(実施形態1)
 図1は本発明の実施形態1の回路図である。� �流電源E001は例えば商用交流電源を整流・平� ��した直流電圧である。コンバータB001は例え ば降圧チョッパ回路よりなり、直流電源E001� �直流電圧を昇圧及び降圧して、直流電圧を� �力するように構成されている。インバータ60 01はコンバータB001から出力された直流電圧を 低周波で極性反転させて、出力端を介して高 圧放電灯8に矩形波交流の点灯電圧を出力す� �。イグナイタ7001は、パルス電圧を出力する� ��うに構成されている。イグナイタは、パル� ��電圧を点灯電圧に重畳させるように構成さ� ��ており、これにより、始動電圧を高圧放電� ��に印加する。

 インバータ6001の出力にはコンデンサC2が� ��列接続されている。イグナイタ7001は、コン デンサC1と、トランスT1と、インダクタL1と、 スイッチング素子Q7とを備える。コンデンサC 1は、充電電源2101によって充電されるように� ��成されている。トランスT1は、一次巻線N1と 二次巻線N2と三次巻線N3を備える。一次巻線N1 は、コンデンサC1の両端間でスイッチング素� ��Q7とインダクタL1と直列に接続されている。 コンデンサC1と、一次巻線と、インダクタL1� �、スイッチング素子Q7とは、コンデンサC1の� ��電回路を構成する。二次巻線は、インバー� ��6001の両端での出力端の間で高圧放電灯と直 列に接続されている。3次巻線N3は、電圧分圧 回路1101を介してパルス電圧検出回路1201が接� ��されている。パルス電圧検出回路1201は、コ ントローラ9と接続されている。コントロー� �9は、スイッチング素子Q7のオンオフを制御� �る。コントローラ9は、スイッチング素子Q7� �オンすることにより、充電電源2101によって� ��電されたコンデンサC1を放電させる。コン� �ンサC1が放電することにより、一次巻線N1に� ��、コンデンサC1から放電電流が流れる。一� �巻線を流れる放電電流は、二次巻線の両端� �パルス電圧を発生させる。二次巻線に発生� �たパルス電圧は、上述のように、点灯電圧� �重畳される。また、二次巻線N2にパルス電圧 および点灯電圧が発生するに伴って、三次巻 線N3に始動電圧と相関を有する検出電圧が発� ��する。

 本実施形態の高圧放電灯点灯装置は、さ� ��に、インピーダンス2201と、コンデンサC1の� ��電開始を検出する充電開始検出回路2301と、 コンデンサC1の充電開始を検出してから所定� ��間後にコントローラ9にスイッチング素子Q7� ��オンさせるタイマー回路2401と、コンデンサ 電圧調整回路2501とを備える。インピーダン� �2201は、可変インピーダンスで構成されてい� ��。インピーダンス2201は、充電電源とコンデ ンサC1との間に設けられている。インピーダ� ��ス2201とコンデンサC1とは、コンデンサC1の� �電回路を構成する。また、コントローラ9は� ��タイマー回路2401の出力を受けてスイッチン グ素子Q7をオンするように構成されている。� ��ンデンサ電圧調整回路2501は、パルス電圧検 出回路1201からの検出信号を受けて、インピ� �ダンス2201のインピーダンス値を調整するよ� ��に構成されている。したがって、コンデン� ��電圧調整回路2501と、充電開始検出回路2301� �、タイマー回路2401とは、始動電圧調整回路� ��して機能する。

 本実施形態において、パルス電圧検出回� ��12は、トランスT1の3次巻線N3に発生する検出 電圧を、電圧分圧回路1101を介して受ける。� �次巻線N3に発生する検出電圧は、二次巻線N2� ��発生するパルス電圧と相関を有する。した� ��って、パルス電圧検出回路1201は、分圧され た検出電圧に基づいて始動電圧を検出し、始 動電圧に応じた電圧レベルを示す検出信号を コンデンサ電圧調整回路2501に出力する。検� �された始動電圧が高い場合には、コンデン� �電圧調整回路2501は、インピーダンス2201のイ ンピーダンス値を増加させる。逆に検出され たパルス電圧が低い場合には、コンデンサ電 圧調整回路2501は、インピーダンス2201のイン� ��ーダンス値を減少させる。インピーダンス2 201のインピーダンス値により、充電回路の時 定数が変化する。これによりコンデンサC1の� ��電速度が変化する。したがって、スイッチ� ��グ素子Q7がオンされるときのコンデンサC1の 電圧は適宜調整される。言い換えると、スイ ッチング素子Q7がオンされるときのコンデン� ��C1の充電量は適宜調整される。したがって� �二次巻線N2に発生するパルス電圧が調整され る。したがって、高圧放電灯に印加される始 動電圧が調整される。

 図2は本発明の実施形態1の回路図である� �図1において、直流電源E001、コンバータB001� �インバータ6001の具体的な回路構成について� ��明する。以下、その回路構成について説明� ��る。整流回路2は、ダイオードブリッジDBよ� ��なり、商用交流電源1を全波整流して脈流電 圧を出力する。ダイオードブリッジDBは、そ� ��両端間にインダクタL2とスイッチング素子Q1 の直列回路が接続されている。スイッチング 素子Q1は、その両端間にダイオードD1を介し� �平滑コンデンサC3が接続されている。インダ クタL2、スイッチング素子Q1、ダイオードD1、 平滑コンデンサC3は昇圧チョッパ回路3を構成 している。スイッチング素子Q1のオン・オフ� ��チョッパ制御回路3001により制御される。チ ョッパ制御回路3001は市販の集積回路を用い� �容易に実現可能である。スイッチング素子Q1 が商用交流電源1の周波数よりも高い周波数� �オンオフ制御され、これにより、ダイオー� �ブリッジDBの出力電圧は規定の直流電圧に昇 圧される。コンデンサC3は、昇圧された規定� ��直流電圧によって充電される。

 本実施形態で用いる直流電源E001は、商用 交流電源1を整流・平滑した平滑コンデンサC3 の直流電圧である。しかしながら、本実施形 態で用いる直流電源E001は、これに限定され� �ものではない。直流電源E001は、電池でもよ� ��し、市販の直流電源でもよい。

 昇圧チョッパ回路3は、その両端間に、降 圧チョッパ回路4が接続されている。降圧チ� �ッパ回路4は、負荷である高圧放電灯8に目標 電力を供給するための安定器としての機能を 有している。また、昇圧チョッパ回路は、始 動時から点灯に至るまで高圧放電灯8に適正� �電力を供給するように、降圧チョッパ回路4� ��出力電圧を変化させる。

 降圧チョッパ回路4の回路構成について説 明する。直流電源E001である平滑コンデンサC3 の正極はスイッチング素子Q2、インダクタL3� �介してコンデンサC4の正極に接続されている 。コンデンサC4の負極は平滑コンデンサC3の� �極に接続されている。コンデンサC4の負極に は回生電流を流すためのダイオードD2のアノ� ��ドが接続されている。ダイオードD2のカソ� �ドは、スイッチング素子Q2とインダクタL3の� ��続点に接続されている。

 降圧チョッパ回路4の回路動作について説 明する。スイッチング素子Q2は、出力制御回� ��4001からの制御信号により高周波でオン・オ フ駆動される。スイッチング素子Q2がオンの� ��き、直流電源E001からスイッチング素子Q2、� ��ンダクタL3、コンデンサC4を介して電流が流 れる。スイッチング素子Q2がオフのとき、イ� ��ダクタL3、コンデンサC4、ダイオードD2を介� ��て回生電流が流れる。これにより、直流電� ��E001の直流電圧を降圧した直流電圧がコンデ ンサC4に充電される。また、コンデンサC4に� �加される電圧は、出力制御回路4001によりス� ��ッチング素子Q2のオンデューティ(一周期に� ��めるオン時間の割合)を変えることにより、 変化される。

 降圧チョッパ回路4は、その両端間にイン バータ6001が接続されている。インバータ6001� ��スイッチング素子Q3~Q6よりなるフルブリッ� �回路である。スイッチング素子Q3,Q6のペアと Q4,Q5のペアが出力制御回路4001からの制御信号 により低周波で交互にオンされることで、降 圧チョッパ回路4の直流の出力電圧を、矩形� �交流の点灯電圧に変換する。そして、イン� �ータ6001は、出力端を介して高圧放電灯8に供 給する。負荷である高圧放電灯8は、メタル� �ライドランプや高圧水銀ランプのような高� �度高圧放電灯(HIDランプ)である。

 なお、インバータ6001はフルブリッジ回路 を例示したが、ハーフブリッジ回路であって も良い。この場合、2個のスイッチング素子Q5 ,Q6の直列回路に代えて、2個の電解コンデン� �の直列回路を配置し、スイッチング素子Q3,Q4 を低周波で交互にオン・オフさせれば良い。

 なお、本実施形態では、三次巻線に発生� ��る電圧を検出電圧として検出している。し� ��しながら、パルス電圧検出回路は、高圧放� ��灯8に対して並列に接続することにより、高 圧放電灯8に印加される始動電圧を検出する� �うに構成することも可能である。また、パ� �ス電圧検出回路は、一次巻線N1に対して並列 に接続することにより、一次巻線N1に発生す� ��パルス電圧を検出するように構成すること� ��可能である。

 図3は本発明の実施形態1の変更態様1の要� ��構成を示す回路図である。主要部の回路構� ��は、図1と同じである。図2の回路では、充� �電源2101は単一極性の直流電源E001を用いてコ ンデンサC1を一方向に充電している。しかし� ��がら、図3の回路では、インバータ6001と同� �して極性が反転する正負両極性の電源を充� �電源2101として用いている。したがって、充� ��電源2101は、コンデンサC1を正方向と負方向� ��交互に充電している。本実施形態の充電電� ��2101は、インバータ6001の出力極性が反転し� �直後からコンデンサC1の充電を開始する。ま た、充電電源2101は、スイッチング素子Q7がオ ンした後は次回の極性反転時までコンデンサ C1の充電を停止するように構成されている。� ��た、コンデンサC1は、インバータ6001の出力� ��性が反転する度に正方向と負方向に交互に� ��電される。したがって、スイッチング素子Q 7は正負いずれの方向にも電流を通電可能な� �方向性のスイッチング素子が使用されてい� �。なお、双方向性のスイッチング素子Q7は、 具体的には、逆方向ダイオードを内蔵した2� �のMOSFETを、ソース端子を共通として逆直列� �続したスイッチ回路を用いることができる� �

 トランスT1の2次巻線N2については図示し� �いないが、図1と同様にインバータ6001の出力 側のコンデンサC2及び高圧放電灯8と共に直列 閉回路を構成するように接続されている。

 三次巻線N3に発生する検出電圧は、本実� �形態ではコンデンサC1の充電極性に応じて極 性が反転する。したがって、三次巻線N3は、� ��波整流するための整流器DB2を介して、抵抗R 1,R2の直列回路よりなる電圧分圧回路と接続� �れている。これにより、パルス電圧検出回� �1201は、正負いずれの方向のパルス電圧につ� ��てもピーク値を検出するように構成されて� ��る。

 図3のパルス電圧検出回路について説明す る。スイッチング素子Qsはサンプルホールド� ��ために設けられている。スイッチング素子Q sは、パルス電圧の発生タイミングに同期し� �スイッチが閉じられて、これにより、抵抗R2 に印加される電圧と同じ電圧Vcsをコンデンサ Cs印加する。これにより、コンデンサCsは、� �圧Vcsを保持する。コンデンサCsに保持された 電圧VcsはコンパレータCPにより電圧Vrefと比較 される。電圧Vcsが電圧Vrefよりも高い場合、� �ンパレータCPの出力はHighとなる。一方、電� �Vcsが電圧Vref以下の場合、コンパレータCPの� �力はLowとなる。コンパレータCPの出力がHigh� �場合、抵抗Roを介してフォトカプラPC1の発光 ダイオードPC1-Dが光信号を出力する。続いて� ��始動電圧調整回路について説明する。光信� ��をうけて、フォトカプラPC1のフォトトラン� ��スタPC1-Trがオンとなる。すると、トライア� ��クQ8のゲートコンデンサCgの両端が短絡され て、これによりトライアックQ8はオフとなる� ��したがって、インピーダンス2201は抵抗R5,R6� ��直列回路により構成される。その結果、充� ��電源2101からコンデンサC1への充電速度は遅� ��なる。逆に、フォトカプラPC1のフォトトラ� ��ジスタPC1-Trがオフの場合、ゲート電源Vgに� �りゲートコンデンサCgが充電されて、これに よりトライアックQ8がオンとなる。したがっ� ��、抵抗R6の両端が短絡されるため、インピ� �ダンス2201は抵抗R5のみから構成される。そ� �結果、充電電源2101からコンデンサC1への充� �速度は速くなる。

 上述のように、充電電源2101は、インバー タ6001の出力極性が反転した直後からコンデ� �サC1の充電を開始する。充電開始検出回路230 1はコンデンサC1の充電開始を検出すると、充 電開始信号を出力する。タイマー回路2401は� �充電開始信号を受けて、計時動作を開始す� �。タイマー回路2401は充電開始信号を受けて� ��ら一定時間が経過すると、コントローラ9に 充電完了信号を出力する。コントローラ9は� �充電完了信号を受けると、スイッチング素� �Q7をオンする。なお、本変更態様では、充電 開始検出回路2301はインバータ6001の出力極性� ��反転を検出することにより、コンデンサC1� �充電開始のタイミングを検出している。

 インバータ6001は、図2に示したように、� �イッチング素子Q3~Q6のフルブリッジ回路で構 成されている。インバータ6001は、極性反転� �御回路としての低周波発振回路6011の出力に� ��り、スイッチング素子Q3,Q6のペアがオン、� �イッチング素子Q4,Q5のペアがオフとなる期間 と、スイッチング素子Q3,Q6のペアがオフ、ス� ��ッチング素子Q4,Q5のペアがオンとなる期間� �が交互に反転するように制御されている。� �こで、本実施形態の充電開始検出回路2301は� ��スイッチング素子Q3,Q6の駆動信号を検出し� �この駆動信号がHighからLowに反転したタイミ� ��グまたはLowからHighに反転したタイミングを コンデンサC1の充電開始のタイミングとして� ��出し、充電開始信号を出力する。タイマー� ��路2401は、充電開始信号を受けて、計時動作 を開始する。タイマー回路2401は二次巻線N2が パルス電圧を発生するようにコンデンサC1が� ��電される一定時間を計時して、続いて一定� ��間の経過後、オン信号を出力する。ただし� ��コンデンサC1の充電経路のインピーダンス22 01が可変であるので、コンデンサC1の充電時� �が一定であっても、パルス発生時のコンデ� �サC1の充電電圧はインピーダンス2201に応じ� �可変となる。したがって、パルス発生時の� �ンデンサC1の充電量は、インピーダンス2201� �応じて変化する。

 図4は本実施形態の動作波形図である。図4� �おいて、Q3,Q6駆動信号はインバータ6001のス� �ッチング素子Q3,Q6のオン信号である。Q4,Q5駆� ��信号はインバータ6001のスイッチング素子Q4, Q5のオン信号である。Qs駆動信号はスイッチ� �グ素子Qsのオン信号である。タイマー回路240 1は、パルス電圧が発生するタイミングに合� �せてスイッチング素子Qsがオンされるように 、オン信号を出力している。
Q7駆動信号はスイッチング素子Q7をオンする� �めの信号である。Q7駆動信号は、極性反転の タイミングから一定時間遅れてタイマー回路 2401から出力された充電完了信号に基づいて� �コントローラ9から出力される。なお、図3の 回路では、Qs駆動信号を低周波発振回路6011で 生成している。しかしながら、Qs駆動信号を� ��成して出力するように構成されたタイマー� ��路2401を用いることにより同様の効果を得る ことができる。Qs駆動信号はQ7駆動信号がオ� �となる直前にオンとなり、パルス電圧のピ� �ク検出後にはオフとなることが好ましい。

 図4の動作波形図において、Cs電圧はコン� ��ンサCsの電圧である。すなわち、Cs電圧は、 スイッチング素子Qsがオンしているときに抵� ��R2に印加されている電圧をサンプルホール� �した電圧を示している。PC1-Trコレクタ電圧� �、インピーダンス可変制御用のトライアッ� �Q8のゲートコンデンサCgの電圧を示している� ��C1電圧はコンデンサC1の電圧、出力電圧は無 負荷時の高圧放電灯8の印加される電圧を示� �ている。

 以下、図4の動作波形図を用いて本変更態 様の動作について説明する。

 なお、図3の充電電源2101の具体例として� �、図2に示したインバータ6001のスイッチング 素子Q3,Q4の接続点とスイッチング素子Q5,Q6の� �続点の間に、極性反転後、パルス発生タイ� �ングまで閉じているスイッチ回路を介して� �充電経路としてのインピーダンス2201とパル� ��発生用のコンデンサC1の直列回路を接続し� �構成である。しかしながら、これに限定さ� �るものではない。

 まず、スイッチング素子Q3,Q6がオン、ス� �ッチング素子Q4,Q5がオフになると、充電電源 2101からインピーダンス2201を介してコンデン� ��C1に充電電流が流れる。これにより、コン� �ンサC1の電圧が上昇する。充電開始検出回路 2301では極性反転のタイミングを検出し、充� �開始信号を出力する。タイマー回路2401は、� ��電開始信号を受けてから所定の時間経過後� ��充電完了信号を出力する。コントローラ9は 、充電完了信号を受けて、スイッチング素子 Q7をオンする。これにより、コンデンサC1は� �電する。コンデンサC1が放電することにより 、放電回路には放電電流が流れる。一次巻線 N1に放電電流が流れると、二次巻線N2にパル� �電圧が発生する。これがコンデンサC2を介し て高圧放電灯8の両端に印加される。また、� �イッチング素子Q3,Q6がオフ、スイッチング素 子Q4,Q5がオンになると、充電電源2101からイン ピーダンス2201を介してコンデンサC1に逆方向 に充電電流が流れて、コンデンサC1の電圧が� ��方向に増大して行く。充電開始検出回路2301 では極性反転のタイミングを検出し、充電開 始信号を出力する。タイマー回路2401は、充� �開始信号を受けてから所定の時間経過後に� �電完了信号を出力する。コントローラ9は、� ��電完了信号を受けると、スイッチング素子Q 7をオンする。これにより、コンデンサC1の電 荷は一次巻線N1に放出されて、パルス電圧が2 次巻線N2に発生する。二次巻線N2に発生した� �ルス電圧は、インバータ6001から出力される� ��灯電圧に重畳されて始動電圧となる。始動� ��圧は、コンデンサC2を介して高圧放電灯8の� ��端に印加される。

 ここで、パルス電圧は、放電直前のコン� ��ンサC1の電圧値と相関関係を有する。言い� �えると、パルス電圧は、放電直前のコンデ� �サC1の充電量と相関関係を有する。したがっ て、スイッチング素子Q1がオンする瞬間のコ� ��デンサC1の電圧を変えることにより、パル� �電圧を変えることができる。二次巻線N2に発 生するパルス電圧および点灯電圧によって二 次巻線N2に電流が流れる。二次巻線N2に電流� �流れると、三次巻線に検出電圧が発生する� �この検出電圧は、電圧分圧回路を介してパ� �ス電圧検出回路に印加され、パルス電圧検� �回路で検出される。分圧された検出電圧が� �定値以上の場合、スイッチング素子Q1がオン される瞬間のコンデンサC1の電圧が低くなる� ��うに制御することにより、パルス電圧のピ� ��ク値を低下させることができる。一方、分� ��された検出電圧が所定値以下の場合、スイ� ��チング素子Q1がオンされる瞬間のコンデン� �C1の電圧が高くなるように制御することによ り、パルス電圧のピーク値を低下させること ができる。

 まず、時刻T11においてコンパレータCPの� �力はそれぞれ+側:0V、-側:Vrefとなっているた� ��、コンパレータCPの出力電圧はLowとなり、� �ォトカプラPC1の1次側の発光ダイオードPC1-D� �オフしている。これを受けてフォトカプラPC 1の2次側のフォトトランジスタPC1-Trもオフと� ��る。トライアックQ8のゲート電源Vgから充電 されるゲートコンデンサCgの電荷が引き抜か� ��ないため、トライアックQ8はオンしている� �この場合、充電電源2101からインピーダンス2 201の抵抗R5を介してコンデンサC1に電流が流� �、コンデンサC1に電荷が充電される。そして 、時刻T13でスイッチング素子Q7がオンした瞬� ��にコンデンサC1に蓄積されていた電荷がス� �ッチング素子Q7を介してトランスT1の1次巻線 N1に急峻に流れる。この電流の傾きdi/dtと1次� ��線N1のインダクタンス値LN1で決まる電圧LN1� �di/dtをトランスT1の巻数比で昇圧した電圧が2 次巻線N2に発生する。二次巻線N2に発生した� �圧は、高圧放電灯8を絶縁破壊する。

 ここで、三次巻線N3に発生する検出電圧� �、整流器DB2、抵抗R1,R2で構成される電圧分圧 回路に印加される。続いて、低周波発振回路 6011により、時刻T12でサンプルホールド用の� �イッチング素子Qsをオンさせる。これにより 、抵抗R2とコンデンサCsは、並列となる。し� �がって、抵抗R2に印加される電圧は、コンデ ンサCsにも印加される。その後、低周波発振� ��路6011は、時刻T14でスイッチング素子Qsをオ� ��され、これにより、コンデンサCsの電圧は� �持される。この維持されたコンデンサCsの電 圧Vcsが電圧Vrefよりも大きいときは、コンパ� �ータCPの出力がHigh、フォトカプラPC1の1次側� ��発光ダイオードPC1-Dがオン、フォトカプラPC 1の2次側のフォトトランジスタPC1-Trがオン、� ��ライアックQ8がオフとなる。したがって、� �ンデンサC1はR5とR6の直列抵抗を介して充電� �源に充電される。したがって、コンデンサC1 とインピーダンス2201とからなる充電回路の� �定数が大きくなる。これにより、スイッチ� �グ素子Q7がオンする瞬間のコンデンサC1の電� ��は低くなる。即ち、コンデンサC1が放電す� �ときのコンデンサC1の充電量が低くなる。し たがって、時刻T23でスイッチング素子Q7がオ� ��すると、2次巻線N2に発生する高圧パルス電� ��は時刻T13で発生した電圧に比べて低くなる� ��

 次に時刻T24でコンデンサCsの電圧Vcsが基� �電圧Vrefを下回ると、コンパレータCPの出力� �Lowとなり、フォトカプラPC1の1次側の発光ダ� ��オードPC1-Dがオフ、フォトカプラPC1の2次側� ��フォトトランジスタPC1-Trがオフ、トライア� ��クQ8がオンとなる。したがって、コンデン� �C1は抵抗R5を介して充電電源に充電される。� ��たがって、コンデンサC1とインピーダンス22 01とからなる充電回路の時定数が小さくなる� ��これにより、スイッチング素子Q7がオンす� �瞬間のコンデンサC1の充電電圧は高くなる。 すなわち、コンデンサC1が放電するときのコ� ��デンサC1の充電量が高くなる。このように� �コンデンサC1への充電経路のインピーダンス 2201を変化させることにより、二次巻線N2に発 生するパルス電圧を調整する。二次巻線N2に� ��生するパルス電圧を調整することにより、� ��圧放電灯に印加される始動電圧を所定の範� ��となるように制御することができる。

 図5は本発明の実施形態1の変更態様2の要� ��構成を示す回路図である。主要部の回路構� ��は、図1と同じで良い。本変更態様ではコン デンサC1の充電の時定数は一定とし、スイッ� ��ング素子Q7をオンするタイミングを変化さ� �ることによりパルス電圧のピーク値を制御� �ている。なお、本変更態様において、始動� �圧検出回路は、充電開始検出回路2401と、タ� ��マー回路2301とからなる。

 充電電源2101は、実施形態1の変更態様1と� ��様に、インバータ6001と同期して極性が反転 する正負両極性の電源を用いてコンデンサC1� ��正方向と負方向に交互に充電している。イ� ��バータ6001の出力極性が反転した直後からコ ンデンサC1の充電を開始し、スイッチング素� ��Q7がオンした後は次回の極性反転時までコ� �デンサC1の充電を停止するように構成されて いる。

 本変更態様では、インピーダンス2201は抵 抗R5で構成されている。したがって、コンデ� ��サC1とインピーダンス2201で構成される充電� ��路の時定数は一定である。充電電源2101から インピーダンス2201を介してコンデンサC1の充 電が開始される、コンデンサC1は、抵抗R5と� �ンデンサC1の時定数に基づいて決定される充 電速度で充電される。

 上述のように、パルス電圧はコンデンサC 1に蓄積された電圧と相関関係がある。した� �って、パルス電圧のピーク値を可変とする� �は、スイッチング素子Q7がオンする瞬間のコ ンデンサC1の電圧を変えればよい。二次巻線N 2にパルス電圧が発生するとき、二次巻線N2に は電流が流れる。この電流によって、三次巻 線N3に検出電圧が発生する。検出電圧は、電� ��分圧回路を介して、パルス電圧検出回路1201 で検出される。パルス電圧検出回路1201は、� �出した電圧に基づいて、検出信号を出力す� �。検出信号と充電開始検出回路2401から送ら� ��る充電開始検出信号に基づいて、タイマー� ��路2301は、スイッチング素子Q7を適宜オンす� ��。検出電圧が所定値以上の場合、コンデン� ��C1の電圧が低いときにスイッチング素子Q7を オンすることで高圧パルス電圧のピーク値を 低くすることができる。一方、検出電圧が所 定値以下の場合、コンデンサC1の電圧が高い� ��きにスイッチング素子Q7をオンすることで� �圧パルス電圧のピーク値を高くすることが� �きる。

 以下に具体的な構成について説明する。3 次巻線N3での検出値から高圧パルス電圧のピ� ��ク値をコンデンサCsの電圧Vcsとして検出す� �までの動作については実施形態1の変更態様1 と同様である。本実施形態では、コンパレー タCPに代えてオペアンプOPを用いている。オ� �アンプOPとトランジスタQtとによりバッファ� ��路を構成している。オペアンプOPの増幅率� �極めて高い。したがって、オペアンプの+側� ��力端子と-側入力端子は同一電圧となる。し たがって、オペアンプOPの出力電圧はコンデ� ��サCsの電圧Vcs+トランジスタQtのベース・エ� �ッタ間電圧VBEとなる。すなわち、オペアン� �OPとトランジスタQtは、サンプルホールド用� ��コンデンサCsの電圧Vcsを低インピーダンス� �して抵抗Rt4の両端に印加するための増幅率=1 のバッファアンプとして動作している。この ため、抵抗Rt4にはコンデンサCsの電圧Vcsを抵� ��Rt4で割った電流が流れる。また、コンデン� ��Csの電圧Vcsを抵抗Rt4で割った電流と略同じ� �流がトランジスタQtのコレクタ電流として抵 抗Rt3にも流れる。抵抗Rt3、トランジスタQt、� ��抗Rt4の直列回路は抵抗Rt2と並列に接続され� ��抵抗Rt1と共にタイマー回路23のコンデンサCt の充電時定数を構成している。

 図6は本変更態様の動作波形図である。図 4に比べると、コンデンサCtの電圧が電圧Vref� �達したときに、スイッチング素子Q7の駆動信 号がオンとなり、コンデンサC1の電圧が放出� ��れている点が異なる。このため、本変更態� ��では、スイッチング素子Q7の駆動信号はオ� �のタイミングがコンデンサCsの電圧に応じて 可変となる。

 タイマー回路2301は汎用のタイマー用ICで� ��成されており、内部電源から抵抗Rt1に流れ� ��電流と同じ電流(またはこれと比例する電流 )をコンデンサCtにも流すように構成されてい る。コンデンサCtの電圧が所定の電圧Vrefに達 すると、スイッチング素子Q7のオン信号を出� ��するように構成されている。パルス電圧が� ��くなると、3次巻線N3の検出電圧も上昇し、� ��れによりコンデンサCsの電圧Vcsが上昇する� �オペアンプOPは+側入力電圧と-側入力電圧が� ��しくなるように動作する。したがって、コ� ��デンサCsの電圧Vcsが上昇すると抵抗Rt4の両� �電圧も上昇する。その結果、抵抗Rt3、トラ� �ジスタQt、抵抗Rt4に流れる電流が増加する。 このため、コンデンサCtに流れる電流が増加� ��る。その結果、コンデンサCtの電圧が所定� �電圧Vrefに達するまでの時間が短くなる。し� ��がって、コンデンサC1の電圧が低い時点で� �イッチング素子Q7はコントローラ9によって� �ンされる。これにより、パルス電圧が上昇� �た場合、パルス電圧を下げるように回路が� �作する。逆に、パルス電圧が低下してきた� �合は、抵抗Rt4の両端電圧が低下する。その� �果、コンデンサCtの充電電流が低下し、スイ ッチング素子Q7がオンするタイミングが遅れ� ��。これにより、パルス電圧を上昇させるよ� ��に回路が動作する。このように構成するこ� ��により、パルス電圧を所定の範囲内に収め� ��よう制御することが可能である。

 なお、図5の回路では、Qs駆動信号を低周� ��発振回路6011で生成している。しかしながら 、本変更態様ではパルス発生タイミングが可 変である。したがって、タイマー回路2401に� �りQs駆動信号を生成して出力するように構成 しても良い。Qs駆動信号はQ7駆動信号がオン� �なる直前にオンとなり、パルス電圧のピー� �検出後にはオフとなることが好ましい。

 図7は本発明の実施形態1の変更態様3の回� ��図である。回路構成は図1の実施形態1とほ� �同じである。しかしながら、インピーダン� �2201を可変とする制御に代えて、タイマー回� ��2401の計時時間を可変とする制御とした点が 異なる。

 本変更態様の高圧放電灯点灯装置の動作� ��図8のフローチャートで説明する。マイコン 内蔵のタイマーTでスイッチング素子Q7がオン してからオフするまでの時間Tpを計時し、マ� ��コン内蔵のタイマーtでコンデンサC1に充電� ��開始してからスイッチング素子Q7がオンす� �までの時間t1を計時する。そのために、タイ マーT、tと所定値Tp、t1を比較し、T>Tpでス� �ッチング素子Q7をオフ、t>t1でスイッチン� �素子Q7をオンするように構成している。

 まずはじめに、タイマーT、tをリセット(T =0、t=0)し、タイマーTをカウントし始め、ス� �ッチング素子Q7をオンとして、パルス電圧Vp� ��検出する。その後、タイマーTが所定時間Tp� ��経過しているか判別し、所定時間Tpを経過� �るまで待機する。所定時間Tpの経過後にスイ ッチング素子Q7をオフし、別のタイマーtをカ ウントし始める。スイッチング素子Q7がオフ� ��ると、コンデンサC1への充電が開始するの� �、タイマーtはコンデンサC1への充電が開始� �てからの時間を計時するタイマー回路2401に� ��当する。

 次に先ほど検出したパルス電圧Vpがパル� �電圧の規定範囲上限値VpHもしくは規定範囲� �限値VpLから外れていないか確認する。VpがVpH よりも大きい場合、規定の充電時間t1から所� ��値t0を減算した値を新たな充電時間t1とする 。逆にVpが<VpLよりも小さい場合、規定の充 電時間t1に所定値t0を加算した値を新たな充� �時間t1とする。次にタイマーtのカウント時� �がt1を経過したか判別し、経過するまで待機 する。t>t1となると、スイッチング素子Q7を オンさせて、高圧パルス電圧を発生させる。 以下、同じ動作を繰り返す。

 このように構成により、パルス電圧Vpが� �定範囲上限値VpHを上回る場合にはスイッチ� �グ素子Q7をオンするまでのコンデンサC1の充� ��時間t1を短くする。その結果、コンデンサC1 に充電される電圧が低い状態でスイッチング 素子Q7がオンする。したがって、パルス電圧V pを低く抑えることが出来る。逆にパルス電� �Vpが規定範囲下限値VpLを下回る場合、スイッ チング素子Q7をオンするまでのコンデンサC1� �充電時間t1を長くする。その結果、コンデン サC1に充電される電圧が高い状態でスイッチ� ��グ素子Q7がオンする。したがって、パルス� �圧Vpを上昇させることが出来る。

 なお、本実施形態において、三次巻線N3� �発生する検出電圧は、点灯電圧にパルス電� �が重畳された始動電圧の波形と相関を有す� �。インバータ6001から出力される点灯電圧は� ��図50に示すように、出力制御回路4001からス� ��ッチング素子Q3~Q6に出力される極性反転信� �の反転のタイミングに追従しない期間Txを有 する場合がある。また、点灯電圧の電圧値は 、極性反転時にオーバーシュートする場合が ある。そのため、極性反転時t1から所定の時� ��Td遅延させてスイッチング素子Q7をオンする ようにコントローラ9を構成することも好ま� �い。この場合、出力制御回路4001は、極性反� ��信号をコントローラ出力するように構成す� ��。そして、コントローラ9は、充電完了信号 と極性反転信号とを受けてから所定の時間Td� ��延させてスイッチング素子Q7をオンするよ� �に構成されることが好ましい。この場合、� �ントローラ9は、極性反転信号に基づいて極� ��反転のタイミングを検出して信号を出力す� ��検出回路と、信号を受けて所定の時間遅延� ��せたあとにコントローラ9に時間t2のときに� ��イッチング素子Q7をオンさせる遅延回路と� �備えることにより達成される。これにより� �コントローラ9は、パルス電圧を、点灯電圧� ��一定の電圧を有する期間Toに出力するよう� �構成される。

 (実施形態2)
 図9は本発明の実施形態2の全体構成を示す� �路図である。以下、その回路構成について� �明する。整流回路2は、ダイオードブリッジD Bよりなり、商用交流電源1を全波整流して脈� ��電圧を出力する。ダイオードブリッジDBの� �力端には、インダクタL2とスイッチング素子 Q1の直列回路が接続されており、スイッチン� ��素子Q1の両端にはダイオードD1を介して平滑 コンデンサC3が接続されている。インダクタL 2、スイッチング素子Q1、ダイオードD1、平滑� ��ンデンサC3は昇圧チョッパ回路3を構成して� ��る。スイッチング素子Q1のオン・オフはチ� �ッパ制御回路3002により制御される。チョッ� ��制御回路3002は市販の集積回路を用いて容易 に実現可能である。スイッチング素子Q1が商� ��交流電源1の商用周波数よりも十分に高い周 波数でオン・オフ制御されることにより、ダ イオードブリッジDBの出力電圧は、規定の直� ��電圧に昇圧されて平滑コンデンサC3に充電� �れる。

 本実施形態で用いる直流電源Eは、商用交 流電源1を整流・平滑した平滑コンデンサC3の 直流電圧であり、ダイオードブリッジDBの出� ��に接続された昇圧チョッパ回路3の出力電圧 である。

 昇圧チョッパ回路3の出力は、降圧チョッ パ回路4が接続されている。降圧チョッパ回� �4は昇圧チョッパ回路3から出力された直流電 圧を所望の電圧値に調整する安定器としての 機能を有している。また、始動時からアーク 放電移行期間を経て安定点灯期間に至るまで 高圧放電灯8に適正な電力を供給するように� �圧チョッパ回路4の出力電圧を可変制御され� ��。なお、昇圧チョッパ回路3と降圧チョッパ 回路4とは、コンバータB002の一部を構成する� ��

 降圧チョッパ回路4の回路構成について説 明する。直流電源Eである平滑コンデンサC3の 正極はスイッチング素子Q2、インダクタL3を� �してコンデンサC4の正極に接続されている。 コンデンサC4の負極は平滑コンデンサC3の負� �に接続されている。コンデンサC4の負極には 回生電流通電用のダイオードD2のアノードが� ��続されている。ダイオードD2のカソードは� �イッチング素子Q2とインダクタL3の接続点に� ��続されている。

 降圧チョッパ回路4の回路動作について説 明する。スイッチング素子Q2は出力制御回路4 002からの制御信号により高周波でオン・オフ 駆動される。スイッチング素子Q2がオンのと� ��、直流電源Eからスイッチング素子Q2、イン� ��クタL3、コンデンサC4を介して電流が流れる 。スイッチング素子Q2がオフのとき、インダ� ��タL3、コンデンサC4、ダイオードD2を介して� ��生電流が流れる。これにより、直流電源Eの 直流電圧を降圧した直流電圧がコンデンサC4� ��充電される。出力制御回路4002によりスイッ チング素子Q2のオンデューティ(一周期に占め るオン時間の割合)を変えることにより、コ� �デンサC4に得られる電圧を可変制御できる。

 降圧チョッパ回路4の出力にはインバータ 6002が接続されている。インバータ6002は、降� ��チョッパ回路4から出力された直流電圧を矩 形波交流の点灯電圧に変換し、この点灯電圧 を高圧放電灯に印加するように構成されてい る。インバータ6002はスイッチング素子Q3~Q6よ りなるフルブリッジ回路である。インバータ 6002は、スイッチング素子Q3,Q6のペアとQ4,Q5の� ��アが出力制御回路4002からの制御信号により 低周波で交互にオンされることで、降圧チョ ッパ回路4からの出力電圧を矩形波交流電力� �変換して高圧放電灯8に供給するように構成� ��れている。負荷である高圧放電灯8は、メタ ルハライドランプや高圧水銀ランプのような 高輝度高圧放電灯(HIDランプ)である。

 イグナイタ7002は、高圧放電灯8の始動時� �み動作し、高圧放電灯8の点灯を開始させる� ��めのパルス電圧を発生する。イグナイタ7002 は、パルス電圧を点灯電圧に重畳させて高圧 放電灯8に印加するように構成されている。� �グナイタ7002は、昇圧チョッパ回路3からイン ピーダンス22を介して所定の電圧値Vc1で充電� ��れるコンデンサC1と、トランスT1と、外部制 御信号によりオン/オフ可能なスイッチング� �子Q7と、スイッチング素子Q7の過電流保護を� ��うインピーダンス7102とからなる。インピー ダンス7102は、可変インピーダンスで構成さ� �ている。トランスT1は、一次巻線N1と、二次� ��線N2と、三次巻線N3とからなる。一次巻線N1� ��、コンデンサC1の両端間でインピーダンス71 02とスイッチング素子Q7と直列に接続されて� �る。二次巻線N2は、インバータ6002の両端間� �、高圧放電灯と直列に接続されている。二� �巻線N2は、一次巻線に発生した電圧によって 誘起されてパルス電圧を発生するように構成 されている。三次巻線N3は、一次巻線N1及び� �次巻線N2に発生する電流によって検出電圧を 発生するように構成されている。インピーダ ンス22とコンデンサC1は、コンデンサC1の充電 回路を構成する。また、コンデンサC1と一次� ��線N1とインピーダンス7102とスイッチング素� ��Q7とは、コンデンサC1の放電回路を構成する 。コントローラ9は、スイッチング素子Q7のオ ンオフを制御する。コントローラ9は、スイ� �チング素子Q7をオンすることにより、充電さ れたコンデンサC1を放電させる。コンデンサC 1が放電することにより、一次巻線N1には、コ ンデンサC1から放電電流が流れる。一次巻線� ��流れる放電電流は、二次巻線の両端にパル� ��電圧を発生させる。二次巻線に発生したパ� ��ス電圧は、上述のように、点灯電圧に重畳� ��れる。また、二次巻線N2にパルス電圧およ� �点灯電圧が発生するに伴って、三次巻線N3に 始動電圧と相関を有する検出電圧が発生する 。なお、コンデンサC2は、トランスT1で発生� �たパルス電圧がインバータ6002の入力側に回� ��込まないようにブロックする高周波バイパ� ��用のコンデンサである。コンデンサC2とト� �ンスT1の2次巻線N2と高圧放電灯8とは、直列� �回路を構成している。トランスT1の2次巻線N2 にパルス電圧が発生すると、コンデンサC2を� ��して高圧放電灯8の両端に印加される。

 高圧放電灯8が不点灯状態から安定点灯に 至るまでには、次の過程を通る。

 まず、無負荷モードでは、高圧放電灯8は 不点灯状態にある。イグナイタ7002から高圧� �電灯8の電極間に絶縁破壊のためのパルス電� ��を印加する。

 次に、始動モードでは、パルス電圧によ� ��高圧放電灯8が絶縁破壊すると、グロー放電 を経てアーク放電に至る。ここで、アーク放 電の開始直後から発光管内温度が均一化され 、安定するまでの過程においては、ランプ電 圧は始動初期の数Vから安定電圧まで数分か� �て徐々に上昇する。

 最後に、安定点灯モードでは、ランプ点� ��後、数分経過して発光管内温度が上昇し、� ��定した状態となり、ランプ電圧はほぼ一定� ��なる。

 ここで、三次巻線N3で発生した検出電圧� �、電圧分圧回路を介してパルス電圧検出回� �1202で検出される。パルス電圧検出回路1202は 、分圧された検出電圧に基づいて、始動電圧 に応じた電圧レベルを示す検出信号を出力す る。コントローラ9は、検出信号に基づいて� �次回発生させるパルス電圧の補正値を算出� �る。この補正値に基づいて、インピーダン� �調整回路7202は、インピーダンス7102のインピ ーダンス値を調整する。インピーダンス7102� �インピーダンス値を調整することにより、� �電回路のインピーダンス値が変化する。し� �がって、再度コンデンサC1が放電することに より一次巻線に流れる放電電流が変化する。

 ここで、インピーダンス7102としては、例 えば図10で示すような可飽和型インダクタン� ��素子(可飽和リアクトル)を用いることで実� �可能である。インピーダンス可変制御回路72 では補正値に応じてデューティ比を可変制御 されるPWM信号を発生する。続いて、積分抵抗 R72と積分コンデンサC72によりバイアス電圧Vc7 2を生成する。バイアス電圧Vc72のレベルに応� ��た電流は、積分コンデンサC72からバイアス� ��抗R71を介して制御巻線N4に流れ、これによ� �、スイッチング素子Q7のオン時に主巻線N5が� ��和に至る電流レベルが変化する。

 インピーダンス調整回路7202がインピーダ ンス7102のインピーダンス値を補正した後、� �ントローラ9からのオン信号を受けてスイッ� ��ング素子Q7がオンされると、充電されたコ� �デンサC1は放電する。この放電により、放電 電流が放電回路に流れる。これにより、放電 電流が一次巻線N1に流れることにより、二次� ��線N2に、調整されたパルス電圧が発生する� �したがって、インピーダンス可変制御回路72 は、始動電圧調整回路として機能する。

 なお、放電回路のスイッチング素子Q7を� �ンする時、前記コンデンサC1の充電電圧Vc1は 略一定電圧となるように構成されている。例 えば、コンデンサC1は直流電源21からスイッ� �素子または充電抵抗のようなインピーダン� �2202を介して適宜のタイミングでコンデンサC 3の電圧Vc3まで充電されるように構成されて� �る。

 このように本実施形態によれば、出力線� ��延長した場合においても高圧放電灯の始動� ��必要な一定ピーク値の高圧パルス電圧を出� ��可能な高圧放電灯点灯装置を安価に簡単な� ��路で実現することができる。

 なお、本実施形態では、三次巻線に発生� ��る電圧を検出電圧として検出している。し� ��しながら、パルス電圧検出回路は、高圧放� ��灯8に対して並列に接続することにより、高 圧放電灯8に印加される始動電圧を検出する� �うに構成することも可能である。また、パ� �ス電圧検出回路は、一次巻線N1に対して並列 に接続することにより、一次巻線N1に発生す� ��パルス電圧を検出するように構成すること� ��可能である。

 図11に本発明の実施形態2の変更態様1の回 路図を示す。本変更態様においては、実施形 態2の可変インピーダンス素子7102に代えて過� ��流防止用のインダクタンスL1を備える。ま� �、実施形態2のインピーダンス可変制御回路7 202に代えて駆動電圧可変回路7302を備える。� �イッチング素子Q7は、オンされるときに印加 される電圧に応じて内部インピーダンスが変 化するように構成されている。駆動電圧可変 回路7302は、パルス電圧の補正値に応じて駆� �電圧可変回路7302によりスイッチング素子Q7� �オン抵抗を可変制御する。言い換えると、� �動電圧可変回路7302は、パルス電圧の補正値� ��応じて駆動電圧可変回路7302がスイッチング 素子Q7をオンするときの電圧を調整するよう� ��構成されており、これにより、スイッチン� ��素子Q7の内部インピーダンスを変化させる� �これにより、充電回路のインピーダンスを� �変制御している。すなわち、駆動電圧可変� �路73は、始動電圧調整回路として機能する。

 三次巻線N3に発生した検出電圧は、電圧� �圧回路1102を介してパルス電圧検出回路12に� �加される。パルス電圧検出回路1202は、分圧� ��れた検出電圧に基づいて、始動電圧に応じ� ��電圧レベルを示す検出信号を出力する。駆� ��電圧可変回路7302は、検出信号に基づいて、 スイッチング素子Q7を駆動する電圧レベルを� ��整する。

 図12に示すように、出力制御回路4002から� ��ルス出力タイミング信号を受けると、コン� ��ローラ9は、スイッチをオンすることにより 、駆動電圧可変回路7302で決定された駆動電� �レベルによってスイッチング素子Q7をオンす る。

 スイッチング素子Q7は、極性反転直後か� �少し遅延したタイミングでオンすることで� �形波電圧の過渡変化による外乱ノイズを除� �した精度の高いピーク電圧レベルのフィー� �バックを可能とする。また、パルス電圧に� �って高圧放電灯が絶縁破壊した際に放電状� �を安定させるのに必要な押し込み電力を供� �できるように、次回の極性反転まで数百μsec ~数msec前のタイミングにスイッチング素子Q7� �オンする。

 図12は本実施形態の要部構成を示す。電� �分圧回路1102は、3次巻線N3で検出した検出電� ��を抵抗R1,R2により分圧する。分圧された電� �は、複数のレファレンスレベル(図12ではレ� �ルH、レベルM、レベルLの3段階)と比較するコ ンパレータCP-H、CP-M、CP-Lを用いたパルス電圧 検出回路1202に印加される。コンパレータCP-H� ��CP-M、CP-Lによる比較結果に応じて、スイッ� �ング素子Q7を駆動する電圧レベルは駆動電圧 可変回路7302に補正される。

 パルス電圧が低いと、レベルLのコンパレ ータCP-Lしかオンされない。したがって、ス� �ッチング素子Q7の駆動電圧レベルは高くなる 。一方、パルス電圧が高いと、レベルHのコ� �パレータCP-Hまでオンされる。したがって、� ��イッチング素子Q7の駆動電圧レベルは低く� �る。これにより、スイッチング素子Q7の駆動 電圧レベルを、例えば図13のVgs1、Vgs2、Vgs3の� ��うに3段階に可変制御することができる。

 スイッチング素子Q7の駆動電圧レベルが� �なると、図14に示すように、FETのゲート・ソ ース間電圧Vgsに対して、ドレイン・ソース間 のオン抵抗Rdsが変化するこれにより、スイッ チング素子Q7のオン時の放電回路のインピー� ��ンスが可変制御される。

 また、図15に示すように、スイッチング� �子Q7の駆動電圧の時間的な変化(電圧上昇の� �き)を変化させても同等の制御を行うことが� ��能である。

 コントローラ9からのオン信号を受けてス イッチング素子Q7がオンすると、放電回路が� ��成される、これにより、充電されたコンデ� ��サC1は放電する。コンデンサC1の放電により 放電電流が放電回路に流れる。放電電流が一 次巻線N1に流れると、2次巻線N2にパルス電圧� ��発生する。また、一次巻線に放電電流が流� ��ると、三次巻線N3に検出電圧が発生する。

 このように本実施形態によれば、出力線� ��延長した場合においても高圧放電灯の始動� ��必要な一定ピーク値の高圧パルス電圧を出� ��可能な高圧放電灯点灯装置を安価に簡単な� ��路で実現することができる。

 図16に本発明の実施形態2の変更態様2の回 路図を示す。本変更態様においては、実施形 態2のスイッチング素子Q7をMOSFETからバイポー ラトランジスタに置き換えている。また、駆 動電圧可変回路73を駆動電流可変回路74に置� �換えている。バイポーラトランジスタのコ� �クタ・エミッタ間には回生用ダイオードが� �並列接続されている。

 本実施形態の駆動電流可変回路7402では、 パルス電圧の補正値に応じてバイポーラトラ ンジスタの駆動電流(ベース電流)の振幅また� ��傾きを可変制御している点が異なる。

 図17はバイポーラトランジスタのベース� �エミッタ間電圧VBEとコレクタ電流Icの関係を 示している。この特性から明らかなように、 コレクタ電流Icを可変制御するには、パルス� ��圧の補正値に応じてベース・エミッタ間電� ��VBEを可変制御すれば良い。これにより放電� ��路におけるスイッチング素子Q7のオン時の� �ンピーダンス成分を可変制御することがで� �る。その他の構成及び動作については実施� �態2の変更態様1と同様である。

 図18に本発明の実施形態2の変更態様3の回 路図を示す。本変更態様においては、変更態 様2のスイッチング素子Q7をオン抵抗の異なる 2個のスイッチング素子Q7a,Q7bの並列回路に置� ��換えている。また、パルス電圧検出回路の� ��圧の検出結果に基づいて、選択制御回路7502 はパルス電圧の補正値を算出するように構成 されている。選択制御回路7502は、パルス電� �の補正値に応じて、スイッチング素子Q7a又� �Q7bのいずれかをオンさせる選択信号をコン� �ローラ9に出力する。選択信号に基づいてコ� ��トローラ9が2つのオン抵抗の異なるスイッ� �ング素子Q7a,Q7bのいずれか一方をオンするこ� ��により、放電回路のインピーダンスは変化� ��れる。なお、選択制御回路7502とコントロー ラ9とを一体に設けることも好ましい。

 スイッチング素子Q7a、Q7bのオン抵抗の差� ��補正精度によって選択すれば良い。また、� ��要に応じてスイッチング素子の並列個数を� ��やすことも可能である。また、実施形態2で 説明したゲート電圧の可変制御と組み合わせ ることも好ましい。

 また、図19に示すように、スイッチング� �子Q7a、Q7b、Q7cそれぞれに直列に抵抗Ra、Rb、R cを接続することも好ましい。これに伴い、� �抗Ra,Rb,Rcの各抵抗値を異ならせておくことが 好ましい。このようにして、スイッチング素 子Q7a、Q7b、Q7cのいずれかをオンしたときの放 電回路のインピーダンスを可変制御する構成 としても良い。その他の構成及び動作につい ては実施形態2と同様である。

 図20に本発明の実施形態2の変更態様4の回 路図を示す。本実施形態においては、1次巻� �N1にタップa、bが設けられているトランスT1� �用いている。そして、タップaを介して、一� ��巻線N1にスイッチング素子Q7aが接続されて� �る。コンデンサC1側の端子からタップaまで� �一次巻線N1の巻数は、TNaとなるように構成さ れている。タップbを介して、一次巻線N1にス イッチング素子Q7bが接続されている。コンデ ンサC1側の端子からタップbまでの一次巻線N1� ��巻数は、TNbとなるように構成されている。� ��次巻線は、終端cを介してスイッチング素子 Q7cが接続されている。コンデンサC1側の端子� ��ら終端cまでの一次巻線N1の巻数は、TNcとな� ��ように構成されている。なお、二次巻線N2� �巻数は、TN2となるように構成されている。� �イッチング素子Q7aは、タップaを介して、ス� ��ッチング素子Q7cに並列に接続されている。� ��イッチング素子Q7bは、タップbを介してスイ ッチング素子Q7cに並列に接続されている。ま た、パルス電圧の補正値に応じてスイッチン グ素子Q7a、Q7b、Q7cのいずれかを選択する選択 制御回路7502を設けている。なお、この選択� �御回路7502は、スイッチング素子Q7a,Q7b,Q7cの� �ンオフを制御するコントローラが一体に組� �込まれている。放電回路は、スイッチング� �子Q7aがオンのときはトランスT1の1次巻線N1に 発生する電圧をTNa:TN2の比で、昇圧して高圧� �電灯8に降圧パルス電圧を印加するように構� ��されている。放電回路は、スイッチング素� ��Q7bがオンのときはトランスT1の1次巻線に発� ��する電圧をTNb:TN2の比で昇圧して高圧放電灯 8に高圧パルス電圧を印加するように構成さ� �ている。放電回路は、スイッチング素子Q7c� �オンのときはトランスT1の1次巻線に発生す� �電圧をTNc:TN2の比で昇圧して高圧放電灯8に降 圧パルス電圧を印加するように構成されてい る。

 1次巻線のタップの個数や巻数比は補正精 度に応じて選択すれば良い。また、実施形態 2で説明したゲート電圧の可変制御と組み合� �せても構わない。その他の構成及び動作に� �いては実施形態2と同様である。

 このように本実施の形態によれば、出力� ��を延長した場合においても高圧放電灯の始� ��に必要な一定ピーク値の高圧パルス電圧を� ��力可能な高圧放電灯点灯装置を安価に簡単� ��回路で実現することができる。

 なお、イグナイタ7002のスイッチング素子 としてはMOSFETやバイポーラトランジスタに限 定されるものではなく、IGBTや双方向サイリ� �タなど任意の半導体スイッチング素子を用� �ても良い。

 (実施形態3)
 図21は本発明の実施形態3のブロック図であ� ��。昇圧チョッパ回路3及び降圧チョッパ回路 3はコンバータB003として使用する。図22は昇� �チョッパ回路3、降圧チョッパ回路4、イグナ イタ7003、及び各チョッパ回路の制御回路3003� ��4003の詳細図である。

 昇圧チョッパ回路3の回路構成について、 図22を用いて説明する。図21に示す整流回路2� ��出力端には、インダクタL2とスイッチング� �子Q1の直列回路が接続されており、スイッチ ング素子Q1の両端にはダイオードD1を介して� �滑コンデンサC3が接続されている。インダク タL2、スイッチング素子Q1、ダイオードD1、平 滑コンデンサC3は昇圧チョッパ回路3を構成し ている。スイッチング素子Q1のオン・オフは� ��圧チョッパ制御回路3003により制御される。 スイッチング素子Q1が商用交流電源1の商用周 波数よりも十分に高い周波数でオン・オフ制 御される。これにより、整流回路2の出力電� �は、規定の直流電圧に昇圧されて平滑コン� �ンサC3に印加される。

 本実施形態で用いる直流電源は、商用交� ��電源1を整流・平滑した平滑コンデンサC3の� ��流電圧である。しかしながら、これに限定� ��れるものではない。

 昇圧チョッパ回路3の出力は、降圧チョッ パ回路4が接続されている。降圧チョッパ回� �4は負荷である高圧放電灯8に目標電力を供給 するための安定器としての機能を有している 。また、始動時からアーク放電移行期間を経 て安定点灯期間に至るまで高圧放電灯8に適� �な電力を供給するように、降圧チョッパ回� �4の出力電圧は可変制御される。

 降圧チョッパ回路4の回路構成について説 明する。直流電源である平滑コンデンサC3の� ��極はスイッチング素子Q2、インダクタL3を介 してコンデンサC4の正極に接続されている。� ��ンデンサC4の負極は平滑コンデンサC3の負極 に接続されている。コンデンサC4の負極には� ��生電流通電用のダイオードD2のアノードが� �続されている。ダイオードD2のカソードはス イッチング素子Q2とインダクタL3の接続点に� �続されている。

 降圧チョッパ回路4の回路動作について説 明する。スイッチング素子Q2は降圧チョッパ� ��御回路4003からの制御信号により高周波でオ ン・オフ駆動される。スイッチング素子Q2が� ��ンのとき、昇圧チョッパ回路3の出力からス イッチング素子Q2、インダクタL3、コンデン� �C4を介して電流が流れる。スイッチング素子 Q2がオフのとき、インダクタL3、コンデンサC4 、ダイオードD2を介して回生電流が流れる。� ��れにより、昇圧チョッパ回路3の出力電圧を 降圧した直流電圧が、コンデンサC4に印加さ� ��る。降圧チョッパ制御回路4003によりスイッ チング素子Q2のオンデューティ(一周期に占め るオン時間の割合)を変えることにより、コ� �デンサC4に印加される電圧は可変制御される 。

 降圧チョッパ回路4の出力にはインバータ 6003が接続されている。インバータ6003は4個の スイッチング素子よりなるフルブリッジ回路 である。矩形波制御回路6013からの矩形波極� �切替信号に同期して、降圧チョッパ回路4の� ��力電力を低周波の矩形波交流の点灯電圧に� ��換して高圧放電灯8に供給するように構成さ れている。負荷である高圧放電灯8は、メタ� �ハライドランプや高圧水銀ランプのような� �輝度高圧放電灯(HIDランプ)である。

 降圧チョッパ回路4の制御回路4003は、定� �動作時に降圧チョッパ回路4の出力目標値を� ��定する定常時制御回路4303と、始動時にパル ス検出回路12で検出された高圧パルス電圧を� ��圧パルス電圧の目標値と比較して降圧チョ� ��パ回路4の出力目標値を設定する始動時制御 回路4403と、降圧チョッパ回路4の出力電流を� ��出して始動時制御回路4403と定常時制御回路 4303の切替えを行う状態切替回路5003と、降圧� ��ョッパ回路4の出力を検出する出力検出回路 4103と、始動時制御回路4403または定常時制御� ��路4303からの入力をもとにスイッチング素子 Q2のオン/オフを制御するFET制御回路4203から� �る。

 また、昇圧チョッパ回路3の制御回路3003� �、定常動作時に昇圧チョッパ回路3の出力目� ��値を設定する定常時制御回路3303と、始動時 に昇圧チョッパ回路3の出力目標値を設定す� �始動時制御回路3403と、昇圧チョッパ回路3の 出力を検出する出力検出回路3103と、始動時� �御回路3403または定常時制御回路3303からの入 力をもとにスイッチング素子Q1のオン/オフを 制御するFET制御回路3203からなる。

 イグナイタ7は、高圧放電灯8の始動時の� �動作し、高圧放電灯8を始動させるためのパ� ��ス電圧を発生する。イグナイタ7は、発生し たパルス電圧を点灯電圧に重畳させるように 構成されている。イグナイタ7は、昇圧チョ� �パ回路3からインピーダンス22を介して所定� �電圧値Vc1に充電されるコンデンサC1と、トラ ンスT1と、外部制御信号によりオン/オフ可能 なスイッチング素子Q7と、スイッチング素子Q 7の過電流保護を行うインピーダンス71とから なる。トランスT1は、一次巻線N1と、二次巻� �N2と、三次巻線N3とからなる。一次巻線N1は� �コンデンサC1の両端間でインピーダンス71と� ��イッチング素子Q7と直列に接続されている� �二次巻線N2は、インバータ6003の両端間で、� �圧放電灯8と直列に接続されている。二次巻� ��N2は、一次巻線N1を流れる電流によってパル ス電圧を発生するように構成されている。三 次巻線N3は、二次巻線N2に発生するパルス電� �に伴って、検出電圧を発生するように構成� �れている。なお、インピーダンス22とコンデ ンサC1は、コンデンサC1の充電回路を構成す� �。また、コンデンサC1と一次巻線N1と、イン� ��ーダンス71と、スイッチング素子Q7とは、コ ンデンサC1の放電回路を構成する。始動パル� ��発生回路制御回路9003は、スイッチング素子 Q7のオンオフを制御する。始動パルス発生回� ��制御回路9003は、スイッチング素子Q7をオン� ��ることにより、充電電源2102によって充電さ れたコンデンサC1を放電させる。コンデンサC 1が放電することにより、一次巻線N1には、コ ンデンサC1から放電電流が流れる。一次巻線� ��流れる放電電流は、二次巻線の両端にパル� ��電圧を発生させる。二次巻線に発生したパ� ��ス電圧は、上述のように、点灯電圧に重畳� ��れる。また、二次巻線N2にパルス電圧およ� �点灯電圧が発生するに伴って、三次巻線N3に 始動電圧と相関を有する検出電圧が発生する 。なお、コンデンサC2は、トランスT1で発生� �た高圧パルス電圧がインバータ6003の入力側� ��回り込まないようにブロックする高周波バ� ��パス用のコンデンサであり、このコンデン� ��C2とトランスT1の2次巻線N2と高圧放電灯8と� �直列閉回路を構成している。トランスT1の2� �巻線N2に高圧パルス電圧が発生すると、コン デンサC2を介して高圧放電灯8の両端に印加さ れることになる。

 図23は高圧放電灯8への出力配線長が短く� ��配線の浮遊容量が非常に小さいときの各部� ��形である。このときのトランスT1の昇圧後� �高圧パルス電圧の最大値を高圧パルス電圧� �目標値Vmとし、降圧チョッパ回路4の出力電� �値を降圧チョッパ回路3の通常時の出力目標� ��Vrとする。

 図24は高圧放電灯8への出力配線長が長く� ��配線の浮遊容量の影響でトランスT1の昇圧� �の高圧パルス電圧が減衰した時の各部波形� �ある。三次巻線N3に発生した検出電圧は、電 圧分圧回路11を介してパルス検出回路12に印� �される。パルス検出回路12は、電圧分圧回路 11によって分圧された検出電圧に基づいて、� ��動電圧に応じた電圧レベルを示す検出信号� ��出力する。検出信号は、始動時制御回路4403 に送られる。この始動時制御回路4403は、始� �電圧調整回路を構成する。始動時制御回路44 03は、検出信号の電圧レベルが示す高圧パル� ��電圧Vpと、高圧パルス電圧の目標値Vmの差(� �標値からの不足電圧δV)を算出する。算出結� ��に基づいて、始動時制御回路4403は、高圧チ ョッパ回路の出力目標値を、降圧チョッパ回 路4の通常時目標値VrよりもδVだけ高く設定す る。降圧チョッパ制御回路4003のFET制御回路42 03は、始動時制御回路4403の出力を受け、スイ ッチング素子Q2の制御を行う。これにより、� ��イッチング素子Q2の制御によりのオンオフ� �御により、降圧チョッパ回路4の出力電圧は� ��整される。続いて、出力検出回路4103は、降 圧チョッパ回路4の出力電圧を検出し、検出� �果をFET制御回路4203にフィードバックする。� ��のフィードバック結果にもとづいて、再びF ET制御回路41は、スイッチング素子Q2のオンオ フ制御を調整する。このようにして、降圧チ ョッパ回路4の出力電圧を出力目標値となる� �う制御する。

 図25は、降圧チョッパ制御回路4003の始動� ��制御回路4403が設定した降圧チョッパ回路4� �出力目標値Vdが、降圧チョッパ回路4の入力� �圧より高い電圧値である場合の各部波形で� �る。この時、降圧チョッパ制御回路4003の始� ��時制御回路4403は、昇圧チョッパ制御回路300 3の始動時制御回路3403に出力目標値Vdを伝達� �る。この始動時制御回路3403は、始動電圧調� ��回路の一部を構成する。昇圧チョッパ制御� ��路3003の始動時制御回路3403は、昇圧チョッ� �回路3の出力目標値Vuとして、降圧チョッパ� �路4の出力目標値Vdよりも高い電圧を設定す� �。昇圧チョッパ制御回路3003のFET制御回路3203 は、始動時制御回路3403の出力を受け、スイ� �チング素子Q1の制御を行う。出力検出回路310 3は、昇圧チョッパ回路3の出力電圧を検出し� ��FET制御回路3203にフィードバックする。フィ ードバック結果を受けて、FET制御回路3203は� �再度スイッチング素子Q1のオンオフ制御を調 整する。このように昇圧チョッパ回路3の出� �電圧を上げることで、降圧チョッパ回路4の� ��力電圧が上がり、降圧チョッパ回路4の出力 の上限を広げることができる。

 図26に本実施形態の降圧チョッパ制御回� �4003の始動時制御回路4403の構成を示す。また 、図24の場合に対応する各部の動作波形を図2 7に示す。始動時制御回路4403は、ピーク値検� ��回路44a、高圧パルス変化検出回路44b、降圧� ��ョッパ回路出力目標値設定回路44cからなる� ��ピーク値検出回路44aは、パルス検出回路12� �らのパルス電圧のフィードバックを受けて� �パルス電圧のピーク値Vpを検出する。高圧パ ルス変化検出回路44bは、パルス電圧のピーク 値Vpと、パルス電圧の目標値Vmとの差を計算� �、計算結果を出力する。降圧チョッパ回路� �力目標値設定回路44cは、降圧チョッパ回路4� ��基準電圧Vrに、パルス電圧変化分δVを足し� �わせ、降圧チョッパ回路出力目標値としてFE T制御回路4203へ出力する。

 以上のように、トランスT1による昇圧後� �高圧パルス電圧の不足分を、降圧チョッパ� �路4の出力電圧で補うことにより、始動時の� ��圧放電灯8の両端電圧のピーク値を常に一定 に保つことができる。

 なお、本実施形態では、三次巻線に発生� ��る電圧を検出電圧として検出している。し� ��しながら、パルス電圧検出回路は、高圧放� ��灯8に対して並列に接続することにより、高 圧放電灯8に印加される始動電圧を検出する� �うに構成することも可能である。また、パ� �ス電圧検出回路は、一次巻線N1に対して並列 に接続することにより、一次巻線N1に発生す� ��パルス電圧を検出するように構成すること� ��可能である。

 図28は本発明の実施形態3の変更態様1のブ ロック図である。図29は昇圧チョッパ回路3、 降圧チョッパ回路4、イグナイタ7003、及び各� ��ョッパ回路の制御回路3003、4003の詳細図で� �る。

 図29に示すように、降圧チョッパ制御回� �4003は、定常動作時に降圧チョッパ回路出力� ��標値を設定する定常時制御回路4303と、始動 時に降圧チョッパ回路4の出力電圧がある一� �の変化をするように設定する始動時制御回� �4403と、降圧チョッパ回路4の出力電流を検出 し、始動時制御回路4403と定常時制御回路4303� ��切替えを行う状態切替回路5003と、降圧チョ ッパ回路4の出力を検出する出力検出回路4103� ��、始動時制御回路4403または定常時制御回路 4303からの入力をもとにスイッチング素子Q2の オン/オフを制御するFET制御回路4203からなる� ��

 図30に各部の動作波形を示す。

 無負荷時には、図31のように、降圧チョ� �パ回路4の出力電圧がある一定の変化をする� ��うに制御する。図31において横軸は時間を� �し、縦方向は電圧値を示す。ここでは、降� �チョッパ回路4の出力電圧をインバータ6003に より低周波交流出力に変換した後の電圧波形 を示している。低周波交流の周期は一般的に は数百Hzであり、振幅は数百Vである。

 本変更態様において、始動パルス発生回� ��制御回路は、降圧チョッパ回路4が出力する 直流電圧の変化量を検出し、直流電圧の変化 量を示す出力電圧検出信号を出力する降圧チ ョッパ回路出力変化検出回路9703と、パルス� �出回路12からの検出信号と降圧チョッパ回路 出力変化検出回路9703からの出力電圧検出信� �とに基づいて、始動電圧が所望の値となる� �イミングを計算する演算回路9803とからなる� ��FET制御回路96は、演算回路9803が算出したタ� ��ミングで、スイッチング素子Q7をオンする� �したがって、始動時制御回路3403と、始動時� ��御回路4403と、降圧チョッパ回路出力変化検 出回路9703と、演算回路9803とは、始動電圧調� ��回路として機能する。

 図32に変更態様の降圧チョッパ制御回路40 03の始動時制御回路4403の具体的な回路構成例 を示す。この始動時制御回路4403は、定電流� �路を通してコンデンサを充電するように構� �されており、インバータ6003の極性切替動作� ��にコンデンサを放電させることで、図33の� �うな出力目標値を出力するように構成され� �いる。

 図34、図35に始動パルス発生回路制御回路 9003の構成を示す。図36は各部の動作波形であ る。

 図34は始動パルス発生回路制御回路9003に� ��ける降圧チョッパ回路出力変化検出回路9703 の詳細を示している。この回路はオペアンプ により構成されている。この回路は、降圧チ ョッパ回路4の出力変化値を計算し、FET制御� �路96へ出力する。

 図35は始動パルス発生回路制御回路9003に� ��ける演算回路9803の詳細を示している。演算 回路9803のピーク値検出回路96a、高圧パルス� �圧変化検出回路96bは、実施形態3と同様にし� ��、高圧パルス電圧のフィードバックから高� ��パルス電圧の変化分δVを計算し、FETゲート� ��圧制御回路96cに出力する。FETゲート電圧制� ��回路96cは、降圧チョッパ回路出力変化値が� ��高圧パルス電圧の変化分δVと等しくなった� ��にFET制御回路96にスイッチング素子Q7をオン させ、パルス電圧を発生させる。これにより 、パルス電圧の変化分(低下分)をインバータ6 003からの出力電圧の変化分(上昇分)で補うこ� ��ができる。これにより、始動時に高圧放電� ��8の両端に印加されるピーク電圧をほぼ一定 に保つことができる。

 また、本実施形態では、図31のように、� �性反転から連続的に変化するように、降圧� �ョッパ回路4の出力電圧を変化させている。� ��かしながら、出力電圧の変化はこれに限ら� ��たものでない。たとえば、出力電圧を、図3 7に示すように、階段状に変化させてもよい� �降圧チョッパ回路4の出力電圧が階段状に変� ��する場合、パルス検出回路12からの出力信� �と、降圧チョッパ回路出力変化検出回路9703� ��出力信号が、一番近くなった時にスイッチ� ��グ素子Q7がオンするように、演算回路9803お� ��びFET制御回路96を設定する。降圧チョッパ� �路出力電圧が図37のように階段状に変化する 場合、高圧放電灯8の両端電圧のピーク電圧� �目標通りの値に調整しやすいという利点が� �る。

 図38は本発明の実施形態3の変更態様2の全 体構成を示すブロック図である。トランスT1� ��昇圧後の高圧パルス電圧を検出、フィード� ��ックし、降圧チョッパ回路4の出力を調整す る構成は実施形態3の図22と同じである。矩形 波制御回路6013は、インバータ660の極性切替� �作を制御する。

 本実施形態では、降圧チョッパ制御回路4 003の始動時制御回路4403は、矩形波制御回路60 13から矩形波極性切替信号を検出する。続い� ��、検出した矩形波極性切替信号に基づいて� ��パルス電圧と同極性の矩形波出力の半サイ� ��ル時のみ、パルス電圧の変化量に応じた降� ��チョッパ回路4の出力目標値を設定する。

 また、始動パルス発生回路制御回路9003は 、矩形波制御回路6013から矩形波極性切替信� �を検出して、高圧パルス電圧と同極性の矩� �波出力半サイクル時のみ、高圧パルス電圧� �発生させる。例えば、矩形波出力電圧極性� �プラスの時に高圧パルス電圧と同じ極性で� �る場合、矩形波出力電圧がマイナスからプ� �スへの極性切替動作時に始動パルス発生回� �制御回路9003のFET制御回路96はスイッチング� �子Q7をオンする。

 図39は本実施形態における降圧チョッパ� �御回路4の始動時制御回路4403の構成を示す。 実施形態3の始動時制御回路4403(図26)の高圧パ ルス変化検出部44bの出力部分に、トランジス タTrを追加している。トランジスタTrのオン� �には、高圧パルス変化検出回路44bの出力を� �ランドに落とす。トランジスタTrのベースに は、矩形波制御回路6013から矩形波極性切替� �号を印加することで、矩形波出力電圧の極� �が高圧パルス電圧極性と違う半サイクル時� �みトランジスタTrをオンし、高圧パルス変化 検出部44bの出力電圧をゼロにし、降圧チョッ パ回路4の出力目標値を基準出力電圧と等し� �する。

 図40に各部の動作波形を示す。図から明� �かなように、高圧パルス電圧と矩形波出力� �極性の組み合わせには、降圧チョッパ回路4� ��出力調整が有効に働かない組合せが存在す� ��。高圧パルス電圧と同極性の矩形波出力半� ��イクル時のみ降圧チョッパ回路4の出力を調 整することにより、出力電圧実効値が同等の 場合よりも、高圧放電灯の両端に印加される ピーク電圧の調整範囲を広げることがでる。 加えて、この構成により、不必要な高圧パル ス電圧の発生を回避できる。

 図41は本発明の実施形態3の変更態様3の全 体構成を示す回路図である。トランスT1によ� ��昇圧後のパルス電圧を検出、フィードバッ� ��し、降圧チョッパ回路4の出力を調整する構 成、始動パルス発生回路制御回路9003が矩形� �制御回路6013の極性切替動作信号を検出して� ��ルス電圧の発生を制御する構成は、実施形� ��3と同じである。

 図42に各部の動作波形を示す。降圧チョ� �パ制御回路4003の始動時制御回路4403は、矩形 波制御回路6013から矩形波極性切替信号を検� �する。始動時制御回路4403は、検出した矩形� ��極性切替信号に基づいて、パルス電圧と同� ��性の矩形波出力の半サイクル時における一� ��時間のみ、高圧パルス電圧変化量に応じた� ��圧チョッパ回路4の出力目標値を設定し、降 圧チョッパ回路4の出力を調整する。

 矩形波出力の電圧極性がプラスの時に降� ��チョッパ回路4の出力調整が有効である場合 、矩形波出力の電圧極性がマイナスからプラ スへの極性切替動作時に始動パルス発生回路 制御回路9003はスイッチング素子Q7をオンする 。

 降圧チョッパ制御回路4003の始動時制御回 路4403は、矩形波出力の電圧極性がマイナス� �らプラスへの極性切替動作時に、高圧パル� �電圧変化量に応じた降圧チョッパ回路の出� �目標値を設定する。つまり、高圧パルス電� �の不足分δVpを補うように、降圧チョッパ回� ��4の出力目標値を一時的に引き上げる。その 後、始動パルス発生回路制御回路9003がスイ� �チング素子Q7をオフするとき、降圧チョッパ 制御回路4003の始動時制御回路4403は、降圧チ� ��ッパ回路4の出力目標値を引き下げる。

 このように、高圧パルス電圧を発生させ� ��時のみ降圧チョッパ回路4の出力を調整する ことで、実施形態1に比べて高圧放電灯8の電� ��実効値を大幅に小さくすることができる。� ��たがって、出力電圧実効値が同等の場合に� ��較して、高圧放電灯の両端に印加されるパ� ��ス電圧のピーク値の調整範囲を広げること� ��できる。また、この構成により、不必要な� ��圧パルス電圧の発生を回避できる。

 (実施形態4)
 図43は本発明の実施形態4の全体構成を示す� ��路図である。以下、その回路構成について� ��明する。高圧放電灯点灯装置は、商用交流� ��源1から電力の供給を受けるように構成され ている。整流回路2は、ダイオードブリッジDB よりなり、商用交流電源1から供給された交� �電圧を全波整流して脈流電圧を出力する。� �イオードブリッジDBの出力端には、入力コン デンサCiが並列接続されると共に、インダク� ��L2とスイッチング素子Q1の直列回路が接続さ れている。スイッチング素子Q1の両端にはダ� ��オードD1を介して平滑コンデンサC3が接続さ れている。インダクタL2、スイッチング素子Q 1、ダイオードD1、入力コンデンサCi、平滑コ� ��デンサC3は昇圧チョッパ回路3を構成してい� ��。スイッチング素子Q1のオン・オフは昇圧� �ョッパ制御部3004により制御される。昇圧チ� ��ッパ制御部3004は市販の集積回路を用いて容 易に実現可能である。スイッチング素子Q1が� ��用交流電源1の商用周波数よりも十分に高い 周波数でオン・オフ制御されることにより、 ダイオードブリッジDBの出力電圧は、規定の� ��流電圧に昇圧されて平滑コンデンサC3に充� �される。

 本実施形態で用いる直流電源Eは、商用交 流電源1を整流・平滑した平滑コンデンサC3の 直流電圧であり、ダイオードブリッジDBの出� ��に接続された昇圧チョッパ回路3の出力電圧 である。

 昇圧チョッパ回路3の出力は、降圧チョッ パ回路4が接続されている。降圧チョッパ回� �4は負荷である高圧放電灯8に目標電力を供給 するための安定器としての機能を有している 。また、始動時からアーク放電移行期間を経 て安定点灯期間に至るまで高圧放電灯8に適� �な電力を供給するように、降圧チョッパ回� �4の出力電圧は可変制御される。

 降圧チョッパ回路4の回路構成について説 明する。直流電源Eである平滑コンデンサC3の 正極はスイッチング素子Q2、インダクタL3を� �してコンデンサC4の正極に接続されている。 コンデンサC4の負極は平滑コンデンサC3の負� �に接続されている。コンデンサC4の負極には 回生電流通電用のダイオードD2のアノードが� ��続されている。ダイオードD2のカソードは� �イッチング素子Q2とインダクタL3の接続点に� ��続されている。

 降圧チョッパ回路4の回路動作について説 明する。スイッチング素子Q2は降圧チョッパ� ��御部4004の出力により高周波でオン・オフ駆 動される。スイッチング素子Q2がオンのとき� ��直流電源Eからスイッチング素子Q2、インダ� ��タL3、コンデンサC4を介して電流が流れる。 スイッチング素子Q2がオフのとき、インダク� ��L3、コンデンサC4、ダイオードD2を介して回� ��電流が流れる。これにより、直流電源Eの直 流電圧を降圧した直流電圧がコンデンサC4に� ��電される。降圧チョッパ制御部4004によりス イッチング素子Q2のオンデューティ(一周期に 占めるオン時間の割合)を変えることにより� �コンデンサC4に得られる電圧を可変制御でき る。したがって、昇圧チョッパ回路3と降圧� �ョッパ回路4とは、コンバータB004を構成する 。

 降圧チョッパ回路4の出力にはインバータ 6004が接続されている。インバータ6004はスイ� ��チング素子Q3~Q6よりなるフルブリッジ回路� �ある。スイッチング素子Q3,Q6のペアとQ4,Q5の� ��アが極性反転制御回路6004からの制御信号に より低周波で交互にオンされることで、降圧 チョッパ回路4から出力される直流電圧を矩� �波交流の点灯電圧に変換して高圧放電灯8に� ��給するものである。負荷である高圧放電灯8 は、メタルハライドランプや高圧水銀ランプ のような高輝度高圧放電灯(HIDランプ)である� ��

 イグナイタ7004は、高圧放電灯8の始動時� �み動作するように構成されており、高圧放� �灯8を始動させるためのパルス電圧を発生す� ��ように構成されている。イグナイタ7004は、 パルス電圧を点灯電圧に重畳させて高圧放電 灯8に印加するように構成されている。イグ� �イタ7004は、昇圧チョッパ回路3で昇圧した直 流電源Eからインピーダンス22を介して所定の 電圧値Vc1を印加されるように構成されたコン デンサC1と、トランスT1と、外部制御信号に� �りオン/オフ可能なスイッチング素子Q7と、� �イッチング素子Q7の過電流保護を行うインピ ーダンス71とからなる。トランスT1は、一次� �線N1と、二次巻線N2と、三次巻線N3とからな� �。一次巻線N1は、コンデンサC1の両端間でイ� ��ピーダンス71とスイッチング素子Q7と直列に 接続されている。二次巻線N2は、インバータ6 004の両端間で、高圧放電灯と直列に接続され ている。二次巻線N2は、一次巻線N1に流れる� �流によって電圧を発生するように構成され� �いる。三次巻線N3は、二次巻線N2に発生する� ��ルス電圧と相関関係を有する検出電圧を発� ��するように構成されている。なお、インピ� ��ダンス22とコンデンサC1は、コンデンサC1の� ��電回路を構成する。また、コンデンサC1と� �次巻線N1と、インピーダンス71と、スイッチ� ��グ素子Q7とは、コンデンサC1の放電回路を構 成する。スイッチング素子Q7は、制御回路Sか らの信号によってオンされるように構成され ている。制御回路Sは、スイッチング素子Q7を オンすることにより、コンデンサC1を放電さ� ��るように構成されている。コンデンサC1が� �電することにより、放電回路には放電電流� �流れる。一次巻線N1に流れる放電電流によっ て、二次巻線N2にパルス電圧が発生する。ま� ��、二次巻線N2に発生するパルス電圧および� �灯電圧に伴って、三次巻線N3に検出電圧が発 生する。コンデンサC2は、トランスT1で発生� �たパルス電圧がインバータ6004の入力側に回� ��込まないようにブロックする高周波バイパ� ��用のコンデンサである。このコンデンサC2� �、トランスT1の2次巻線N2と高圧放電灯8とで� �列閉回路を構成している。トランスT1の2次� �線N2に高圧パルス電圧が発生すると、コンデ ンサC2を介して高圧放電灯8の両端に印加され る。

 制御回路Sは、昇圧チョッパ回路3の出力� �圧をフィードバックし、一定の電圧となる� �う制御する昇圧チョッパ制御部3004と、高圧� ��電灯8に適正な電力を供給するために降圧チ ョッパ回路4の出力電圧を検出して出力電圧� �応じた所定の電流となるよう制御する降圧� �ョッパ制御部4004と、降圧チョッパ回路4の出 力電圧によって高圧放電灯8の点灯・不点灯� �判別する点灯判別部5004と、インバータ6004の スイッチング素子Q3~Q6の制御を行う極性反転� ��御回路6014と、イグナイタ7004を制御する始� �パルス発生回路制御部90とからなる。

 制御回路Sの始動パルス発生回路制御部90� ��詳細を図44に示す。始動パルス発生回路制� �部90は、論理回路等で構成された始動パルス 発生極性選択回路95からなる。各論理回路に� ��、パルス電圧検出回路1204の検出信号と、点 灯判別部5004の点灯判別信号と、極性反転制� �回路6004の極性反転信号が入力されている。

 動作タイミングを図45に示し、説明する� �制御回路Sの点灯判別部5004により、高圧放電 灯8の点灯・不点灯を判別する。高圧放電灯8� ��不点灯の場合、イグナイタ7004を動作させて 、高圧放電灯8を始動する。

 イグナイタ7004は、昇圧チョッパ回路3を� �源として使用している。昇圧チョッパ回路3� ��よってコンデンサC1が充電され、制御回路S� ��制御により、スイッチング素子Q7がオンす� �。充電されたコンデンサC1は、放電すること により放電回路の放電電流を発生する。放電 電流が1次巻線N1に流れたとき、2次巻線N2にパ ルス電圧が発生し、三次巻線N3に検出電圧が� ��生する。

 三次巻線N3に発生した検出電圧は、パル� �電圧検出回路1204のコンパレータCP12で基準値 と比較される。ここで、三次巻線N3による電� ��の検出は、パルス電圧を一定とする場合ほ� ��、正確である必要はない。所定値以上か所� ��値以下といった簡易な判別でよい。したが� ��て、図44に示すような、簡単な構成でよい� �

 図44のパルス電圧検出回路1204では、三次� ��線N3の一端を接地し、他端を半波整流用の� �イオードD12と微分用コンデンサC12を介して� �分圧用抵抗R11,R12からなる電圧分圧回路に接� ��されている。分圧された検出電圧は、コン� ��レータCP12の+入力端子に印加される。コン� �レータCP12の-入力端子には、制御電源電圧Vcc を抵抗R13,R14で分圧した基準電圧が印加され� �いる。コンパレータCP12の出力は抵抗R15によ� ��プルアップされたオープンコレクタまたは� ��ープンドレイン出力である。+入力端子の検 出電圧が-入力端子の基準電圧よりも高くな� �と、コンパレータCP12の出力端子はHighレベル となる。このようにして、始動電圧を示す検 出信号を出力する。

 コンパレータCP12の出力は、始動パルス発 生極性選択回路95のオア回路ORの一方の入力� �接続されている。オア回路ORの他方の入力は オア回路ORの出力と接続されている。したが� ��て、検出されたパルス電圧が基準値よりも� ��い場合、オア回路ORの出力がHighレベルとな� ��。したがって、トランジスタTr91はオンされ るため、アンド回路AND1からダイオードD91を� �して出力されるパルストリガ信号(パルス発� ��部PGの出力)を禁止する。その結果、スイッ� ��ング素子Q3,Q6の駆動信号に同期するスイッ� �ング素子Q7の駆動信号を無効にする。

 これにより、イグナイタ7004により発生す るパルス電圧は、パルス電圧の極性に対し、 負の矩形波出力に重畳されるので、パルス電 圧の振幅をVp、矩形波出力のピーク値をVrと� �ると、Vp-Vrが高圧放電灯8に印加されること� �なる。このようにして、始動パルス発生極� �選択回路95は、点灯電圧が負のときにパルス 電圧を重畳させるようにスイッチング素子Q7� ��オンする。したがって、始動パルス発生極� ��選択回路95は、始動電圧調整回路として機� �し、またスイッチング素子Q7をオンするため のコントローラとしても機能する。

 検出されたパルス電圧が基準値よりも低� ��場合、オア回路ORの出力がLowレベルとなる� �したがって、トランジスタTr92はオンされる� ��で、アンド回路AND2からダイオードD92を介し て出力されるパルストリガ信号(パルス発振� �PGの出力)を禁止する。その結果、スイッチ� �グ素子Q4,Q5の駆動信号に同期するスイッチン グ素子Q7の駆動信号を無効にする。

 これにより、イグナイタ7004により発生す るパルス電圧は、パルス電圧の極性に対し、 正の矩形波出力に重畳される。したがって、 パルス電圧の振幅をVp、矩形波出力のピーク� ��Vrとすると、パルス電圧の振幅Vpにピーク値 Vrが高圧放電灯8に印加されることになる。こ のようにして、始動パルス発生極性選択回路 95は、点灯電圧が正のときにパルス電圧を重� ��させるようにスイッチング素子Q7をオンす� �。

 このように、動作する矩形波の極性を変� ��させた場合、高圧放電灯8の両端に印加され る電圧は、(Vp+Vr)または(Vp-Vr)となる。その結� ��、矩形波のピーク値の2倍の電圧差が生じる 。

 したがって、三次巻線N3の検出電圧に基� �いてイグナイタ7004のスイッチング素子Q7が� �ン動作する極性を切り替えることにより、� �力配線長により低下するパルス電圧を補う� �とができる。その結果、高圧放電灯に、始� �に必要な始動電圧を印加することができる� �

 ここで、出力配線長が最短の時、(Vp-Vr)が 高圧放電灯点灯装置で規定される始動パルス 電圧の最大値近傍に設定されるのが好ましい 。そして、動作する極性の切替えは、(Vp-Vr)� �出力配線長が最大の時、(Vp-Vr)が高圧放電灯� ��灯装置で規定される始動パルス電圧の最小� ��となるVp相当の検出電圧でなされるのが好� �しい。

 なお、本実施形態では、三次巻線に発生� ��る電圧を検出電圧として検出している。し� ��しながら、パルス電圧検出回路は、高圧放� ��灯8に対して並列に接続することにより、高 圧放電灯8に印加される始動電圧を検出する� �うに構成することも可能である。また、パ� �ス電圧検出回路は、一次巻線N1に対して並列 に接続することにより、一次巻線N1に発生す� ��パルス電圧を検出するように構成すること� ��可能である。

 図46は、実施形態4の変更態様1を示してい る。回路構成について、実施形態4と異なる� �は、イグナイタ7004の構成において、トラン� ��T1は、第1の一次巻線N1aと第2の一次巻線N2bと を備える。また、図47に示すように、第1の一 次巻線N1aのコンデンサC1側の端子は、第2の一 次巻線N1bのコンデンサC1側の端子と異なる極� ��を有するように設けられている。これによ� ��、コンデンサC1が放電することにより放電� �路に流れる放電電流によって、第1の一次巻� ��N1aは、第2の一次巻線N1bと異なる極性のパル ス電圧を出力するように構成されている。し たがって、コンデンサC1からの放電電流によ� ��て第1の一次巻線N1aに発生するパルス電圧は 、コンデンサC1からの放電電流によって第2の 一次巻線N1bに発生するパルス電圧と異なる極 性を有する。これに伴い、第1の一次巻線N1a� �直列に接続されたスイッチング素子Q7aと、� �2の一次巻線N1bと直列に接続されたスイッチ� ��グ素子Q7bとを備える。したがって、スイッ� ��ング素子Q7aと第1の一次巻線N1aとは、第1の� �電経路を構成する。スイッチング素子Q7bと� �2の一次巻線N1bとは、第2の放電経路を構成す る。そして、第1の放電経路と第2の放電経路� ��は、並列に接続されている。

 制御回路Sの始動パルス発生回路制御部90� ��詳細を図47に示す。また、動作タイミング� �図48に示し、説明する。

 制御回路Sの点灯判別部5004により、高圧� �電灯8の点灯・不点灯を判別する。高圧放電� ��が不点灯の場合、パルス発振部PGを発振動� �し、高圧放電灯8を始動する。

 イグナイタ7004は、昇圧チョッパ回路3の� �流電圧Vc3を電源として、コンデンサC1が充電 される。制御回路Sの制御により、スイッチ� �グ素子Q7aがオンされる。その結果、コンデ� �サC1の放電により発生する放電電流が、イン ダクタL1、トランスT1の1次巻線N1a、スイッチ� ��グ素子Q7a、コンデンサC1で構成される放電� �路に流れる。一次巻線N1aに放電電流が流れ� �ことにより、二次巻線N2に高圧パルスが発生 し、三次巻線N3に検出電圧が発生する。

 三次巻線N3に発生した検出電圧は、パル� �電圧検出回路1204のコンパレータCP12で基準値 と比較される。

 本実施形態では、正負両極性のパルス電� ��を検出可能とするべく、検出巻線N3の中央� �設けられたタップを接地している。そして� �検出巻線N3の両端を全波整流用のダイオード D11,D12のアノードに接続している。各ダイオ� �ドD11,D12のカソードを、微分用コンデンサC12� ��介して電圧分圧用の抵抗R11,R12の直列回路に 接続している。

 ここで、検出されたパルス電圧が基準値� ��りも高い場合、オア回路ORの出力がHighレベ� ��に固定される。そして、インバータ6004のス イッチング素子Q4,Q5の駆動信号がHighレベルと なる矩形波出力極性において第1のスイッチ� �グ素子Q7aがオン、スイッチング素子Q3,Q6の駆 動信号がHighレベルとなる矩形波出力極性に� �いて第2のスイッチング素子Q7bがオンするよ� ��に、切替回路Qswが固定される。

 これにより、イグナイタ7004により発生す るパルス電圧は、パルス電圧の極性に対し、 逆極性となる矩形波出力に重畳される。した がって、パルス電圧の振幅をVp、矩形波出力� ��ピーク値をVrとすると、振幅Vpからピーク値 Vrを引いた値が高圧放電灯8に印加されること になる。

 検出されたパルス電圧が基準値よりも低� ��場合、オア回路ORの出力はLowレベルに固定� �れる。したがって、Highレベルのときとは逆� ��タイミング、すなわち、スイッチング素子Q 4,Q5の駆動信号がHighレベルとなる矩形波出力� ��性においてスイッチング素子Q7bがオン、ス� ��ッチング素子Q3,Q6の駆動信号がHighレベルと� ��る矩形波出力極性においてスイッチング素� ��Q7aがオンするように、切替回路Qswが固定さ� ��る。

 これにより、イグナイタ7004により発生す るパルス電圧は、パルス電圧の極性に対し、 同じ極性の矩形波出力に重畳される。したが って、パルス電圧の振幅をVp、矩形波出力の� ��ーク値をVrとすると、振幅Vpとピーク値Vrと� ��和の値が高圧放電灯8に印加されることにな る。

 このように、矩形波出力の極性に応じて� ��ルス電圧の極性を変化させると、高圧放電� ��の両端に印加される電圧は、(Vp+Vr)または(Vp -Vr)となり、矩形波のピーク値の2倍の電圧差� ��生じる。

 したがって、三次巻線N3の検出結果に基� �いてイグナイタ7004のスイッチング素子Q7a,Q7b がオン動作する極性を切り替えることにより 、出力配線長により低下するパルス電圧を補 うことができる。したがって、高圧放電灯の 両端に、高圧放電灯を点灯させるのに必要な 始動電圧を印加することができる。

 また、三次巻線N3による電圧の検出は、� �ルス電圧を一定とする場合ほど、正確であ� �必要はなく、所定値以上か所定値以下かと� �った簡易な判別でよく、図47に示すような、 簡単な構成でよいことは明らかである。

 ここで、出力配線長が最短の時、(Vp-Vr)が 高圧放電灯点灯装置で規定される始動パルス 電圧の最大値近傍に設定されるのが好ましい 。そして、動作する極性の切替えは、(Vp-Vr)� �出力配線長が最大の時、(Vp-Vr)が高圧放電灯� ��灯装置で規定される始動パルス電圧の最小� ��となるVpに相当する電圧で行われるのが好� �しい。

 また、降圧チョッパ回路4はインバータ600 4を構成するフルブリッジ回路またはハーフ� �リッジ回路のスイッチング素子と兼用して� �良い。例えば、図43または図46の回路図にお� ��て、降圧チョッパ回路4を省略し、インバー タ6004のスイッチング素子Q3,Q4とスイッチング 素子Q5,Q6の接続点の間に、チョッパチョーク� ��してのインダクタL3と出力コンデンサC2の直 列回路を接続し、出力コンデンサC2の両端に� ��ランスT1の2次巻線N2と高圧放電灯8の直列回� ��を接続し、スイッチング素子Q4,Q6を低周波� �交互にオン・オフすると共に、スイッチン� �素子Q4がオンとなる出力極性では、スイッチ ング素子Q5を高周波でオン・オフし、スイッ� ��ング素子Q6がオンとなる出力極性では、ス� �ッチング素子Q3を高周波でオン・オフすれば 、インバータ6004と降圧チョッパ回路4を一体� ��できる。その場合、周知のようにスイッチ� ��グ素子Q3,Q5の寄生ダイオード(MOSFETに内蔵さ� ��た逆方向ダイオード)が降圧チョッパ回路の 回生電流通電用のダイオードとして兼用され ることになる。

 なお、上記各実施形態では、パルス電圧� ��出回路は、三次巻線N3に発生する検出電圧� �基づいてパルス電圧にピーク値を検出して� �る。パルス電圧検出回路がパルス電圧を検� �する方法は、上記検出方法に限られない。� �とえば、第1の方法として、パルス電圧検出� ��路は、三次巻線N3に発生した検出電圧に基� �いて、パルス電圧のパルス幅を検出するよ� �に構成することも好ましい。また、第2の方� ��として、パルス電圧検出回路は、三次巻線N 3に発生した検出電圧に基づいて、パルス電� �の傾きを検出するように構成することも好� �しい。そして、第3の方法として、パルス電� ��検出回路は、電圧レベル比較回路を備え、� ��圧レベル比較回路は検出電圧とあらかじめ� ��憶された電圧レベルとを比較して比較結果� ��出力するように構成されていることも好ま� ��い。このようにして、パルス電圧を検出す� ��ことができる。

 (実施形態5)
 図49は本発明の実施形態1~4の高圧放電灯点� �装置を用いた照明器具の構成例を示す。図49 (a)、(b)はそれぞれHIDランプが組み込まれたス ポットライトを示している。図49(c)はHIDラン� ��が組み込まれたダウンライトを示している� ��図35(a)~(c)は、高圧放電灯8、高圧放電灯取り 付けるためのハウジング81、配線82、点灯装� �の回路を内蔵した安定器83を示している。こ れらの照明器具を複数組み合わせて照明シス テムを構築しても良い。これらの点灯装置と して前述の実施形態1~13のいずれかの高圧放� �灯点灯装置を用いることで、始動パルス電� �のピーク値を適正化でき、配線82が長くても 始動可能となる。また、配線82が短いときに� ��始動パルス電圧のピーク値を低減できる。

 出力線長を延長しても高圧パルス電圧の� ��衰しない本発明の高圧放電灯点灯装置を搭� ��することで、配線82を例えば2m~10mの範囲で� �長することが可能となり、施工性が高まっ� �り、安定器83の一括設置が可能となり、電源 線の引き回し距離が短くできたり、安定器83� ��一括点検が可能となる等の利点がある。

 また、上記の各実施形態および変更態様� ��示された個別の特徴は、任意に組み合わせ� ��ことが可能である。