本发明属于电子技术领域， 尤其涉及一种 HID电子镇流电路、 电子镇流器 及高压气体放电灯。 背景技术

随着社会对环保照明需求的增加， 高压气体放电 (High Intensity Discharge , HID)灯作为目前国际上广泛使用的新一代高效� �源， 以其节能、 高亮等优点大 量取代 素灯和高压汞灯， 而镇流器作为 HID灯中最为重要的配件部分决定了 HID灯的质量。

HID镇流器分为 HID电子式镇流器和 HID电感式镇流器， 其中 HID电子 式镇流器以其功率恒定、 电网污染小、 电能利用率高以及电光转换效率高等优 势大量取代 HID电感式镇流器。

图 1示出了现有的三阶变换式 HID电子镇流器的示例电路，其中包括整流 滤波电路 11、 升压电路 12、 降压电路 13、 全桥驱动电路 14。

整流滤波电路 11的输入端与交流电源电压连接， 整流滤波电路 11的输出 端与升压电路 12的输入端连接，升压电路 12的控制端与芯片 16连接，升压电 路 12的输出端与降压电路 13的输入端连接，降压电路 13的控制端与单片机及 辅助电路 17的输出控制端 P1连接， 降压电路 13的输出端与全桥驱动电路 14 的输入端连接， 全桥驱动电路 14的第一控制端与单片机及辅助电路 17的输出 控制端 P2连接，全桥驱动电路 14的第二控制端与单片机及辅助电路 17的输出 控制端 P3连接，全桥驱动电路 14的第三控制端与单片机及辅助电路 17的输出 控制端 P4连接，全桥驱动电路 14的第四控制端与单片机及辅助电路 17的输出 控制端 P5连接， 控制端全桥驱动电路 14的输出端与负载 HID灯连接。 整流滤波电路 11包括： 整流桥 111和电容 C1 , 该整流桥 111的输入端为 整流滤波电路 11的输入端， 整流桥 111的输出端通过电容 C1接地， 该整流桥 111与电容 C1的输出端为整流滤波电路 11的输出端。

升压电路 12包括： 电感 Ll、 二极管 D1和开关管 Q1 , 电感 L1的一端为 升压电路 12的输入端， 电感 L1的另一端与二极管 D1的阳极连接， 二极管 D2 的阴极为升压电路 12的输出端， 开关管 Q1的漏极与二极管的阳极连接， 开关 管 Q1的源级接地， 开关管 Q1的栅极为升压电路 12的控制端。

降压电路 13包括： 电容 C2、 开关管 Q2和二极管 D2, 电容 C2的正极为 降压电路 13的输入端， 电容 C2的负极接地，开关管 Q2的漏极与电容 C2的正 极连接， 开关管 Q2的源级与二极管 D2的阴极连接， 二极管 D2的阳极接地， 开关管 Q2与二极管 D2的连接端为降压电路 13的输出端， 开关管 Q2的控制 端为降压电路 13的控制端。

全桥驱动电路 14包括： 电感 L2、 电感 L3、 电容 C3、 电容 C4、开关管 Q3、 开关管 Q4、 开关管 Q5、 开关管 Q6, 电感 L2的一端为全桥驱动电路 14的输入 端， 电感 L2的另一端通过电容 C3接地， 电感 L2与电容 C3的连接端与开关管 Q3的漏极连接， 开关管 Q3的栅极为全桥驱动电路 14的第一控制端， 开关管 Q3的源极与开关管 Q4的漏极连接，开关管 Q4的栅极为全桥驱动电路 14的第 二控制端，开关管 Q4的源极接地，开关管 Q5的漏极与开关管 Q3的漏极连接， 开关管 Q5的栅极为全桥驱动电路 14的第三控制端， 开关管 Q5的源极与开关 管 Q6的漏极连接， 开关管 Q6的栅极为全桥驱动电路 14的第四控制端， 开关 管 Q6的源极接地， 开关管 Q3与开关管 Q4的连接端与电感 L3的一端连接， 电感 L3的另一端为全桥驱动电路 14的输出端，开关管 Q5与开关管 Q6的连接 端通过电容 C4接地。

该镇流器采用低频脉沖激发方式点灯， 该镇流电路的三阶变换包括： 升压变换， 交流电经过整流桥 111整流和电容 C1滤波后， 由芯片 15对其 进行 APFC 功率因数补偿以消减无功功率， 同时， 电源通过与储能的电感 L1 串联升高电压， 并经过二极管 D1和电容 C2的整流滤波， 将电压上升为稳定的 400V直流电压， 此时， 升压电路 12完成升压变换；

BUCK降压变换， 400 V直流电压经过电容 C2放电， 并通过单片机及辅助 电路 17控制的开关管 Q2使电压降至 80-120V左右的全桥工作电压， 实现恒功 率运行， 二极管 D2用于钳位， 此时， 降压电路 13完成加压变换；

DC- AC变换， 在单片机及辅助电路 17的控制下， 由电感 L2、 电容 C3、 开关管 Q3、 开关管 Q4、 开关管 Q5、 开关管 Q6、 电感 L3以及电容 C4组成的 全桥驱动电路 14将直流 80-120V左右的全桥工作电压转换为低于 400Hz的低 频方波脉沖， 通常其工作频率为 120- 180HZ之间。

据实验统计表明， 工作频率在 ΙΟΚΗζ至 150KHz之间发生 '声共振， 的概 率很高， 频率高于 250KHz '声共振， 的概率才会越来越小， 该三阶变换式 HID 电子镇流器可以有效地解决声共振和恒功率运 行问题， 但由于需要经过三阶变 换， 每一次变换都会降低一次效率， 而且其工作频率与工频相同数量级， 频闪 问题依然存在， 方波脉沖形式供电， 还会产生大量的高次谐波， 导致 EMC ( Electro Magnetic Compatibility, 电磁兼容）测试较难通过。 发明内容

本发明的目的在于提供一种 HID电子镇流电路， 旨在提高光效， 解决现有 电子镇流电路的频闪以及较难通过电磁兼容测 试的问题。

本发明是这样实现的， 一种 HID电子镇流电路， 包括触发电路， 所述镇流 电路还包括：

功率半桥自激振荡电路， 所述功率半桥自激振荡电路的输入端与所述触 发 电路的输出端连接， 用于在所述触发电路输出的原始单次脉沖激发 时， 利用内 部功率场效应管的米勒电容 C _dg 对角电容 C _gs 赋能实现自激振荡，输出自激振荡 信号；

滤波回路， 所述滤波回路的输入端与所述功率半桥自激振 荡电路的输出端 连接， 所述滤波回路的输出端与负载 HID管连接， 用于对所述自激振荡信号进 行阻抗匹配， 实现从低阻抗电压源到高阻抗恒流源的变换。

本发明的另一目的在于提供一种采用上述 HID 电子镇流电路的电子镇流 器。

本发明的另一目的在于提供一种包括上述 HID电子镇流器的高压气体放电 灯。

在本发明实施例中， 利用功率场效应管内部固有的相位关系自反馈 产生远 离 HID灯的 "声共振" 频率范围的振荡信号， 有效避免了频闪现象， 提高了光 效率， 在提高电路功率的基础上确保功率场效应管低 温、 稳定地工作， 并且通 过滤波回路对该振荡信号进行阻抗匹配，在达 到恒功率供电的同时将频带展宽、 降低 Q值， 使 EMC测试更容易通过， 提高了功率输出电路的稳定性和可靠性， 另外滤波回路还可以取代驱动电路对 HID灯进行触发， 筒化了电路结构， 降低 了制作成本。 附图说明

图 1为现有的三阶变换式 HID电子镇流器的示例电路图；

图 2为本发明一实施例提供的 HID电子镇流电路结构图；

图 3为本发明一实施例提供的 HID电子镇流电路的示例电路图；

图 4为本发明一实施例提供的功率场效应管及其� �效电路图；

图 5为本发明一实施例提供的 HID电子镇流电路的拓补电路；

图 6为本发明一实施例提供的 HID电子镇流电路的频展和降 Q示意图。 具体实施方式

为了使本发明的目的、 技术方案及优点更加清楚明白， 以下结合附图及实 施例， 对本发明进行进一步详细说明。 应当理解， 此处所描述的具体实施例仅 仅用以解释本发明， 并不用于限定本发明。 本发明实施例利用功率场效应管内部固有的相 位关系 , 通过功率半桥自激 振荡电路产生振荡信号， 通过滤波回路对该振荡信号进行阻抗匹配、 触发 HID 灯， 避免频闪对人眼造成的损害且可以通过电磁兼 容测试。

图 2示出本发明一实施例提供的 HID电子镇流电路的结构，为了便于说明， 仅示出了与本发明相关的部分。

该 HID电子镇流电路可以应用于各种 HID电子镇流器以及高压气体放电灯 中。

作为本发明一实施例提供的 HID电子镇流电路， 包括触发电路 21 ,该 HID 电子镇流电路还包括：

功率半桥自激振荡电路 22, 该功率半桥自激振荡电路 22的输入端与触发 电路 21的输出端连接， 用于在触发电路 21输出的原始单次脉沖激发时， 利用 内部功率场效应管的米勒电容 C _dg 对角电容 C _gs 赋能实现自激振荡，输出自激振 荡信号；

滤波回路 23, 该滤波回路 23的输入端与功率半桥自激振荡电路 22的输出 端连接， 该滤波回路 23的输出端与负载 HID管 24连接， 用于对所述自激振荡 信号进行阻抗匹配， 实现从低阻抗电压源到高阻抗恒流源的变换。 图 3示出本发明一实施例提供的 HID电子镇流电路的示例电路， 为了便于说 明， 仅示出了与本发明相关的部分。

作为本发明一实施例提供的 HID电子镇流电路， 包括触发电路 31、功率半 桥自激振荡电路 32和滤波回路 33。

功率半桥自激振荡电路 32包括：

变压器 Tl、 上臂 MOS管 Q7以及下臂 MOS管 Q8;

变压器 T1初级绕组 N1的同名端为功率半桥自激振荡电路 32的输入端与 触发电路 31连接， 变压器 T1初级绕组 N1的异名端接地， 变压器 T1第一次级 绕组 Ν2的同名端与上臂 MOS管 Q7的控制端连接，上臂 MOS管 Q7的输入端 连接电源电压， 上臂 MOS管 Q7的输出端为功率半桥自激振荡电路 32的输出 端与变压器 T1第一次级绕组 N2的异名端连接， 变压器 T1第二次级绕组 N3 的异名端与下臂 MOS管 Q8的控制端连接， 下臂 MOS管 Q8的输入端与上臂 MOS管 Q7的输出端连接， 下臂 MOS管 Q8的输出端与变压器 T1第二次级绕 组 N3的同名端同时接地。

作为本发明一实施例， 上臂 MOS管 Q7和下臂 MOS管 Q8可以为 N型 MOS管。

滤波回路 33包括：

电容 C5、 电容 C6以及电感 L4、 电感 L5;

电容 C5的一端为滤波回路 33的输入端，电容 C5的另一端与电感 L4的一 端连接， 电感 L4的另一端与电容 C6的一端连接， 电容 C6的另一端接地， 电 感 L4与电容 C6的公共端与电感 L5的一端连接，电感 L5的另一端为滤波回路 33的输出端与 HID连接。

在本发明实施例中， 当触发电路 31输出原始单次脉沖信号时， 变压器 T1 被激发， 变压器 T1的初级绕组 N1快速放电， 于是在变压器 T1的第一次级绕 组 N2和第二次级绕组 N3上分别感应出两个幅度大小相同，相位完全� ��反的正 弦波感应电压， 使与初级绕组 N1 同相位的上臂 MOS管 Q7饱和导通， 下臂 MOS管 Q8截止， 于是， 上臂 MOS管 Q7的漏极与源极之间的电压增量 dv/dt 迅速下降， 而电流增量 di/dt却迅速递增， 迅变电流流过电感 L4和电容 C6到 地， 完成一次 "拉" 动作。

半个周期之后上臂 MOS管 Q7进入截止状态，相位为负， 下臂 MOS管 Q8 导通， 迅变电流流过电感 L4和电容 C6, 通过导通的下臂 MOS管 Q8对地回路 迅速放电， 完成一次 "灌" 动作。

在本发明实施例中， 当上臂 MOS管 Q7导通时， 下臂 MOS管 Q8截止； 当下臂 MOS管 Q8导通时， 上臂 MOS管 Q7截止。

重复上述周期，从上臂 MOS管 Q7、下臂 MOS管 Q8中点即功率半桥自激 振荡电路 32的输出端输出方波信号， 其幅度为 V _cc -2I*R。 _n , 其中， V _cc 为电源电 压， I为迅变电流， R。 _n 为导通电阻， 经过电容 C5、 电感 L4及电容 C6选频回 路滤波和 Q倍升压， 形成高压正弦波信号。 C5为隔直电容， 电感 L4、 电容 C6 构成串联谐振； 其后， 当 HID管被点燃之后， HID的阻抗大大降低， 电感 L5 与电容 C6又构成一个有负载消耗的并联谐振回路， 对 HID灯而言， 等效于从 一个低阻抗电压源转变成一个高阻抗电流源， 从而实现了限流和恒功率供电。

滤波回路 33还可作为启动单元快速启动 HID灯，由于 HID灯是容性负载， 两个电极之间的静态电容只有数皮法左右， 因此当灯管未被点燃之前， 其阻抗 非常大， 当功率强信号到达负载两端， 而灯管尚未启动时， 由于自感应原理， 在 HID灯电极两端会产生很高的自感电压， 该高压足以将灯点燃， 而无需再另 行设计专用的触发启动电路。 HID灯一旦被点燃， 阻抗立即降至艮低， 进入正 常工作状态之后， 两端电压降至工作电压， 大约在 90-180V之间。

图 4示出本发明一实施例提供的功率场效应管及� �等效电路， 为了便于说 明， 仅示出了与本发明相关的部分。

在本发明实施例中， 利用 "米勒" 电容作为功率场效应管被原始脉沖沖激 而触发导通之后的后续赋能， 使振荡频率得以形成和维持。

其中， R _g 为功率场效应管的栅极等效电阻， 静态时其阻值可高达 10 ¹³ Ω , 可视为无穷大， 一旦建立电场， 到达场效应管栅极 G的导通门监电压时， 阻值 降为 4艮小， R。 _n 为导通电阻， R _ch 为沟道电阻， 导通时可视为零， 关断时视为无 穷大， 可看作是一个电闸开关。 （ ^为场效应管栅极 G与源极 S之间的角电容， C _dg 为漏极 D与栅极 G之间的角电容（即 "米勒电容" ) , C _ds 为漏极 D与源极 S之间的角电容， 称为输出电容， C _s 为电源两端的退耦电容， 为交流提供通路， V _d 为功率场效应管自身的体二极管， 功率场效应管的连接关系作为公知常识在 此不再赘述。

在本发明实施例中， 参考图 3, 当功率半桥自激振荡电路 32中上臂 MOS 管 Q7或下臂 MOS管 Q8受到单次的脉沖式原始沖激而导通时，漏极 D上的电 压 V立即按 dv/dt的速度降落， 与此同时， 电流 i却以 di/dt的速度迅速递增。 迅变电流与电压梯度的关系为： i=Cdv/dt。 di/dt为 MOS管漏、 源极之间雪崩电 流对时间的增量， 该递增电流通过功率场效应管自身的 "米勒" 电容 C _dg 对栅 极角电容 C _gs 进行充电， 它与原始的单次脉沖有着确定的同相位， 从而给栅源 极角电容 C _gs 赋能，维持激励线圏次级回路与栅源极角 电容 C _gs 本征频率的振荡， 并使 MOSFET管的漏极 D与源极 S进一步导通。 由于功率半桥自激振荡电路 32中的上臂 MOS管 Q7、 下臂 MOS管 Q8输入回路的相位完全相反， 上半周 期， 下臂 MOS管 Q8栅极 G相位为负， 下臂 MOS管 Q8截止状态， 下半周期， 上臂 MOS管 Q7栅极 G相位为负， 上臂 MOS管 Q7截止， 而下臂 MOS管 Q8 的相位由负变为正，于是下臂 MOS管 Q8的 D极与 S极导通，完成一次 '拉， 、 '灌， 过程， 形成功率输出， 并且周而复始地维持下去。

在本发明实施例中， HID镇流电路的工作频率主要由变压器 T1 的第一次 级绕组 N2、 上臂 MOS管 Q7的输入结电容 C _1SS 、 外接补偿电容 (^或变压器 T1 的第二次级绕组 N3、 下臂 MOS管 Q8的输入结电容 C _1SS 、 外接补偿电容 决 定。

由于上臂 MOS管 Q7、 下臂 MOS管 Q8均为 T/2时间的正触发，且分布电 容 C*很小， 则工作频率可近似为： f = i *—— , ¹

2 2^L _N2 (C _{1SS +} C _S ) 设变压器 T1的次级绕组 LN2/LN3=40 H, 采用 FQPF10N30C管， 从器件 手册中查出其输入结电容 C _lss =2200Pf,取频率微调电容（即补偿电容）C _s =220Pf, 代入上式， 可得： f=268KHz, 与实测结果： f=261KHz数值十分相近。

另外设变压器 T1的次级绕组 LN2/LN3=12 μ Η, 仍采用 FQPF10N30C管， C _lss +C _s =2400Pf, 代入上式， 可得 f=469KHz, 与实测结果： f=452KHz的数值也 十分接近。 由于 LC构成的串联或并联谐振回路的谐振频率为 f ,而在本发 明实施例中， N型 MOS管为正触发， 在一个周期内上、 下臂 MOS管各有一次 导通， 叠加之后即为两次， 因此， 振荡频率为： f = i *—— , ¹

2 2^L _N2 (C _{1SS +} C _S ) 即当工作频率相同时， 若 L不变， 电容 C的数值要比传统电路小 4倍， 这就使 MOSFET管导通时的交换损耗大大降低。

本发明实施例通过 "米勒" 电容的后续赋能产生振荡频率的原理推导出公 式 f = i *—— , ¹ 且利用普通的功率场效应管， 将工作频率提高

2 2^L _N2 (C _1SS + C _S ) 到 650KHz-750KHz之间， 该频段处于 "声共振" 概率窗口之外， 使得 "声共 振"和频闪问题同时解决， 其电功率可高至 250W以上， 管子的结温仍然 4艮低， 提高了电路的可靠性。

图 5示出本发明一实施例提供的 HID电子镇流电路的拓补电路， 为了便于 说明， 仅示出了与本发明相关的部分。

作为本发明一实施例提供的 HID电子镇流电路， 触发电路 51 包括： 电阻 Rl、 电阻 R2、 电容 C7、 二极管 D3及双向触发二极管 VD1;

电阻 R1的一端连接电源电压 Vcc, 电阻 R1的另一端连接二极管 D3的阳 极， 二极管 D3的阴极与滤波回路 53的输入端连接， 电阻 R2的一端与二极管 D3的阳极连接， 电阻 R2的另一端通过电容 C7接地， 电阻 R2与电容 C7的连 接端与双向触发二极管 VD1的一端连接， 双向触发二极管 VD1的另一端为触 发电路 51的输出端。

功率半桥自激振荡电路 52包括：

变压器 Tl、 电容 C8、 电容 C9、 稳压二极管 Zl、 稳压二极管 Z2、 稳压二 极管 Z3、 稳压二极管 Z4、 上臂 MOS管 Q7以及下臂 MOS管 Q8;

变压器 T1初级绕组 N1的同名端为功率半桥自激振荡电路 52的输入端与 触发电路 51连接， 变压器 T1初级绕组 N1的异名端接地， 变压器 T1的第一次 级绕组 N2与电容 C8并联， 稳压二极管 Z1和稳压二极管 Z2阴极相对串联后 与电容 C8并联， 稳压二极管 Z1的阳极同时与变压器 T1的第一次级绕组 N2 的同名端和上臂 MOS管 Q7的控制端连接， 稳压二极管 Z2的阳极同时与变压 器 T1的第一次级绕组 N2的异名端和上臂 MOS管 Q7的输出端连接，上臂 MOS 管 Q7的输入端连接电源电压， 上臂 MOS管 Q7的输出端为功率半桥自激振荡 电路 52的输出端， 变压器 T1的第二次级绕组 N3与电容 C9并联，稳压二极管 Z3和稳压二极管 Z4阴极相对串联后与电容 C9并联，稳压二极管 Z3的阳极同 时与变压器 T1的第二次级绕组 N3的异名端与下臂 MOS管 Q8的控制端连接， 稳压二极管 Z4 的阳极同时与变压器 T1 的第二次级绕组 N3 的同名端和下臂 MOS管 Q8的输出端接地， 下臂 MOS管 Q8的输入端与上臂 MOS管 Q7的输 出端连接， 变压器 T1 的第二次级绕组 N3 的异名端为功率半桥自激振荡电路 52的异常控制端。

作为本发明一实施例， 上臂 MOS管 Q7和下臂 MOS管 Q8可以为 N型 MOS管， 电源电压可以采用 400V直流电压。

滤波回路 53包括：

变压器 T3、 电容 C10、 电容 Cll、 电容 C12、 电容 C13、 电容 C14及电感

L6;

电容 C14的一端为滤波回路 53的输入端与功率半桥自激振荡电路 52的输 出端连接， 电容 C14的另一端与变压器 T3初级绕组 N7的一端连接， 变压器 T3初级绕组 N7的另一端同时与电感 L6的一端、 电容 C12的一端连接， 电感 L6的另一端为滤波回路 53的输出端， 与负载 HID灯管 54连接， 电容 C12的 另一端通过电容 C13接地， 电容 C12与电容 C13的连接端与电容 C10的一端 连接， 电容 C10的另一端通过电容 C11与触发电路 51的输出端连接， 变压器 T3次级绕组 N8的一端为滤波回路 53的感应电源端， 变压器 T3次级绕组 N8 的另一端接地。

作为本发明一实施例， HID电子镇流电路还包括异常保护电路 55, 该异常 保护电路 55的输入端与滤波回路 53的感应电源端连接， 该异常保护电路的控 制端与功率半桥自激振荡电路 52的异常控制端连接， 用于在 HID镇流电路发 生异常时， 强制切断功率半桥自激振荡电路 52工作， 使 HID镇流电路进入保 护状态。

该异常保护电路 55包括： 电容 C15、 电容 C16、 电阻 R3、 电阻 R4、 电阻 R5、 二极管 D4、 二极管 D5、 钳位二极管 D6、 开关管 Q11及双向触发二极管 VD2;

二极管 D4的阳极为异常保护电路 55的控制端， 二极管 D4的阴极与开关 管 Q11的输入端连接， 开关管 Q11的输出端接地， 开关管 Q11的控制端通过 电容 C15接地， 电阻 R3与电容 C15并联， 双向触发二极管 VD2的一端与开关 管 Q11的控制端连接， 双向触发二极管 VD2的另一端通过电容 C16接地， 电 阻 R4与电容 C16并联， 双向触发二极管 VD2的另一端还与电阻 R5的一端连 接， 电阻 R5的另一端与二极管 D5的阴极连接， 二极管 D5的阳极为异常保护 电路 55的输入端， 钳位二极管 D6与电阻 R4并联， 钳位二极管 D6的阴极连 接于双向触发二极管 VD2与电阻 R5的连接端， 钳位二极管 D6的阳极接地。

在本发明实施例中， 220V交流电经过整流、滤波和有源功率因数补� �后变 成恒压的 400V直流电源电压， 为主电路供电， 并通过触发电路 51中的第一电 阻 Rl、 第二电阻 R2对电容 C7进行充电， 当电容 C7上的电压上升到双向触发 二极管 VD1的门限电压时， 双向触发二极管 VD1组块雪崩， 原始沖激电流以 脉沖方式通过变压器 T1 , 该变压器 T1的初级绕组 N1快速放电， 于是在变压 器 T1的第一次级绕组 N2和第二次级绕组 N3上分别感应出两个幅度大小相同， 相位完全相反的正弦波感应电压， 使与变压器 T1 初级绕组 N1 同相位的上臂 MOS管 Q7饱和导通， 下臂 MOS管 Q8截止， 于是， 上臂 MOS管 Q7的漏极 与源极之间的电压增量 dv/dt迅速下降， 而电流增量 di/dt却迅速递增， 迅变电 流流过隔直电容 C14、 变压器 T3的初级绕组 N7和与之串联的电容 C12、 电容 C13到地， 完成一次 "拉" 动作。

半个周期之后上臂 MOS管 Q7进入截止状态，相位为负， 下臂 MOS管 Q8 导通， 迅变电流流过隔直电容 C14、 变压器 T3的初级绕组 N7和与之串联的电 容 C12、电容 C13通过导通的下臂 MOS管 Q8对地回路迅速放电，完成一次"灌" 动作。

在本发明实施例中， 当上臂 MOS管 Q7导通时， 下臂 MOS管 Q8截止； 当下臂 MOS管 Q8导通时， 上臂 MOS管 Q7截止。

在本发明实施例中， 当 MONSEFT管的角电容（ ^较大时， 增加电容 C10 和电容 C11可以加快对上臂 MOS管 Q7和下臂 MOS管 Q8的充电速度， 电容 C10和电容 C11的取值 4艮小。

在本发明实施例中， 当上臂 MOS管 Q7导通后或下臂 MOS管 Q8导通后， 由于触发电路 51中电容 C7上的电压通过第二电阻 R2和二极管 D3对地放电， 使电容 C7两端的电压保持在 200V左右， 低于双向触发二极管 VD1的触发电 压 240V, 不会造成重触发。

重复上述周期， 从上臂 MOS管 Q7、 下臂 MOS管 Q8中点输出方波信号， 其幅度为 V _∞ -2I*R。 _n , 其中， V _∞ 为电源电压， I为迅变电流， R。 _n 为导通电阻， 经过变压器 T3的初级绕组 N7和与之串联的电容 C12、电容 C13选频回路滤波 和 Q倍升压， 形成高压正弦波信号， 变压器 T3的初级绕组 N7与电容 C12、 电 容 C13构成串联谐振； 其后， 当 HID管被点燃之后， HID的阻抗大大降低， 电 感 L6与电容 C12、 C13又构成一个有负载消耗的并联谐振回路， 对 HID灯而 言， 等效于从一个低阻抗电压源转变成一个高阻抗 电流源， 从而实现了限流和 恒功率供电， 并提高了转换效率。

滤波回路 53还可作为启动单元快速启动 HID灯，由于 HID灯是容性负载， 两个电极之间的静态电容只有数皮法左右， 因此当灯管未被点燃之前， 其阻抗 非常大， 当功率强信号到达负载两端， 而灯管尚未启动时， 由于自感应原理， 在 HID灯电极两端会产生很高的自感电压， 该高压足以将灯点燃， 而无需再另 行设计专用的触发启动电路。 HID灯一旦被点燃， 阻抗立即降至艮低， 进入正 常工作状态之后， 两端电压降至工作电压， 大约在 90-180V之间， 电感 L6可 以起到限流作用。增加串联的电容 C10和电容 C11 ,可在普通场效应管电流大、 开关速度慢的情况下， 给外部加入很小的电压正反馈， 以提高开关速度， 并且 可以使异常保护电路 55达到微秒级甚至纳秒级的响应速度， 以便在 HID灯的 启动时间延迟时， 使保护电路快速启动， 保护上臂 MOS管 Q7、 下臂 MOS管 Q8不被损坏。

作为本发明一实施例， 参考图 5和图 6, 可将变压器 T3的初级绕组 N7与 电容 C12、 电容 C13构成串联谐振， 其谐振频率稍低于 HID电子镇流电路的本 征频率。 当 HID点燃后， 其阻抗大大降低， 电感 L6又与电容 C12、 电容 C13 构成有功率消耗的并联谐振， 其谐振频率稍高于电路的本征频率。 将二者的固 有频率稍为错开， 是为了将频带展宽， 使 EMC测试更容易通过， 同时将 Q值 降低。 谐振回路的 Q值为： Q =——， 其中 f为工作频率， L为电感量， r为 r

铜阻， 该 Q值若太高， 对电路的稳定性和可靠性不利， 因此将频带展宽， 降低 了谐振回路的高 Q频响， 相对地降低了电路潜在的风险， 提高了功率输出电路 的稳定性和可靠性， 半桥功率场效应管的结温也大大降低， 并且通过将串联谐 振滤波回路的低阻抗电压源， 转变成并联谐振滤波回路的高阻抗电流源， 达到 恒功率供电。

异常保护电路 55在 HID灯没有被启动或启动延迟时，变压器 T3的次级绕 组 N8两端会感应出 4艮高的高频电压， 通过二极管 D5的整流和电容 C16的滤 波， 在电容 C16两端形成直流电压， 钳位二极管 D6用于对该电压进行钳位， 当该直流电压高于双向触发二极管 VD2的雪崩门槛时， 双向触发二极管 VD2 导通，开关管 Q11导通，下臂 MOS管 Q8的控制端通过二极管 D4、开关管 Q11 对地有导通电流通过， 下臂 MOS管 Q8被强制截止， 使上臂 MOS管 Q7、 下臂 MOS管 Q8不被损坏。 该异常保护电路 55的响应速度 4艮快， 并在电路异常 ^ 销时， 可维持适当的时间， 以确保电路恢复正常状态后重新开始工作。 采用同一只 HID灯进行光通量测试，测出本发明实施例提供 的 HID电子镇 流电路的光效率可达到 99.91m/w, 比传统 HID 电子镇流电路的光效率提高了 6.2 lm/W o

在本发明实施例中， 利用功率场效应管内部固有的相位关系自反馈 产生远 离 HID灯的 "声共振" 频率范围的振荡信号， 有效避免了频闪现象， 提高了光 效率， 在提高电路功率的基础上确保功率场效应管低 温、 稳定地工作， 并且通 过滤波回路对该振荡信号进行阻抗匹配，在达 到恒功率供电的同时将频带展宽、 降低 Q值， 使 EMC测试更容易通过， 提高了功率输出电路的稳定性和可靠性， 另外滤波回路还可以取代驱动电路对 HID灯进行触发， 筒化了电路结构， 降低 了制作成本。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已， 并不用以限制本发明， 凡在本发 明的精神和原则之内所作的任何修改、 等同替换和改进等， 均应包含在本发明 的保护范围之内。