同軸共振器および内部半同 軸共振器)のQ値は、前記寸法xおよびyの調節� �よって変化する。共振器のQ値に応じてPINダ� ��オード18に掛かる電圧が変化するので、上� �寸法x,yを調節することによってリミッティ� �グ特性を広範囲に亘って調整することがで� �る。

 図5は、前記キャビティ34の大きさがそれ� ��れ異なる3つの高周波リミッタの特性を示す 図である。ここでキャビティの内径をL,M,Sで� ��すと、L=23.0mm、M=20.0mm、S=17.0mmである。

 図5(A)はキャビティサイズLの特性、(B)は� �ャビティサイズMの特性、(C)はキャビティサ� ��ズSの特性である。これらの図においてONで� ��す曲線はPINダイオードがオン状態で挿入損� ��が最大となるx,yの寸法の関係、OFFで示す曲� ��はPINダイオードがオフ状態でリターンロス� ��最小となるx,yの寸法の関係を示す図である� ��なお、ここでは使用周波数を9.41GHzとしてい る。

 また図5(D)はPINダイオードのオン時の挿入 損失の特性、(E)はPINダイオードのオフ時のリ ターンロスの特性である。それぞれキャビテ ィの大きさをL,M,Sで表している。

 高周波リミッタとして使用する場合に、P INダイオードのオフ時には挿入損失が小さく� ��オン時には挿入損失が大きくなる特性を合� ��せ持つ必要がある。そのため、図5(A)~(C)に� �けるオン時の特性曲線とオフ時の特性曲線� �交点が前記x,yの最適寸法となる。

 図5から、キャビティの内径が小さいほど x,y寸法に対する特性変化が大きいこと、およ びキャビティの内径が小さいほど挿入損失が 大きくなる傾向にあることが分かる。

 これは、キャビティの内径が小さいほど� ��共振窓と内部の共振回路とが接近して結合� ��態が複雑になることから、リターンロスお� ��び挿入損失の特性変化が大きくなるものと� ��えられる。また、図3に示したように共振窓 11,12の形状としていわゆるH型共振窓以外にC� �共振窓を採用することもできるが、C型共振� ��の場合には組み立て方により共振窓ギャッ� ��部と共振回路との結合状態が大きく異なる� ��め、組み立て精度に対する特性変化が大き� ��なる。そのため共振窓はH型共振窓が好まし い。

 以上のことから、単一の共振器部10を備� �た高調波リミッタを構成する場合に、キャ� �ティの大きさに応じて最適なx,y寸法をとな� �ように、図4に示した外部台座15のキャビテ� �34に対する挿入量およびポスト17の外部台座1 5の内部に対する挿入量をそれぞれ調整すれ� �よい。

 ところで、キャビティ34の内径を変化さ� �ると、内部半同軸共振器と外部半同軸共振� �の特性インピーダンスが変化し、ダイオー� �にかかる電圧が変化する(径を小さくするほ� ��、ダイオードにかかる電圧が大きくなる)。

 そしてリミッティング量は、キャビティ3 4の内径が小さいほど大きくなる。これは上� �の通り、内径を小さくするほど、ダイオー� �にかかる電圧が大きくなるためであると考� �られる。

 また、半同軸共振器(内側の共振器と外側 の共振器を併せた状態)のQ値は図4に示した寸 法x,y(特に寸法x)を変化させることによって変 化するが、リミッティング量は、Q値が低い� �ど小さく、Q値が高いほど大きくなる。これ� ��、Q値が高いほど感度が良好となり、ダイオ ードに電流が流れるためリミッティング量が 増加し、Q値が低いときはこの逆の関係にな� �ためである。

 このようにして、キャビティの内径の選� ��および寸法xの調整によって、PINダイオード 18に印加される電圧を制御して所望のリミッ� ��ィング量に設定することができる。また、� ��法xに応じて、ダイオードオフ時のリターン ロスが最小、ダイオードオン時の挿入損失が 最大となるための最適な寸法yを定めること� �できる。

 《第2の実施形態》

 図6は第2の実施形態に係る高周波リミッ� �の透視斜視図である。また図7(A)はその高周� ��リミッタの透視上面図、(B)は透視正面図で� ��る。

 この第2の実施形態に係る高周波リミッタ 200は、2つの共振器部10,20を備えるとともに、 第1の共振器部10と導波管(不図示)との間に共� ��窓11、第2の共振器部20と導波管(不図示)との 間に共振窓21、第1・第2の共振器部10,20の間に 共振窓22をそれぞれ設けている。

 第1の共振器部10および第2の共振器部20の� ��成は第1の実施形態で示したものと基本的に 同様であるが、第1の共振器部10と第2の共振� �部20は、外部台座、内部台座、およびポスト を同一寸法にするとともに、キャビティの内 径を互いに異なったものとしている。

 また、第1・第2の共振器部10-20間の共振窓 22は導波管との間の共振窓11,21と同様のH型共� ��窓形状としている。

 このようにキャビティの内径寸法の異な� ��2つの2重の半同軸共振器を従属接続するこ� �によって、それぞれの共振器の合成特性が� �られる。したがって特性調整のパラメータ� �2倍になってリミッティング特性をより広範� ��に亘って調整することが可能となる。

 《第3の実施形態》

 本発明の実施形態3による高周波リミッタ について図8から図11を用いて説明する。図8� �本発明の実施形態3による高周波リミッタの� ��例を示す図であり、図8(a)は本発明の実施形 態3による高周波リミッタの斜視図、図8(b)は� ��周波リミッタのA-A'断面図、図8(C)は高周波� �ミッタのB-B'断面図である。

 本発明の実施形態3による高周波リミッタ100 は、同軸スタブ型共振器を使用した
高周波リミッタであり、矩形の導波路を有す る導波管に第1の共振部310と、共振部320と、� �壁30と、入力部40と、出力部50とを設けたも� �である。

 共振部310は、中心導体311と、その回りに� ��置された外導体84とからなり、中心導体311� �は耐電力特性の良いI層が厚いPINダイオード3 13が装填されている。なお、ここで説明する� ��振部310は、外導体84が中心導体311の周りに� �心導体311の一部を突出させるように配置さ� �た同軸型共振器であり、中心導体311の台座31 4及び外導体84の高さ方向の位置を調節可能な ように、例えば中心導体311の台座314、外導体 84が螺合されている。

 また、共振部320は、中心導体321と、その� ��りに配置された外導体94とからなり、中心� �体311には遮断特性の良いI層の薄いPINダイオ� ��ド323が装填されている。なお、本発明の共� ��部320も共振部310と同様に、外導体94が中心� �体321の周りに中心導体321の一部を突出させ� �ように配置された同軸型共振器であり、中� �導体321の台座324及び外導体94の高さ方向の位 置を調節可能なように、例えば中心導体321の 台座324、外導体94が螺合されている。

 本発明の高周波リミッタ100は、このよう� ��耐電力特性を持たせた共振部310と遮断特性� ��持たせた共振部320とを電波の伝送方向に沿� ��て並べて配置し、互いに電気的に結合させ� ��ことにより、大電力に対する耐性と短い応� ��時間(良好な遮断特性)を同時に実現してい� �。

 隔壁30は、隣り合う共振部310と共振部320� �が偶モードで結合するような結合孔60を形成 するものである。結合孔60は導波路を形成す� ��導波管と内壁と隔壁30とにより形成された� �形の窓であり、高周波リミッタ100内部を伝� �する電磁波の周波数帯域内で共振が起こら� �いような形状で形成される。図9は、本発明� ��高周波リミッタ100を上方向から見た磁界分� ��を示す概念図である。図示するように、共� ��部310の電磁界と共振部320の電磁界の結合を� ��壁30により制御することにより、磁界分布� �隔壁30に対して左右対称な偶モードで結合し ている。

 次に本発明の高周波リミッタ100を等価回� ��を用いて説明する。

 図10は本発明の実施の形態3による高周波� ��ミッタ100の等価回路である。

 図10に付した図番は高周波リミッタ100の� �成にそれぞれ対応しており、70は隔壁30によ� ��形成した結合孔60に相当する。なお、図中� �ZAはPINダイオード313が接続された共振部310の インピーダンスを表したものであり、ZBはPIN� ��イオード323が接続された共振部320のインピ� ��ダンスを表したものである。

 隔壁30により形成される結合孔60は、共振 部310と共振部320とを偶モードで結合する働き を果たすため、図10の70に示すようにコイル� �コンデンサを直列に接続した等価回路とな� �。この等価回路は、周知のように、ある周� �数以上の高域成分を遮断する低域通過特性� �有する。そのため、図10に示す高周波リミッ タ100は、ある周波数以上の高域成分を遮断す る低域通過特性を有するとともに、入力電力 に応じてダイオードのインピーダンスが変化 するため、良好な伝送特性、遮断特性を得る ことができる。また、結合孔60は伝送する電� ��波の周波数帯域内で共振が起こらないよう� ��形状であるため、不要な共振モードを持つ� ��となく、遮断特性の広帯域化も同時に実現� ��ることができる。

 次に、本発明の高周波リミッタ100の効果� ��示す。

 図11は本発明の高周波リミッタ100の効果� �説明するための説明図であり、マグネトロ� �の送信周波数範囲を9.4GHz周辺に設定して高� �波リミッタの設計を行った場合の入力信号� �損失量を示すものである。図11(a)は共振部間 に隔壁を設け、隣り合う共振部の電磁界を偶 モードで結合させた場合の各周波数に対する 損失量を示し、図11(b)は共振部間に隔壁を設� ��ず、隣り合う共振部の電磁界を奇モードで� ��合させた場合の各周波数に対する損失量を� ��す。なお、図11中の実線は遮断特性を示し� �破線は伝送特性を示す。

 レーダ装置で使用する理想的な高周波リ� ��ッタは、小電力入力時にマグネトロンの送� ��周波数範囲のみの信号成分を通す帯域通過� ��ィルタ型の伝送特性を持ち、大電力入力時� ��マグネトロンの送信周波数とこれより高い� ��波数の両方を遮断する低域通過フィルタ型� ��遮断特性を持つことが必要である。

 図11(b)に示す奇モードの場合には、小電� �入力時にマグネトロンの送信周波数範囲の� �を通す遮断特性を持つが、大電力入力時に� �マグネトロンの送信周波数の信号成分を通� �てしまう。また、マグネトロンの送信周波� �よりも高い周波数領域においても、共振部� �電磁界を偶モードで結合させた場合に比べ� �大電力入力時に高い周波数の信号成分を通� �。

 これに対して図11(a)に示す偶モードの場� �は、小電力入力時にマグネトロンの送信周� �数範囲のみを通す遮断特性を持つとともに� �大電力入力時にはマグネトロンの送信周波� �の信号成分を遮断する。また、大電力入力� �には所定の周波数以上の高域成分も奇モー� �結合の場合と比較して遮断できている。

 このように、隣接する共振部の結合モー� ��を偶モード結合とすることで不要な共振モ� ��ドを持たず、奇モード結合の場合と比較し� ��遮断特性を広帯域化することができる。

 《第4の実施形態》

 次に、本発明の実施形態4による高周波リ ミッタについて図12から図15を用いて説明す� �。

 図12は本発明の実施形態4による高周波リ� ��ッタの一例を示す図であり、図12(a)は本発� �の実施形態4による高周波リミッタの斜視図� ��図12(b)は高周波リミッタのA-A'断面図、図12(C )は高周波リミッタのB-B'断面図である。

 本発明の実施形態4による高周波リミッタ 200は、半同軸共振器を使用した高周波リミッ タであり、共振部380と、共振部390と、隔壁30� ��、入力部40と、出力部50を備えている。なお 、本発明の実施形態4による高周波リミッタ20 0は、実施の形態3による高周波リミッタ100の� ��振部380及び共振部390の構成を変更したもの� ��あり、他の構成要素については同様である� ��そのため、ここでは同一の符号を付して説� ��を省略する。

 共振部380は、耐電力特性の良いI層が厚い ダイオード13が装填された中心導体381と、中� ��導体381の周りに該中心導体381の一部を突出� ��せるように対向して配置した内側外導体82� �び外側外導体83を有する半同軸共振器である 。この共振部380は、中心導体381の台座314及び 内側外導体82の高さ方向の位置を調節可能な� ��うに、例えば中心導体381の台座314、内側外� ��体82が螺合されている。

 また、共振部390は、遮断特性の良いI層の 薄いダイオード23が装填された中心導体391と� ��中心導体391の周りに該中心導体391の一部を� ��出させるように対向して配置した内側外導� ��92及び外側外導体93を有する半同軸共振器で ある。この共振部390は、中心導体391の台座314 及び内側外導体92の高さ方向の位置を調節可� ��なように、例えば中心導体391の台座314、内� ��外導体92が螺合されている。

 共振部380と共振部390との間に隔壁30を設� �た高周波リミッタ200の磁界分布を図13に示す 。図13は、本発明の高周波リミッタ200を上方� ��から見た磁界分布を示す概念図である。図� ��するように、共振部380の電磁界と共振部390� ��電磁界の結合を隔壁30により制御すること� �より、磁界分布が隔壁30に対して左右対称な 偶モードで結合している。

 次に本発明の高周波リミッタ200を等価回� ��を用いて説明する。

 図14は本発明の高周波リミッタを表す等� �回路である。

 図14に付した図番は高周波リミッタ200の� �成にそれぞれ対応しており、70は隔壁30によ� ��形成した結合孔60の配置部分に相当する。� �お、図中のZA1、ZA2はPINダイオード313が接続� �れた共振部380のインピーダンスを表したも� �であり、ZA1は中心導体381と内側外導体82とで 構成される内側共振器のインピーダンスを、 ZA2は内側外導体82と外側外導体83とで構成さ� �る外側共振器のインピーダンスを表したも� �である。また、ZB1、ZB2はPINダイオード313が� �続された共振部390のインピーダンスを表し� �ものであり、ZB1は中心導体391と内側外導体92 とで構成される内側共振器のインピーダンス を、ZB2は内側外導体92と外側外導体93とで構� �される外側共振器のインピーダンスを表し� �ものである。

 隔壁30により形成される結合孔60は、共振 部380と共振部390とを偶モードで結合する働き を果たすため、図14の70に示すようにコイル� �コンデンサを直列に接続した等価回路とな� �。この等価回路は、周知のように、ある周� �数以上の高域成分を遮断する低域通過特性� �有する。そのため、図14に示す高周波リミッ タ200は、ある周波数以上の高域成分を遮断す る低域通過特性を有するとともに、入力電力 に応じてダイオードのインピーダンスが変化 するため、良好な伝送特性、遮断特性を得る ことができる。また、結合孔60は伝送する電� ��波の周波数帯域内で共振が起こらないよう� ��形状であるため、不要な共振モードを持つ� ��となく、遮断特性の広帯域化も同時に実現� ��ることができる。

 次に、本発明の高周波リミッタ200の効果� ��示す。

 図15は本発明の高周波リミッタ200の効果� �説明するための説明図であり、マグネトロ� �の送信周波数範囲を9.4GHz周辺に設定して高� �波リミッタの設計を行った場合の入力信号� �損失量を示すものである。図15(a)は共振部間 に隔壁を設け、隣り合う共振部の電磁界を偶 モードで結合させた場合の各周波数に対する 損失量を示し、図15(b)は共振部間に隔壁を設� ��ず、隣り合う共振部の電磁界を奇モードで� ��合させた場合の各周波数に対する損失量を� ��す。なお、図15中の実線は遮断特性を示し� �破線は伝送特性を示す。

 レーダ装置で使用する理想的な高周波リ� ��ッタは、小電力入力時にマグネトロンの送� ��周波数範囲のみの信号成分を通す帯域通過� ��ィルタ型の伝送特性を持ち、大電力入力時� ��マグネトロンの送信周波数とこれより高い� ��波数の両方を遮断する低域通過フィルタ型� ��遮断特性を持つことが必要である。

 図15(b)に示す奇モードの場合には、小電� �入力時にマグネトロンの送信周波数範囲の� �を通す遮断特性を持つが、大電力入力時に� �マグネトロンの送信周波数とこれよりも高� �周波数の信号成分を通す高域通過フィルタ� �の特性を持つ。

 これに対して図15(a)に示す偶モードの場� �は、小電力入力時で帯域通過フィルタ特性� �持つともに、大電力入力時には所定の周波� �以上の高域成分を遮断する低域通過フィル� �特性が得られている。

 このように、隣接する共振部の結合モー� ��を偶モード結合とすることで不要な共振モ� ��ドを持たず、奇モード結合の場合と比較し� ��遮断特性を広帯域化することができる。

 なお、本発明の実施の形態3及び4では、� �振部310と共振部320とが同じ構成のものにつ� �て説明したが、並べて配置される共振部は� �いに異なる構成のものであってもよく、少� �くとも、共振部はPINダイオードが装填され� �中心導体と、該中心導体の回りに対向して� �置された外導体とを有するものであればよ� �。

 また、本発明の実施の形態3及び4では、2� ��の共振部を電磁波の伝送方向に沿って並べ� ��配置した高周波リミッタについて説明した� ��、3以上の共振部を並べて配置したものであ ってもよい。

 また、本発明は、本発明の各実施の形態� ��説明した発明の本旨を逸しない範囲で自由� ��設計変更可能であり、本発明の各実施の形� ��で説明した内容に限定されるものではない� ��