(実施形態1)
 図1は、本発明の実施形態1の全体構成を示� �回路図である。以下、実施形態1の回路構成� ��ついて説明する。本実施形態の高圧放電灯� ��灯装置は、電力変換回路Bと、インバータ6� �、イグナイタ7と、コントローラ9と、始動パ ルス電圧調整回路15とを備える。高圧放電灯� ��灯装置は、直流電源Eから電力の供給を受け るように構成されている。直流電源Eは、例� �ば商用電源と、商用電源から受けた交流電� �を整流する整流回路とからなる。電力変換� �路Bは、整流回路によって整流された電圧を� ��定の直流の電圧値に変化させる昇圧チョッ� ��回路及び降圧チョッパ回路とからなる。電� ��変換回路Bは、前記所定の直流の電圧値を昇 圧又は降圧するように構成されており、これ により予め定められた電圧値に変化させる。 インバータ6は、電力変換回路Bから出力され� ��直流電圧を、矩形波交流電圧に変換するよ� ��に構成されている。この予め定められた電� ��値を有する矩形波交流電圧は、いわゆる点� ��電圧である。インバータ6は、出力端を介し て点灯電圧を高圧放電灯に印加するように構 成されている。イグナイタ7は、高圧放電灯8� ��始動時に始動パルス電圧を発生して、高圧� ��電灯8に印加するように構成されている。始 動パルス電圧調整回路15は、高圧放電灯8に印 加される始動パルス電圧を所定の値に調整す るように構成されている。

 イグナイタ7は、コンデンサC1と、トラン� ��T1と、インピーダンスL1と、スイッチング素 子Q7とからなる。コンデンサC1は、電圧源で� �る電力変換回路Bから電圧を印加されて、充� ��されるように構成されている。インピーダ� ��スL1は、スイッチング素子Q7に過電流が流れ ることを防ぐためのものである。トランスT1� ��、一次巻線N1と二次巻線N2とを備える。一次 巻線N1は、コンデンサの両端間でスイッチン� ��素子Q7およびインピーダンスL1と直列に接続 されている。したがって、一次巻線N1とイン� ��ーダンスL1とスイッチング素子Q7とは、コン デンサC1が放電したときにコンデンサC1から� �れる放電電流を流すための放電回路を形成� �る。二次巻線は、インバータの出力端の間� �高圧放電灯に直列に接続されている。スイ� �チング素子は、コントローラ9によって、オ� ��オフが制御される。コントローラ9は、スイ ッチング素子Q7をオンして、コンデンサC1を� �電させる。コンデンサC1が放電するに伴って 、放電回路には放電電流が流れる。放電電流 が一次巻線N1に流れることにより、二次巻線N 2に始動パルス電圧が発生する。また、放電� �流が一次巻線N1に流れることにより、一次巻 線N1の両端にはパルス電圧が発生する。また� ��放電電流がインダクタL1を流れることによ� �、インダクタL1の両端にはパルス電圧が発生 する。

 図2は、高圧放電灯8の始動時に印加され� �電圧の波形を示す。図2に示すように、高圧� ��電灯8の始動時には、点灯電圧に始動パルス 電圧が重畳された電圧が印加される。

 実施形態1において、高圧放電灯点灯装置 は、さらに、高圧放電灯8に印加される始動� �ルス電圧を検出するための電圧分圧回路と� �イクロコンピュータICとを備える。電圧分圧 回路は、高圧放電灯8に印加される始動パル� �電圧を抵抗R1,R2で分圧して得られた第1の電� �値と、始動パルス電圧を抵抗R3,R4で分圧して 得られた第2の電圧値とを出力する。分圧さ� �た始動パルス電圧は、マイクロコンピュー� �IC1に出力される。マイクロコンピュータIC1� �、第1の電圧と第2の電圧との差に基づいて、 高圧放電灯8の両端に発生する始動パルス電� �を検出する。始動パルス電圧は、即ち、始� �パルス電圧を示す電圧値である。続いて、� �イクロコンピュータIC1は検出信号を出力す� �。始動パルス電圧調整回路15は、検出信号に 基づいて、コンデンサC1の電圧を調整するよ� ��に構成されている。または、始動パルス電� ��調整回路15は、検出信号に基づいて、コン� �ローラ9にスイッチング素子Q7をオンさせる� �イミングを調整する。このようにして、始� �パルス電圧調整回路15は、始動パルス電圧を 所定の値に調整する。

 このような構成により、フィードバック� ��線を用いることなく、始動パルス電圧を検� ��するように構成されたパルス電圧検出回路� ��得られる。これにより、大型のトランスT1� �用いる必要がない。そして、より正確に始� �パルス電圧を検出することができる。

 ここで、上記マイクロコンピュータIC1を� ��いて始動パルス電圧を検出する場合、以下� ��ように構成されたパルス電圧検出回路を用� ��ることが好ましい。第1として、パルス電圧 検出回路12は、始動パルス電圧始動パルス電� ��を示す電圧値のピーク値を検出して検出信� ��を、出力信号を出力するように構成ことが� ��ましい。すなわち、図3に示すように、パル ス電圧検出回路は、点灯電圧に重畳された始 動パルス電圧のピーク値を検出するように構 成されている。第2として、図3に示すように� ��パルス電圧検出回路12は、始動パルス電圧� �示す電圧値が第1の電圧値に到達してから、� ��の次に第1の電圧値に到達するまでの時間を 検出して検出信号を出力ように構成されてい ることが好ましい。第3として、パルス電圧� �出回路は、始動パルス電圧を示す電圧値が� �初に第1の電圧値に到達してから第2の電圧値 に到達するまでの時間を検出して検出信号を 出力するように構成されていることが好まし い。即ち、図4に示すように、パルス電圧検� �回路は、始動パルス電圧の第1の時間t1にお� �る電圧V1と、第2の時間t2における電圧V2との� ��を検出するように構成されていることが好� ��しい。いずれの場合であっても、同様の効� ��が得られる。

 なお、本実施形態において、インバータ6 は、フルブリッジインバータ及びハーフブリ ッジインバータを適用することができる。

 図5は、本発明の実施形態1の変更態様1に� ��かる高圧放電灯点灯装置を示している。実� ��形態1の変更態様1において、パルス電圧検� �回路12は、一次巻線N1に並列に接続されてお� ��、これにより、一次巻線N1に発生するパル� �電圧を検出するように構成されている。

 一次巻線N1に発生するパルス電圧は、二� �巻線N2に発生する始動パルス電圧と相関関係 を有する。この相関関係は、一次巻線N1と二� ��巻線N2との巻数比によって決定される。し� �がって、本変更態様では、パルス電圧調整� �路は、一次巻線N1の両端間に発生するパルス 電圧および巻数比によって、間接的に始動パ ルス電圧を検出するように構成されている。 したがって、一次巻線N1の両端間に発生する� ��ルス電圧は、いわゆる始動パルス電圧を示� ��電圧である。

 そのため、実施形態1の変更態様1では、� �ランスT1の1次巻線N1の両端電圧を抵抗分圧回 路R1~R4を用いて分圧し、その分圧した電圧を� ��イコンIC1に入力し、抵抗R1,R2で分圧した電� �と抵抗R3,R4で分圧した電圧との差を取得する ことにより、高圧放電灯8の両端に発生する� �動用の高圧パルス電圧を検出するように構� �されている。このような構成にすることに� �り、検出抵抗R1~R4に印加される電圧を実施形 態1に比べると、より低く抑えることが可能� �なり、パルス電圧検出回路12を小型化できる 。

 図6は、本発明の実施形態1の変更態様2に� ��かる高圧放電灯点灯装置を示している。実� ��形態1の変更態様2において、パルス電圧検� �回路12は、インピーダンスL1に並列に接続さ� ��ている。インピーダンスL1は、コイルであ� �。コンデンサC1を放電させたときにインピー ダンスL1に発生するパルス電圧は、二次巻線N 2に発生する始動パルス電圧と相関関係を有� �る。この相関関係は、インピーダンスL1と二 次巻線N2との巻数比によって決定される。し� ��がって、本変更態様では、パルス電圧調整� ��路は、インピーダンスL1の両端間に発生す� �パルス電圧および巻数比によって、間接的� �始動パルス電圧を検出するように構成され� �いる。したがって、インピーダンスL1に発生 するパルス電圧は、すなわち始動パルス電圧 を示す電圧である。

 したがって、始動パルス電圧を、インダ� ��タL1の巻線両端に発生するパルス電圧から� �接的に検出し、その検出結果を受けて、始� �パルス電圧調整回路15が、コンデンサC1の電� ��を調整し、あるいはコントローラ9によりス イッチング素子Q7をオンさせるタイミングを� ��変制御して、始動パルス電圧を所定範囲内� ��維持するものである。

 また、図7に示すように、インピーダンス L1に代えてトランスを用い、トランスを介し� ��始動パルス電圧を示す電圧を検出すること� ��可能である。

 (実施形態2)
 図8は、本発明の実施形態2にかかる高圧放� �灯点灯装置の回路図である。なお、実施形� �1と同じ構成には同じ符号を付して説明は省� ��する。

 実施形態2の高圧放電灯点灯装置は、電力 変換回路Bと、インバータ6と、コントローラ9 と、イグナイタ7と、電圧分圧回路11と、パル ス電圧検出回路12と、始動電圧調整回路15と� �充電電源21と、インピーダンス22とを備える� ��

 始動電圧調整回路15は、コンデンサ電圧� �整回路20と、充電開始検出回路23と、タイマ� ��回路24とからなる。インピーダンス22は、そ のインピーダンス値を調整可能に構成されて いる。可変インピーダンス22は、コンデンサC 1と直列に接続されており、充電電源21とコン デンサC1との間に位置する。可変インピーダ� ��ス22は、コンデンサC1と共に、コンデンサC1� ��充電回路を形成する。可変インピーダンス2 2は、コンデンサ電圧調整回路20によってイン ピーダンス値が変化されるように構成されて いる。充電開始検出回路22は、充電電源21か� �コンデンサC1に電圧が印加されたことに基づ いてコンデンサC1の充電開始を検出するよう� ��構成されている。充電開始検出回路22は、� �電開始を検出したときに充電開始検出信号� �出力するように構成されている。タイマー� �路24は、充電開始検出信号を受けてから所定 の時間経過することを計測するように構成さ れている。タイマー回路24は、所定の時間の� ��過を計測したときに、コントローラ9にオン 信号を出力するように構成されている。コン トローラ9は、オン信号を受けたときに、ス� �ッチング素子Q7をオンするように構成されて いる。また、コンデンサ電圧調整回路20は、� ��記検出信号に基づいて、可変インピーダン� ��22のインピーダンス値を調整するように構� �されている。

 本実施形態では、パルス電圧検出回路12� �、1次巻線N1のパルス電圧を、電圧分圧回路11 を介して検出する。検出されたパルス電圧が 高い場合には、コンデンサ電圧調整回路20は� ��インピーダンス22を増加させるように検出� �号を出力する。逆に検出された駆動パルス� �圧が低い場合には、コンデンサ電圧調整回� �20は、充電経路のインピーダンス22を減少さ� ��るように検出信号を出力する。このように� ��成することで、2次巻線N2に発生する始動パ� ��ス電圧を所定範囲内に維持することができ� ��。

 なお、高圧放電灯8は始動直後に管電圧が 大幅に低下すると共に大きな管電流が流れる ので、電力変換回路Bの出力電圧の低下また� �出力電流の増大を検出することにより高圧� �電灯8が点灯したことを判別することが可能� ��あり、高圧放電灯8の点灯判別後は、コンデ ンサC1の充電またはスイッチング素子Q7のオ� �動作を禁止することにより、始動パルスの� �生を停止させる。

 図9は、本実施形態の高圧放電灯点灯装置 の具体的な回路図を示している。図8に示す� �うに、本実施形態の高圧放電灯点灯装置は� �整流回路2と、昇圧チョッパ回路3と、降圧チ ョッパ回路4と、インバータ6と、イグナイタ7 と、パルス電圧検出回路12と、コントローラ9 と、コンデンサ電圧調整回路20と、充電開始� ��出回路23と、タイマー回路24とを備える。整 流回路2は、ダイオードブリッジDBを備える。 整流回路2は、商用交流電源1を全波整流して� ��動電圧を出力する。ダイオードブリッジDB� �、その両端間に、インダクタL2とスイッチン グ素子Q1の直列回路が接続されている。昇圧� ��ョッパ回路3は、インダクタL2、スイッチン� ��素子Q1、ダイオードD1、平滑コンデンサC3か� ��なる。スイッチング素子Q1は、その両端間� �、ダイオードD1を介して平滑コンデンサC3が� ��続されている。スイッチング素子Q1のオン� �オフはチョッパ制御回路30により制御される 。チョッパ制御回路30は市販の集積回路を用� ��て容易に実現可能である。スイッチング素� ��Q1が商用交流電源1の商用周波数よりも十分� ��高い周波数でオン・オフ制御されることに� ��り、ダイオードブリッジDBの出力電圧は、� �定の直流電圧に昇圧される。平滑コンデン� �C3は、規定の直流電圧によって充電される。

 本実施形態で用いる直流電源Eは、商用交 流電源1を整流・平滑した平滑コンデンサC3の 直流電圧であり、ダイオードブリッジDBの出� ��に接続された昇圧チョッパ回路3の出力電圧 である。しかしながら、直流電源Eは、これ� �限定されるものではない。

 降圧チョッパ回路4は負荷である高圧放電 灯8に目標電力を供給するための安定器とし� �の機能を有している。また、始動時からア� �ク放電移行期間を経て安定点灯期間に至る� �で高圧放電灯8に適正な電力を供給するよう� ��降圧チョッパ回路4の出力電圧を可変制御さ れる。

 降圧チョッパ回路4は、スイッチング素子 Q2と、インダクタンスL3と、ダイオードD2と、 コンデンサC4とを備える。平滑コンデンサC3� �正極はスイッチング素子Q2、インダクタL3を� ��してコンデンサC4の正極に接続されており� �コンデンサC4の負極は平滑コンデンサC3の負� ��に接続されている。コンデンサC4の負極に� �回生電流を流すためのダイオードD2のアノー ドが接続されており、ダイオードD2のカソー� ��はスイッチング素子Q2とインダクタL3の接続 点に接続されている。

 スイッチング素子Q2は出力制御回路40から の制御信号により高周波でオン・オフ駆動さ れ、スイッチング素子Q2がオンのとき、直流� ��源Eからスイッチング素子Q2、インダクタL3� �コンデンサC4を介して電流が流れ、スイッチ ング素子Q2がオフのとき、インダクタL3、コ� �デンサC4、ダイオードD2を介して回生電流が� ��れる。これにより、直流電源Eの直流電圧を 降圧した直流電圧がコンデンサC4に充電され� ��。出力制御回路40によりスイッチング素子Q2 のオンデューティ(一周期に占めるオン時間� �割合)を変えることにより、コンデンサC4に� �られる電圧を可変制御できる。

 降圧チョッパ回路4の出力にはインバータ 6が接続されている。インバータ6はスイッチ� ��グ素子Q3~Q6よりなるフルブリッジ回路であ� �、スイッチング素子Q3,Q6のペアとQ4,Q5のペア� ��出力制御回路40からの制御信号により低周� �で交互にオンされることで、降圧チョッパ� �路4の出力電力を矩形波交流電力に変換して� ��圧放電灯8に供給するものである。負荷であ る高圧放電灯8は、メタルハライドランプや� �圧水銀ランプのような高輝度高圧放電灯(HID� ��ンプ)である。

 (実施形態3)
 図10は本発明の実施形態3の要部構成を示す� ��路図である。主要部の回路構成は、図8と同 じで良い。なお、上述の構成と同様の構成に は同様の符号を付して説明は省略する。図8� �は、充電電源21は単一極性の直流電源Eを用� �てコンデンサC1を一方向に充電している。一 方、図10では、インバータ6と同期して極性が 反転する正負両極性の電源を用いて、コンデ ンサC1を正方向と負方向に交互に充電してい� ��。本実施形態の充電電源21は、インバータ6� ��出力極性が反転した直後からコンデンサC1� �充電を開始し、スイッチング素子Q7がオンし た後は次回の極性反転時までコンデンサC1の� ��電を停止するように構成されている。また� ��コンデンサC1はインバータ6の出力極性が反� ��する度に正方向と負方向に交互に充電され� ��。したがって、スイッチング素子Q7は、正� �いずれの方向にも電流を通電可能な双方向� �のスイッチング回路が使用されている。な� �、双方向性のスイッチング回路の具体例と� �ては、逆方向ダイオードを内蔵した2個のMOSF ETをソース端子を共通として逆直列接続した� ��うなスイッチ回路が挙げられる。

 トランスT1の2次巻線N2については図示し� �いないが、図7と同様にインバータ6の出力側 のコンデンサC2及び高圧放電灯8と共に直列閉 回路を構成するように接続されている。

 1次巻線回路のインダクタL1に誘起される� ��ルス電圧は、本実施形態ではコンデンサC1� �充電極性に応じて極性が反転する。したが� �て、分圧回路は、全波整流用の整流器DB2を� �して接続されており、これにより、パルス� �圧検出回路は、正負いずれのパルス電圧に� �いてもピーク値を検出するように構成され� �いる。

 スイッチング素子Qsは、サンプルホール� �のために設けられている。スイッチング素� �Qsは、パルス電圧の発生のタイミングに同期 して、低周波発振回路によってスイッチが閉 じられるように構成されており、これにより 、抵抗R2の電圧をサンプルホールドのための� ��ンデンサCsに検出電圧Vcsとして保持させる� �コンデンサCsに保持された検出電圧Vcsはコン パレータCPにより基準電圧Vrefと比較される。 そして、Vcs>Vrefの場合、コンパレータCPの� �力はHighとなる。一方、Vcs≦Vrefであればコン パレータCPの出力はLowとなる。コンパレータC Pの出力がHighの場合、抵抗Roを介してフォト� �プラPC1の発光ダイオードPC1-Dが光信号を出力 し、これにより、フォトカプラPC1のフォトト ランジスタPC1-Trがオンとなる。これに伴い、 トライアックQ8のゲートコンデンサCgの両端� �短絡されて、トライアックQ8はオフとなる。 これにより、インピーダンス22は抵抗R5,R6の� �列回路となる。その結果、充電電源21からの コンデンサC1への充電速度は遅くなる。一方� ��フォトカプラPC1のフォトトランジスタPC1-Tr� ��オフの場合、ゲート電源Vgによりゲートコ� �デンサCgが充電されて、トライアックQ8がオ� ��となる。これに伴い、抵抗R6の両端を短絡� �るから、インピーダンス22は抵抗R5のみとな� ��。その結果、充電電源21からコンデンサC1へ の充電速度は速くなる。

 上述のように、充電電源21はインバータ6� ��出力極性が反転した直後からコンデンサC1� �充電を開始し、充電開始検出回路23はコンデ ンサC1の充電開始を検出すると、タイマー回� ��24の計時動作を開始させ、タイマー回路24は 一定時間の計時を終了すると、スイッチング 素子Q7にオン信号を出力する。本実施形態で� ��、充電開始検出回路23はインバータ6の出力� ��性の反転を検出することで、コンデンサC1� �充電開始のタイミングを検出している。

 インバータ6は図9に例示したようにスイ� �チング素子Q3~Q6のフルブリッジ回路で構成さ れている。低周波発振回路60は、スイッチン� ��素子Q3とスイッチング素子Q6とを、同時にオ ンし、また同時にオフするように制御する。 低周波発振回路60は、スイッチング素子Q4と� �イッチング素子Q5とを、同時にオンし、また オフするように制御する。低周波発振回路60� ��、スイッチング素子Q4がオンのときにスイ� �チング素子Q3がオフとなるように制御し、ま た、スイッチング素子Q4がオフのときにスイ� ��チング素子Q3をオンするように制御する。� �こで、本実施形態の充電開始検出回路23は、 スイッチング素子Q3,Q6の駆動信号を検出する� ��うに構成されている。そして、充電開始検� ��回路23は、駆動信号がHighからLowに反転した� ��イミングまたはLowからHighに反転したタイミ ングをコンデンサC1の充電開始のタイミング� ��して検出するように構成されている。そし� ��、充電開始検出回路23は、充電開始のタイ� �ングのときに充電開始検出信号を出力する� �うに構成されている。タイマー回路24は、充 電開始検出信号を受けてから、コンデンサC1� ��始動パルスを発生可能な電圧に充電される� ��に適する所定の時間を計時するように構成� ��れている。そして、所定の時間の経過に伴� ��て、そして、タイマー回路24は、コントロ� �ラ9にオン信号を出力するように構成されて� ��る。オン信号を受けたコントローラ9は、ス イッチング素子Q7をオンするように制御する� ��ここで、コンデンサC1の回路には、可変イ� �ピーダンス22が設けられている。したがって 、コンデンサC1の充電時間が一定であっても� ��駆動パルス電圧が発生するときのコンデン� ��C1の充電電圧は可変インピーダンス22のイン ピーダンス値に応じて変化する。

 図11は、本実施形態の高圧放電灯点灯装� �における出力信号及び出力電圧の波形を示� �ている。Q3,Q6駆動信号はインバータ6のスイ� �チング素子Q3,Q6のオン信号を示している。Q4, Q5駆動信号はインバータ6のスイッチング素子 Q4,Q5のオン信号を示している。Qs駆動信号は� �ンプルホールド用のスイッチング素子Qsのオ ン信号を示している。低周波発振回路60は、� ��ルス電圧が発生するタイミングに合わせて� ��イッチング素子Qsがオンされるように、オ� �信号を出力するように構成されている。Q7駆 動信号はスイッチング素子Q7のオン信号を示� ��ている。タイマー回路24は、極性反転のタ� �ミングから所定の時間経過したときにQ7駆動 信号を出力するように構成されている。なお 、図9の回路では、Qs駆動信号を低周波発振回 路60で生成している。しかしながら、タイマ� ��回路24がQs駆動信号を出力するように構成し てもよい。Qs駆動信号は、Q7駆動信号がオン� �なる直前にオンとなることが好ましい。そ� �て、Qs駆動信号は、パルス電圧のピーク検出 後にはオフとなることが好ましい。

 図11の波形図において、Cs電圧は、サンプ ルホールド用のコンデンサCsの電圧を示して� ��る。サンプルホールド用のスイッチング素� ��Qsがオンしているときの抵抗R2の電圧をサン プルホールドした電圧である。PC1-Trコレクタ 電圧は、インピーダンス可変制御用のトライ アックQ8のゲートコンデンサCgの電圧である� �C1電圧は、コンデンサC1の電圧を示している� ��出力電圧は、無負荷時における高圧放電灯8 に印加される電圧である。

 以下、図11の波形図とともに、本実施形� �の動作について説明する。

 なお、図10の充電電源21は、図9に示した� �イッチング素子Q3,Q4の接続点とスイッチング 素子Q5,Q6の接続点の間にスイッチ回路を介し� ��コンデンサC1の直列回路が接続されたもの� �使用されている。この場合、スイッチ回路� �、極性反転後パルス発生タイミングまで閉� �るように構成されている。しかしながら、� �述の充電電源21は、上述の構成に限定される ものではない。

 最初に、スイッチング素子Q3,Q6がオン、� �イッチング素子Q4,Q5がオフになったとき、充 電電源21からインピーダンス22を介してコン� �ンサC1に充電電流が流れる。これに伴って、 コンデンサC1の電圧は上昇される。充電開始� ��出回路23は極性反転のタイミングを検出し� �ときに、充電開始検出信号を出力する。タ� �マー回路24は、充電開始検出信号を受けて、 所定の時間経過したときにコントローラ9を� �してスイッチング素子Q7をオンさせる。これ により、コンデンサC1は放電する。コンデン� ��C1から流れる放電電流は、トランスT1の1次� �線N1を流れ、一次巻線N1に駆動パルス電圧を� ��生させる。駆動パルス電圧に誘起されて、� ��動パルス電圧が二次巻線N2に発生する。こ� �始動パルス電圧が高圧放電灯8の両端に印加� ��れる。また、スイッチング素子Q3,Q6がオフ� �スイッチング素子Q4,Q5がオンになったとき、 充電電源21からインピーダンス22を介してコ� �デンサC1に逆方向に充電電流が流れる。これ により、コンデンサC1の電圧は、負に増大す� ��。充電開始検出回路23は、極性反転のタイ� �ングを検出したときに、充電開始検出信号� �出力する。タイマー回路24は、充電開始検出 信号を受けて、所定の時間経過したときにオ ン信号を出力して、コントローラ9にスイッ� �ング素子Q7をオンさせる。これにより、上記 と同様に、始動パルス電圧が高圧放電灯8の� �端に印加される。

 ここで、始動パルス電圧は、駆動パルス� ��圧と相関関係を有する。そして、駆動パル� ��電圧とコンデンサC1に充電された電荷量と� �相関関係がある。したがって、スイッチン� �素子Q1がオンする瞬間のコンデンサC1の充電� ��を変えることにより、始動パルス電圧を変� ��させることができる。コンデンサC1が放電� �たときに、インダクタL1には誘起電圧が発生 する。この誘起電圧は、駆動パルス電圧を示 す電圧としてパルス電圧検出回路に検出され る。したがって、インダクタL1の両端間に発� ��した駆動パルスで何津を示す電圧に基づい� ��、パルス電圧検出回路は、駆動パルス電圧� ��検出する。駆動パルス電圧が所定の値以上� ��とき、スイッチング素子Q1がオンする瞬間� �コンデンサC1の充電量を少なくすることによ り、始動パルス電圧のピーク値を低くするこ とができる。一方、駆動パルス電圧が所定の 値以下のとき、スイッチング素子Q1がオンす� ��瞬間のコンデンサC1の電圧を高くすること� �より始動パルス電圧のピーク値を高くする� �とができる。

 まず、時刻T11において、コンパレータCP� �+側入力は0V、マイナス側入力はVrefとなって� ��る。したがって、コンパレータCPの出力電� �はLowに維持されており、これにより、フォ� �カプラPC1の一時側の発光ダイオードPC1-Dはオ フとなっている。これを受けて、フォトカプ ラPC1の二次側のフォトトランジスタPC1-Trもオ フとなっている。また、トライアックQ8のゲ� ��ト電源Vgから充電されるゲートコンデンサCg の電荷が引き抜かれないため、トライアック Q8はオンに維持されている。この場合、電流� ��、充電電源21からインピーダンス22の抵抗R5� ��介してコンデンサC1に流れ、これによりコ� �デンサに電荷が充電される。続いて、時刻T1 3において、スイッチング素子Q7がオンした瞬 間にコンデンサC1に蓄積されていた電荷がス� ��ッチング素子Q7を介して一次巻線N1に流れる 。この電流の傾きdi/dtと一次巻線N1のインダ� �タンス値LN1によって、パルス電圧LN1・di/dtが 決定される。一次巻線N1に発生したパルス電� ��LN1・di/dtは、二次巻線N2を誘起して二次巻線 N2の両端間に始動パルス電圧を発生させる。� ��の始動パルスは、高圧放電灯8に印加される 。

 ここで、コンデンサC1の放電によって放� �回路を流れる放電電流によって、パルス電� �を示す電圧がインダクタL1に誘起される。こ の駆動パルス電圧を示す電圧を、整流器DB2、 抵抗R1、抵抗R2で検出する。続いて、低周波� �振回路は、時刻T12でスイッチング素子Qsをオ ンするように制御して、抵抗R2に印加される� ��圧をコンデンサCsに印加する。続いて、時� �T14で、スイッチング素子Qsをオフすることで 、コンデンサCsの電圧を保持する。この保持� ��れたコンデンサCsの電圧Vcsが基準電圧Vrefよ� ��も大きいとき、コンパレータCPの出力がHigh� ��フォトカプラPC1の一時側の発光ダイオードP C1-Dがオン、フォトカプラPC1の2次側のフォト� ��ランジスタPC1-Trがオン、トライアックQ8が� �フとなり、コンデンサC1はR5とR6の直列抵抗� �充電される。その結果、充電の時定数が大� �くなり、スイッチング素子Q7がオンする瞬間 のコンデンサC1の充電電圧が低くなる。した� ��って、時刻T23でスイッチング素子Q7がオン� �ると、二次巻線N2に発生する始動パルス電圧 のピーク値は、時刻T13で発生した始動パルス 電圧のピーク値よりも低くなる。

 一方、時刻T24でコンデンサCsの電圧Vcsが� �準電圧Vrefを下回ると、コンパレータCPの出� �がLowとなり、フォトカプラPC1の一時側の発� �ダイオードPC1-DがフォトカプラPC1の2次側の� �ォトトランジスタPC1-Trがオフ、トライアッ� �Q8がオンとなり、コンデンサC1は抵抗R5で充� �される。その結果、充電の時定数が小さく� �り、スイッチング素子Q7がオンする瞬間のコ ンデンサC1の充電電圧は高くなる。このよう� ��してコンデンサC1への充電経路のインピー� �ンス22を変化させることにより、始動パルス 電圧が所定範囲となるように制御できる。

 (実施形態4)
 図12は、本発明の実施形態4にかかる高圧放� ��灯の要部にかかる回路図である。なお、主� ��部の回路構成は、図7と同じでよい。また、 上述の構成と同一の構成には同様の符号を付 して説明は省略する。本実施形態では、コン デンサC1を充電する際の時定数は一定に構成� ��れている。そして、タイマー回路24は、ス� �ッチング素子Q7をオンするタイミングを変化 させるように構成されており、これにより、 コンデンサ電圧調整回路は、始動パルス電圧 を変化させるように構成されている。この構 成により、始動パルス電圧調整回路は、始動 パルス電圧のピーク値を調整するように構成 されている。

 充電電源21は、上記と同様に、インバー� �6と同期して極性が反転する正負両極性の電� ��を用いてコンデンサC1を正方向と負方向に� �互に充電するように構成されている。充電� �源21は、インバータ6の出力極性が反転した� �後からコンデンサC1の充電を開始し、スイッ チング素子Q7がオンした後は次回の極性反転� ��までコンデンサC1の充電を停止するように� �成されている。

 本実施形態では、インピーダンス22は、� �定抵抗R5で構成されている。即ち、充電回路 の時定数は一定である。充電電源21からイン� ��ーダンス22を介してコンデンサC1の充電が開 始すると、コンデンサC1が蓄える電荷量は、� ��電回路の時定数に基づいて増大する。

 上述のように、始動パルス電圧は、コン� ��ンサC1に蓄積された電圧と相関がある。し� �がって、スイッチング素子Q7がオンする瞬間 のコンデンサC1の充電量を変化させることに� ��り、始動パルス電圧のピーク値は変化され� ��。すなわち、パルス電圧検出回路は、始動� ��ルス電圧を充電回路のインダクタL1に発生� �る誘起電圧(始動パルス電圧を示す電圧)に基 づいて検出するように構成されている。誘起 電圧が所定の値以上の場合、コンデンサ電圧 調整回路は、コンデンサC1の充電量が低いと� ��に、コントローラ9にスイッチング素子Q7を� ��ンさせるようにコントローラ9に信号を出力 し、これにより、始動パルス電圧を低くする 。一方、誘起電圧が所定の値以下の場合、コ ンデンサC1の充電量が高いときに、コントロ� ��ラ9にスイッチング素子Q7をオンさせるよう� ��コントローラ9に信号を出力し、これにより 、始動パルス電圧を高くする。

 以下、具体的な構成について説明する。� ��電回路のインダクタL1の誘起電圧の検出値� �ら始動パルス電圧のピーク値をコンデンサCs の電圧Vcsとして検出する動作は、上記と同様 である。実施形態4において、コンパレータCP に代えてオペアンプOPを使用している。オペ� ��ンプOPとトランジスタQtとにより、バッファ 回路が構成される。オペアンプOPの増幅率は� ��めて高いので、+側入力端子と-側入力端子� �は同一電圧となる。言い換えると、オペア� �プOPの増幅率は極めて高いので、+側入力端� �と-側入力端子とは、仮想的に短絡状態とな� ��。コンデンサCsの電圧Vcsと、トランジスタQt のベース・エミッタ間の電圧VBEの和が、オペ アンプOPの出力電圧となる。つまり、オペア� ��プOPとトランジスタQtは、サンプルホールド 用のコンデンサCsの電圧Vcsを低インピーダン� ��化して抵抗Rt4の両端に印加するための増幅� ��=1のバッファアンプとして機能する。この� �め、電圧Vcを抵抗Rt4で割った電流が、抵抗Rt4 に流れる。そして、電圧Vcを抵抗Rt4で割った� ��流は、同様にトランジスタQtのコレクタ電� �として抵抗Rt3にも流れる。抵抗Rt3、トラン� �スタQt、抵抗Rt4の直列回路は、抵抗Rt2と並列 に接続され、抵抗Rt1と共にタイマー回路23の� ��ンデンサCtの充電時定数を決定する。

 図13は、本実施形態の高圧放電灯点灯装� �における出力信号及び出力電圧の波形を示� �ている。コンデンサCtの電圧が基準電圧Vref� �達したときに、スイッチング素子Q7がオンす るように構成されており、これによりコンデ ンサC1が放電される。このため、本実施形態� ��は、スイッチング素子Q7のオンのタイミン� �が、コンデンサCsの電圧に応じて変化する。

 タイマー回路23は、汎用のタイマー用ICで 構成されている。タイマー回路23は、内部電� ��から抵抗Rt1に流れる電流と同じ電流をコン� ��ンサCtにも流すように構成されている。ま� �は、タイマー回路23は、内部電源から抵抗Rt1 に流れる電流と比例する電流をコンデンサCt� ��も流すように構成されている。始動パルス� ��圧が高くなると、インダクタL1の誘起電圧� �上昇し、コンデンサCsの電圧Vcsが上昇する。 オペアンプOPは、+側入力電圧と-側入力電圧� �等しくなるように動作するため、コンデン� �Csの電圧Vcsが上昇すると抵抗Rt4の両端電圧も 上昇する。その結果、抵抗Rt3、トランジスタ Qt、抵抗Rt4に流れる電流が増加する。このた� ��、コンデンサCtに流れる電流が増加し、こ� �に伴い、コンデンサCtの電圧がある電圧Vref� �達するまでの時間が短くなる。この結果、� �イッチング素子Q7は、コンデンサC1の電圧が� ��い時点でオンされるため、始動パルス電圧� ��上昇した場合には、始動パルス電圧を下げ� ��ように回路が動作する。逆に、始動パルス� ��圧が低下した場合には、抵抗Rt4の両端の電� ��が低下する。その結果、コンデンサCtの充� �電流が低下し、スイッチング素子Q7がオンす るタイミングが遅れる。これにより、回路は 、始動パルス電圧を上昇させるように動作す る。このように構成することにより、始動パ ルス電圧を所定の範囲内に収めるように制御 することが可能である。

 なお、図12の回路では、Qs駆動信号を低周 波発振回路60で生成している。しかしながら� ��本実施形態では、パルス発生タイミングは� ��えることができる。したがって、タイマー� ��路24によりQs駆動信号を生成して出力するよ うに構成してもよい。Qs駆動信号は、Q7駆動� �号がオンとなる直前にオンとなり、パルス� �圧のピーク検出後に刃オフとなることが好� �しい。

 (実施形態5)
 図14は、本発明の実施形態5の回路図を示し� ��いる。回路構成は、図8と略同じである。し かしながら、インピーダンス22を可変とする� ��御に代えて、タイマー回路24の計時時間を� �変とする制御とした点が異なる。また、本� �施形態では、図中の1点鎖線で囲んだ部分の� ��ルス電圧検出回路12、コントローラ9、充電� ��始検出回路23、タイマー回路24をマイクロコ ンピュータにて実現している。

 図15は、本実施形態の高圧放電灯点灯装� �の動作を示すフローチャートである。本実� �形態において、マイクロコンピュータは、� �イマーTaと、タイマーTbとを備える。タイマ� ��Taは、スイッチング素子Q7がオンしてからオ フするまでの時間Tを計時するように構成さ� �ている。タイマーTbは、コンデンサC1への充� ��を開始してからスイッチング素子Q7がオン� �るまでの時間tを計時するように構成されて� ��る。Tが所定の値Tpよりも大きい場合、コン� ��ンサ電圧可変手段20は、スイッチング素子Q7 をオフさせるようにコントローラに信号を出 力するように構成されている。また、tが所� �の値t1よりも大きい場合、コンデンサ電圧可 変手段20は、スイッチング素子Q7をオンさせ� �ようにコントローラに信号を出力するよう� �構成されている。

 最初に、タイマーTa、Tbをリセット(T=0、t= 0)し、続いてタイマーTaでカウントを開始す� �。コントローラを制御して、スイッチング� �子Q7をオンすることにより、始動パルス電圧 を発生させる。パルス電圧検出回路は、始動 パルス電圧のパルス電圧値Vpを検出する。そ� ��後、タイマーTaが所定時間Tpを経過している か判別し、所定時間Tpを経過するまで待機す� ��。所定時間Tpの経過後にスイッチング素子Q7 をオフし、別のタイマーTbをカウントし始め� ��。スイッチング素子Q7がオフすると、コン� �ンサC1への充電が開始するので、タイマーTb� ��コンデンサC1への充電が開始してからの時� �を計時するタイマー回路24に相当する。

 次に、パルス電圧検出回路で、始動パル� ��電圧Vpを、始動パルス電圧の規定範囲上限� �VpH及び規定範囲下限値VpLと比較する。VpがVpH よりも高い場合、パルス電圧検出回路は、規 定の充電時間t1から所定値t0を減算した値を� �たな充電時間t1とする。一方、VpがVpLよりも� ��い場合、規定の充電時間t1に所定値t0を加算 した値を新たな充電時間t1とする。続いて、� ��イマーTbは、充電時間t1経過したときに、ス イッチング素子Q7をオンさせる。その結果、� ��グナイタによって、始動パルス電圧が高圧� ��電灯に印加される。始動パルス電圧調整回� ��は、上述の動作を繰り返す。

 この構成により、パルス電圧Vpが規定範� �上限値VpHよりも高い場合、スイッチング素� �Q7がオンされるまでのコンデンサC1の充電時� ��t1が短縮される。その結果、コンデンサC1の 充電量が低い状態でスイッチング素子Q7がオ� ��されるため、始動パルス電圧Vpを低減する� �とができる。一方、始動パルス電圧Vpが規定 範囲下限値VpLよりも低い場合、スイッチング 素子Q7がオンされるまでのコンデンサC1の充� �時間t1は延長される。その結果、コンデンサ C1の充電量が高い状態でスイッチング素子が� ��ンされるため、始動パルス電圧Vpを上昇さ� �ることができる。

 なお、高圧放電灯点灯装置は、パルス電� ��検出回路の検出信号に基づいて、降圧チョ� ��パ回路4が出力する直流電圧の電圧値を変化 させるように構成された始動パルス電圧調整 回路15を備えることも好ましい。

 (実施形態6)
 本実施形態では、始動パルス電圧調整回路1 5として降圧チョッパ回路4の出力電圧を可変� ��御している。回路構成は実施形態1~4と同じ� ��よい。

 図16は高圧放電灯8への出力配線長が短く� ��配線の浮遊容量が非常に小さいときの各部� ��形である。このときのトランスT1の昇圧後� �高圧パルス電圧の最大値を、高圧パルス電� �の目標値Vmとし、降圧チョッパ回路4の出力� �圧値を降圧チョッパ回路3の通常時の出力目� ��値Vrとする。

 図17は高圧放電灯8への出力配線長が長く� ��配線の浮遊容量の影響でトランスT1の昇圧� �の高圧パルス電圧が減衰した時の各部波形� �ある。トランスT1の昇圧後の高圧パルス電圧 は、実施形態1~4のいずれかの手段で検出され 、電圧分圧回路11による電圧の分圧を経て、� ��ルス電圧検出回路12で高圧パルス電圧成分� �検出し、降圧チョッパ回路4にフィードバッ� ��される。降圧チョッパ回路4は、フィードバ ックされた高圧パルス電圧Vpと、高圧パルス� ��圧の目標値Vmの差(目標値からの不足電圧δV) から、出力目標値を通常時目標値VrよりもδV� ��け高く設定する。

 図18は、降圧チョッパ回路4の出力目標値V dが、降圧チョッパ回路4の入力電圧より高い� ��圧値である場合の各部波形である。この時� ��降圧チョッパ回路4は、昇圧チョッパ回路3� �出力目標値Vdを伝達する。昇圧チョッパ回路 3は、出力目標値Vuとして、降圧チョッパ回路 4の出力目標値Vdよりも高い電圧を設定する。 このように昇圧チョッパ回路3の出力電圧を� �げることで、降圧チョッパ回路4の入力電圧� ��上がり、降圧チョッパ回路4の出力の上限を 広げることができる。

 以上のように、トランスT1による昇圧後� �高圧パルス電圧の不足分を、降圧チョッパ� �路4の出力電圧で補うことにより、始動時の� ��圧放電灯8の両端電圧のピーク値を常に一定 に保つことができ、始動パルス電圧調整回路 15として用いることができる。

 また、高圧放電灯点灯装置は、降圧チョ� ��パ回路4から出力される直流電圧を一定の変 化をさせるように構成された始動パルス電圧 調整回路を備えることも好ましい。

 (実施形態7)
 本実施形態では、降圧チョッパ回路4は、始 動時に出力電圧がある一定の変化をするよう に制御され、降圧チョッパ回路4の出力電圧� �所定の値に達したタイミングでイグナイタ7� ��スイッチング素子Q7をオン制御している。� �路構成は実施形態1~4と同じでよい。

 図19に各部の動作波形を示す。

 無負荷時には、図19のように、降圧チョ� �パ回路4の出力電圧がある一定の変化をする� ��うに制御する。横軸は時間、縦軸は電圧値� ��ある。ここでは、降圧チョッパ回路4の出力 電圧をインバータ6により低周波交流出力に� �換した後の電圧波形を示している。低周波� �流の周期は一般的には数百Hzであり、振幅は 数百Vである。

 トランスT1の昇圧後の高圧パルス電圧は� �実施形態1~4のいずれかの手段で検出され、� �圧分圧回路11による電圧の分圧を経て、パル ス電圧検出回路12で高圧パルス電圧成分を検� ��し、制御回路にフィードバックされる。高� ��パルス電圧のフィードバックから高圧パル� ��電圧の変化分δVを計算し、降圧チョッパ回� ��4の出力変化値が、高圧パルス電圧の変化分 δVと等しくなった時にスイッチング素子Q7を� ��ンし、高圧パルス電圧を発生させる。これ� ��より、高圧パルス電圧の変化分(低下分)を� �ンバータ6からの出力電圧の変化分(上昇分)� �補うことができ、始動時に高圧放電灯8の両� ��に印加されるピーク電圧をほぼ一定に保つ� ��とができる。

 また、本実施形態では、図20のように、� �性反転から連続的に変化するように、降圧� �ョッパ回路4の出力電圧を変化させているが� ��出力電圧の変化はこれに限られたものでな� ��、図21に示すように、階段状に変化させて� �よい。降圧チョッパ回路4の出力電圧が階段� ��に変化する場合、パルス電圧検出回路12か� �の出力値(高圧パルス電圧の低下値)と、降圧 チョッパ回路出力変化検出回路の出力値(降� �チョッパ回路出力の上昇値)が、一番近くな� ��た時にスイッチング素子Q7がオンするよう� �制御する。降圧チョッパ回路4の出力電圧が� ��21のように階段状に変化する場合、高圧パ� �ス電圧の変化に応じた、高圧放電灯8の両端� ��圧のピーク電圧の連続的な調整はできない� ��、その半面、各制御回路内での信号遅れ時� ��の影響があっても高圧放電灯8の両端電圧の ピーク電圧を目標通りの値に調整しやすいと いう利点がある。

 さらに、高圧放電灯点灯装置は、インバ� ��タから出力される波形の半サイクル時のみ� ��始動パルス電圧を変化させるように構成さ� ��た始動パルス電圧調整回路を備えることも� ��ましい。

 (実施形態8)
 本実施形態では、高圧パルス電圧と同極性� ��矩形波出力の半サイクル時のみ、高圧パル� ��電圧の変化量に応じた降圧チョッパ回路4の 出力目標値を設定する。また、高圧パルス電 圧と同極性の矩形波出力半サイクル時のみ、 高圧パルス電圧を発生させる。例えば、矩形 波出力電圧極性がプラスの時に高圧パルス電 圧と同じ極性であるとすると、矩形波出力電 圧がマイナスからプラスへの極性切替動作時 にスイッチング素子Q7をオンする。回路構成� ��実施形態1~4と同じでよい。

 図22に各部の動作波形を示す。図から明� �かなように、高圧パルス電圧と矩形波出力� �極性の組み合わせには、降圧チョッパ回路4� ��出力調整が有効に働かない組合せが存在す� ��。高圧パルス電圧と同極性の矩形波出力半� ��イクル時のみ降圧チョッパ回路4の出力を調 整することで、出力電圧実効値が同等の場合 に比較して、高圧放電灯の両端に印加される ピーク電圧の調整範囲を広げることができ、 なおかつ不必要な高圧パルス電圧の発生を回 避できる。

 そして、高圧放電灯点灯装置は、インバ� ��タから出力される点灯電圧の半サイクルの� ��定時間のみ、点灯電圧を高めるように構成� ��れた始動パルス電圧調整回路を備えること� ��好ましい。

 (実施形態9)
 本実施形態では、図23に示すように、高圧� �ルス電圧と同極性の矩形波出力の半サイク� �時における一定時間のみ、高圧パルス電圧� �化量に応じた降圧チョッパ回路4の出力目標� ��を設定し、降圧チョッパ回路4の出力を調整 する。例えば、矩形波出力の電圧極性がプラ スの時に降圧チョッパ回路4の出力調整が有� �であるとすると、矩形波出力の電圧極性が� �イナスからプラスへの極性切替動作時に始� �パルス発生回路制御回路はスイッチング素� �Q7をオンする。回路構成は実施形態1~4と同じ でよい。

 降圧チョッパ回路4は、矩形波出力の電圧 極性がマイナスからプラスへの極性切替動作 時に、高圧パルス電圧変化量に応じて出力目 標値を設定する。つまり、高圧パルス電圧の 不足分δVpを補うように、降圧チョッパ回路4� ��出力目標値を一時的に引き上げる。その後� ��スイッチング素子Q7をオフする時、降圧チ� �ッパ回路4は出力目標値を引き下げる。

 このように、高圧パルス電圧を発生させ� ��時のみ降圧チョッパ回路4の出力を調整する ことで、実施形態9に比べて高圧放電灯8の電� ��実効値を大幅に小さくすることができるの� ��、出力電圧実効値が同等の場合に比較して� ��高圧放電灯の両端に印加されるパルス電圧� ��ピーク値の調整範囲を広げることができ、� ��おかつ不必要な高圧パルス電圧の発生を回� ��できる。

 (実施形態10)
 図24は本発明の実施形態10の全体構成を示す 回路図である。本実施形態の始動パルス電圧 調整回路は、高圧パルス電圧のピーク値をト ランスT1の1次巻線N1の両端電圧により検出し� ��電圧分圧回路11で高圧パルス電圧の検出電� �レベルを下げてパルス電圧検出回路12にフィ ードバックし、パルス電圧検出回路12におい� ��次回発生させるパルス電圧の補正値を算出� ��、補正値に応じてインピーダンス可変制御� ��路72が可変インピーダンス素子71のインピー ダンス成分Zを可変制御する。

 パルス電圧検出回路12は例えばマイコン� �用いて1次巻線N1からフィードバックされた� �圧パルス電圧の値に応じたインピーダンス� �分Zの補正値を決めるテーブルを設けておい� ��実現しても良い。

 ここで、可変インピーダンス素子71とし� �は例えば図25で示すような可飽和型インダク タンス素子(可飽和リアクトル)を用いること� ��実現可能である。インピーダンス可変制御� ��路72では補正値に応じてデューティ比を可� �制御されるPWM信号を発生し、積分抵抗R72と� �分コンデンサC72によりバイアス電圧Vc72を生� ��し、このバイアス電圧Vc72のレベルに応じた 電流が積分コンデンサC72からバイアス抵抗R71 を介して制御巻線N4に流れることでスイッチ� ��グ素子Q7のオン時に主巻線N5が飽和に至る電 流レベルが変化する構成として実現可能であ る。

 インピーダンス成分Zの値を補正した後、 コントローラ9からのオン信号を受けてスイ� �チング素子Q7がオンすると、トランス1次巻� �回路の閉回路が構成され、コンデンサC1に充 電されていた電荷を放出して1次巻線N1にパル ス電圧が発生する。2次巻線N2では巻数比(N2/N1 )倍に昇圧された3~5kVの範囲内の高圧パルス電 圧が発生する。

 なお、トランス1次巻線回路のスイッチン グ素子Q7をオンする時、前記コンデンサC1の� �電電圧Vc1は略一定電圧であるものとする。� �えば、コンデンサC1は直流電源21からスイッ� ��素子または充電抵抗のような充電素子22を� �して適宜のタイミングでコンデンサC3の電圧 Vc3まで充電されるものとする。以下の各実施 形態においても同様である。

 このように本実施形態によれば、出力線� ��延長した場合においても高圧放電灯の始動� ��必要な一定ピーク値の高圧パルス電圧を出� ��可能な高圧放電灯点灯装置を安価に簡単な� ��路で実現することができる。

 (実施形態11)
 図26に本発明の実施形態11の回路図を示す。 本実施形態においては、上記実施形態の可変 インピーダンス素子71に代えて過電流防止用� ��インダクタL1を接続し、上記実施形態のイ� �ピーダンス可変制御回路72に代えて駆動電圧 可変回路73を設けてあり、パルス電圧の補正� ��に応じて駆動電圧可変回路73によりスイッ� �ング素子Q7のオン抵抗を可変制御することで トランス1次巻線回路のインピーダンスを可� �制御している。

 高圧パルス電圧のピーク値をトランスT1� �1次巻線N1の両端電圧により検出し、電圧分� �回路11で高圧パルス電圧の検出電圧レベルを 下げてパルス電圧検出回路12にフィードバッ� ��し、パルス電圧検出回路12において次回発� �させるパルス電圧の補正値を算出し、補正� �に応じて駆動電圧可変回路73がスイッチング 素子Q7を駆動する電圧レベルを可変制御する� ��

 出力制御回路40からパルス出力タイミン� �信号を受けると、駆動電圧可変回路73で決定 された駆動電圧レベルによってスイッチング 素子Q7をオンする。

 スイッチング素子Q7は、極性反転直後か� �少し遅延したタイミングでオンすることで� �形波電圧の過渡変化による外乱ノイズを除� �した精度の高いピーク電圧レベルのフィー� �バックを可能とする。また、パルス電圧に� �って高圧放電灯が絶縁破壊した際に放電状� �を安定させるのに必要な押し込み電力を供� �できるように、次回の極性反転まで数百μsec ~数msec前のタイミングにスイッチング素子Q7� �オンする。他の実施形態においても同様で� �る。

 図27は本実施形態の要部構成を示す。電� �分圧回路11では、1次巻線N1で検出した電圧を 分圧し、電圧分圧した結果を複数のレファレ ンスレベルと比較するコンパレータCP-H、CP-M� ��CP-Lを用いたパルス電圧検出回路12にフィー� ��バックする。本実施形態において、レファ� ��ンスレベルは、図27に示すようにレベルH,レ ベルM,レベルLの三段階である。コンパレータ CP-H、CP-M、CP-Lによる比較結果に応じてスイッ チング素子Q7を駆動する電圧レベルが駆動電� ��可変回路73によって補正される。

 図28は複数の基準レベルとパルス電圧の� �係を示している。基準レベルの数及び設定� �は任意でよい。当然、基準レベルの設定を� �分化することにより始動パルス電圧の補正� �細分化される。ここで補正した値は次回の� �動パルス発生時にも適用されるように制御� �路にて保持する。

 例えばパルス電圧が低いと、レベルLのコ ンパレータCP-Lしかオンせず、スイッチング� �子Q7の駆動電圧レベルは高くなる。また、パ ルス電圧が高いと、レベルHのコンパレータCP -Hまでオンされるから、スイッチング素子Q7� �駆動電圧レベルは低くなる。これにより、� �イッチング素子Q7の駆動電圧レベルを、例え ば図29のVgs1、Vgs2、Vgs3のように3段階に可変制 御することができる。

 スイッチング素子Q7の駆動電圧レベルが� �なると、図30に示すように、FETのゲート・ソ ース間電圧Vgsに対して、ドレイン・ソース間 のオン抵抗Rdsが異なることから、スイッチン グ素子Q7のオン時のトランス1次巻線回路のイ ンピーダンスが可変制御されることになる。

 また、図31に示すように、スイッチング� �子Q7の駆動電圧の時間的な変化(電圧上昇の� �き)を変化させても同等の制御を行うことが� ��能である。

 コントローラ9からのオン信号を受けてス イッチング素子Q7がオンすると、トランス1次 巻線回路の閉回路が構成され、コンデンサC1� ��充電されていた電荷を放出して1次巻線N1に� ��ルス電圧が発生する。2次巻線N2では巻数比( N2/N1)倍に昇圧された3~5kVの範囲内の高圧パル� ��電圧が発生する。

 このように本実施形態によれば、出力線� ��延長した場合においても高圧放電灯の始動� ��必要な一定ピーク値の高圧パルス電圧を出� ��可能な高圧放電灯点灯装置を安価に簡単な� ��路で実現することができる。

 (実施形態12)
 図32に本発明の実施形態12の回路図を示す。 本実施形態においては、実施形態11のスイッ� ��ング素子Q7をMOSFETからバイポーラトランジ� �タに置き換えた点と、駆動電圧可変回路73を 駆動電流可変回路74に置き換えた点が異なる� ��バイポーラトランジスタのコレクタ・エミ� ��タ間には回生用ダイオードが逆並列接続さ� ��ている。

 実施形態11の駆動電圧可変回路73では、パ ルス電圧の補正値に応じてMOSFETの駆動電圧の 振幅または傾きを可変制御していたが、本実 施形態の駆動電流可変回路74では、パルス電� ��の補正値に応じてバイポーラトランジスタ� ��駆動電流(ベース電流)の振幅または傾きを� �変制御している点が異なる。

 図33はバイポーラトランジスタのベース� �エミッタ間電圧VBEとコレクタ電流Icの関係を 示している。この特性から明らかなように、 コレクタ電流Icを可変制御するには、パルス� ��圧の補正値に応じてベース・エミッタ間電� ��VBEを可変制御すれば良い。これによりトラ� ��ス1次巻線回路におけるスイッチング素子Q7� ��オン時のインピーダンス成分を可変制御す� ��ことができる。その他の構成及び動作につ� ��ては実施形態11と同様である。

 (実施形態13)
 図34に本発明の実施形態13の回路図を示す。 本実施形態においては、実施形態11のスイッ� ��ング素子Q7をオン抵抗の異なる2個のスイッ� ��ング素子Q7a,Q7bの並列回路に置き換えた点と 、パルス電圧の補正値に応じてスイッチング 素子Q7aまたはQ7bを選択する選択制御回路75を� ��けた点が異なる。選択制御回路75によって2� ��のオン抵抗の異なるスイッチング素子Q7a、Q 7bのいずれか一方をオンすることでトランス1 次巻線回路のインピーダンス成分を可変制御 することができる。

 スイッチング素子Q7a、Q7bのオン抵抗の差� ��補正精度によって選択すれば良く、必要に� ��じて並列個数を増やすことも可能である。� ��た、実施形態11で説明したゲート電圧の可� �制御と組み合わせても構わない。

 また、スイッチング素子Q7a、Q7bそれぞれ� ��直列に異なる抵抗を接続しておく構成とす� ��ことにより、スイッチング素子Q7a、Q7bのい� ��れかをオンしたときのトランス1次巻線回路 のインピーダンスを可変制御する構成として も良い。その他の構成及び動作については実 施形態11と同様である。

 (実施形態14)
 図35は本発明の高圧放電灯点灯装置を用い� �照明器具の構成例を示す。図35(a)、(b)はそれ ぞれHIDランプが組み込まれたスポットライト を示している。図35(c)はHIDランプが組み込ま� ��たダウンライトを示している。図35(a)~(c)は� ��高圧放電灯8、高圧放電灯取り付けるための ハウジング81、配線82、点灯装置の回路を内� �した安定器83を示している。これらの照明器 具を複数組み合わせて照明システムを構築し ても良い。これらの点灯装置として前述の実 施形態1~13のいずれかの高圧放電灯点灯装置� �用いることで、始動パルス電圧のピーク値� �適正化でき、配線82が長くても始動可能とな る。また、配線82が短いときには始動パルス� ��圧のピーク値を低減できる。

 出力線長を延長しても始動パルス電圧の� ��衰しない本発明の高圧放電灯点灯装置を搭� ��することで、配線82を例えば2m~10mの範囲で� �長することが可能となり、施工性が高まっ� �り、安定器83の一括設置が可能となり、電源 線の引き回し距離が短くできたり、安定器83� ��一括点検が可能となる等の利点がある。