Die gegenständliche Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung eines Resonanzwandlers zum Erzeugen eines Ausgangsstromes und einer Ausgangsspannung, wobei der Resonanzwandler eine Brückenschaltung mit Halbleiterschaltern zum Erzeugen einer 5 Wechselspannung und einen elektrischen Resonanzkreis mit einer Resonanzfrequenz umfasst, wobei der Resonanzkreis des Resonanzwandlers in einem Normalbetriebsmodus des Resonanzwandlers durch die Wechselspannung mit einer Anregefrequenz zum Schwingen angeregt wird, wobei Schaltzeitpunkte der Halbleiterschaltern der Brückenschaltung im Normalbetriebsmodus zur Erzeugung der Wechselspannung auf einen0 Nulldurchgang einer mit der Resonanzfrequenz schwingenden elektrischen Größe des Resonanzkreises synchronisiert werden. Die Erfindung betrifft ebenso einen Resonanzwandler mit einer entsprechenden Steuerung.

Schweißstromquellen mit einem Resonanzwandler und deren Regelung, insbesondere zum Einstellen eines gewünschten Schweißstromes und/oder einer gewünschten 5 Schweißspannung, sind hinlänglich bekannt. Die EP 1 251 991 B1 beschreibt beispielsweise eine derartige Schweißstromquelle und Regelung. Ein Resonanzkreis des Resonanzwandlers wird mit einer Wechselspannung mit bestimmter Frequenz (Anregefrequenz) angeregt. Diese Wechselspannung wird mit einer Vollbrücke mit Schaltern erzeugt, indem die Schalter der beiden Brückenzweige mit der gewünschten Frequenz0 geschaltet werden. Aufgrund des implementierten Resonanzkreises ergibt sich in

Abhängigkeit von der Last eine bestimmte Resonanzfrequenz (Eigenfrequenz mit maximaler Schwingungsamplitude) des Resonanzkreises. Der Resonanzkreis wird üblicherweise mit einer Anregefrequenz größer der Resonanzfrequenz, aber in der Nähe der Resonanzfrequenz, betrieben, um eine hohe Verstärkung zu erzielen. Es sind verschiedene5 Topologien für den Resonanzkreis bekannt, insbesondere ein Serien Resonanzkreis, ein Parallel Resonanzkreis und ein Serien-/Parallel Resonanzkreis. Üblicherweise wird in einer Schweißstromquelle ein Serien-/Parallel Resonanzkreis verwendet, bei dem eine Serienschaltung aus einer Induktivität und einer Kapazität besteht, welche in Serie zu einer weiteren Kapazität, welche parallel zur Last angeordnet ist, geschaltet ist. Die Last wird im0 Wesentlichen durch den Schweißlichtbogen bestimmt und bewegt sich zwischen einem Kurzschluss und dem Leerlauf (kein Lichtbogen). Wird die Last als ohmscher Widerstand repräsentiert, dann bewegt sich die Last zwischen dem Wderstand Null (oder annähernd Null) bei Kurzschluss und unendlich bei Leerlauf (z.B. nach Lichtbogenabriss). Die Resonanzfrequenz steigt mit der Last an. Durch Dimensionierung der elektrischen 5 Komponenten des Resonanzkreises (Kapazitäten, Induktivitäten) kann der Bereich der Resonanzfrequenz und das Übertragungsverhalten (insbesondere Verstärkung) festgelegt werden. Im Resonanzkreis kann auch ein Transformator vorgesehen sein. In diesem Fall ist die parallele Kapazität üblicherweise parallel zur Sekundärwicklung des Transformators geschaltet. Die Wicklungsinduktivitäten und/oder die Streuinduktivität des Transformators können ebenso als Komponenten des Resonanzkreises betrachtet werden, oder vernachlässigt werden. Der Resonanzkreis zeichnet sich durch ein frequenzabhängiges Übertragungsverhalten (Frequenzkennlinie der Spannungsverstärkung in Abhängigkeit der Frequenz) aus. Wird der Resonanzkreis mit einer bestimmten Schaltfrequenz der Eingangsspannung der Brückenschaltung angeregt, ergibt sich aus der Frequenzkennlinie eine bestimmte Spannungsverstärkung und damit in Abhängigkeit von der Eingangsspannung eine bestimmte Schweißspannung. Bei Anregung mit der Eigenfrequenz des Resonanzkreises stellt sich Resonanz und die maximale Verstärkung ein, weshalb auch von Resonanzfrequenz gesprochen wird. Die Ausgangsleistung des Resonanzkonverters, kann durch die Regelung der in den Resonanzkreis vom Eingang eingespeisten elektrischen Energie eingestellt werden, was üblicherweise durch die Regelung der Pulsbreite der Eingangsspannung und der Anregefrequenz erfolgt. Es kann der Ausgangsstrom oder die Ausgangsspannung geregelt werden, woraus sich mit der Last (z.B. ohmscher Wderstand) die Ausgangsspannung oder der Ausgangsstrom ergibt. Mit jedem Puls fließt elektrische Energie vom Eingang in den Resonanzkreis (Treibphase). Zwischen aufeinanderfolgenden Pulsen (mit abwechselndem Vorzeichen) werden die Schalter so geschaltet, dass keine Energie in den Resonanzkreis fließt (Freilaufphase). Die Pulsbreite kann dabei über eine Phasenverschiebung der Schaltzeitpunkte der Schalter der beiden Brückenzweige eingestellt werden. Dabei werden die Schaltzeitpunkte der Schalter eines Brückenzweiges auf den Nulldurchgang des Resonanzwandlerstromes im Resonanzkreis synchronisiert, um die Schaltverluste zu reduzieren, und die Schaltzeitpunkte der Schalter im anderen Brückenzweig mit einer erforderlichen Phasenverschiebung geschaltet.

Aufgrund von Verzögerung in der Erkennung des Nulldurchganges, Verzögerung durch Regelung, Verzögerung durch die Ansteuerung der Schalter und durch die Schalter selbst kann die zeitliche Länge der Treibphase (Pulsbreite) aber nicht beliebig kurz gehalten werden. Beispielsweise muss aufgrund der Verzögerungen das Schaltsignal um eine vorgegebene Zeitdauer, typischerweise im Bereich von 100ns bis 300ns, vor dem Nulldurchgang erfolgen, um tatsächlich beim Nulldurchgang zu schalten. Ferner ergeben sich Verzögerungen durch die Erfassung des Nulldurchganges in der Regelung. Gleichfalls kann aufgrund der Verzögerungen nicht beliebig nahe beim Nulldurchgang ausgeschaltet werden und es ergibt sich dadurch auch beim Ausschalten eine typische Verzögerung von 100ns bis 300ns. Die minimale Pulsbreite liegt damit typischerweise im Bereich von 1ps. Aufgrund dieser Verzögerungen ist der mit einer Schweißstromquelle mit einem Resonanzkonverter minimale erreichbare Schweißstrom begrenzt. Andererseits könnte aufgrund des Übertragungsverhaltens des Resonanzkreises (Verstärkung über Frequenz und Ausgangskennlinie) die Schaltfrequenz der Schalter erhöht werden und so versucht werden den Ausgangsstrom zu senken, da die Ausgangsspannungsverstärkung sinkt, je höherfrequent der Resonanzkreis angeregt wird. Aber da die minimale Treibphasendauer eine absolute Zeit darstellt, würde der Aussteuergrad (duty cycle) umso größer, je höher die Schaltfrequenz wird, und damit ein Senken des Ausgangsstromes verhindert.

Um diese Probleme zu beheben wurde in der EP 2 942 142 B1 bereits vorgeschlagen, für kleine Ausgangströme einen eigenen Steuermodus zu implementieren, bei dem die Schaltfrequenz gegenüber einem Normalmodus um einen ganzzahligen Faktor reduziert wird. Damit werden die Freilaufphasen verlängert, womit weniger Energie in den Resonanzkreis fließt und der Ausgangsstrom sinkt. Die Pulsdauern für die Treibphasen müssen damit nicht extrem verkürzt werden, womit die vorhandenen Verzögerungen beim Schalten keine Rolle spielen. Die Schaltzeitpunkte bleiben dabei auf den Nulldurchgang synchronisiert. Aufgrund der reduzierten Schaltfrequenz sinkt aber gleichzeitig die Regelbarkeit des Resonanzkonverters, weil weniger Regeleingriffe (Länge der Treibphase in jeder Schaltperiode) pro Zeiteinheit möglich sind. Auch die Leistungsübertragung wird schlechter, weil sich der Abstand zwischen den Treibphasen erhöht. Das führt auch zu unerwünschten verstärkten Strom- und Spannungsrippein am Ausgang.

Es ist damit eine Aufgabe der gegenständlichen Erfindung, einen Resonanzwandler mit niedrigen Ausgangsströmen zu ermöglichen, der die Nachteile des Standes der Technik nicht aufweist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass die Halbleiterschalter in einem Niederstrommodus mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz, die größer als die größtmögliche Resonanzfrequenz des Resonanzkreises, und asynchron zum Nulldurchgang der mit der Resonanzfrequenz schwingenden elektrischen Größe des Resonanzkreises geschaltet werden. Indem die Synchronisierung der Wechselspannung auf den Nulldurchgang im Niederstrommodus aufgegeben wird, fallen Verzögerungszeiten aufgrund der Synchronisierung auf den Nulldurchgang weg, womit die Treibphasen verkürzt werden können, sodass niedrigere Ausgangsströme erzielt werden können. Die Regelbarkeit des Resonanzwandlers verschlechtert sich dabei nicht.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung werden die Halbleiterschalter der Brückenschaltung zur Erzeugung der Wechselspannung mit Pulsen mit einer Pulsbreite geschaltet, wobei sich im Normalbetriebsmodus eine minimal mögliche Pulsbreite ergibt und im Niederstrommodus die Pulsbreite kleiner oder gleich der minimal möglichen Pulsbreite im Normalbetriebsmodus ist, gegebenenfalls unter Berücksichtigung einer vorgegebenen Hysterese. Da die Schaltzeitpunkte im Niederstrommodus nicht mehr auf den Nulldurchgang synchronisiert werden müssen, können die Pulsbreiten kleiner als die im Normalbetriebsmodus möglichen minimalen Pulsbreiten werden, wodurch sich die Treibphasen verkürzen lassen.

Daher kann in einer vorteilhaften Ausgestaltung vom Normalbetriebsmodus auf den Niederstrommodus umgeschaltet werden, wenn die Pulsbreite im Normalbetriebsmodus die minimale Pulsbreite, gegebenenfalls unter Berücksichtigung einer vorgegebenen Hysterese, erreicht. Umgekehrt kann vom Niederstrommodus in den Normalbetriebsmodus umgeschaltet werden, wenn die Pulsbreite im Niederstrommodus die minimal mögliche Pulsbreite des Normalbetriebsmodus, gegebenenfalls unter Berücksichtigung einer vorgegebenen Hysterese, erreicht.

In einer anderen vorteilhaften Ausgestaltung kann vom Normalbetriebsmodus auf den Niederstrommodus gewechselt werden, wenn ein Ausgangsstrom des Resonanzwandlers auf einen vorgegebenen Umschaltstrom absinkt, gegebenenfalls unter Berücksichtigung einer vorgegebenen Hysterese, Umgekehrt kann vom Niederstrommodus auf den Normalbetriebsmodus umgeschaltet werden, wenn ein Ausgangsstrom des Resonanzwandlers auf einen vorgegebenen Umschaltstrom ansteigt, gegebenenfalls unter Berücksichtigung einer vorgegebenen Hysterese.

Um ein stabiles, möglichst störungsfreies Umschalten zu ermöglichen, ist vorteilhafterweise vorgesehen, wenn beim Umschalten vom Normalbetriebsmodus in den Niederstrommodus zumindest der erste Puls der Wechselspannung im Niederstrommodus die minimale Pulsbreite des Normalbetriebsmodus aufweist. Das gleich gilt hierbei auch umgekehrt beim Umschalten vom Niederstrommodus in den Normalbetriebsmodus.

Um auch dynamisch ändernde Lasten des Resonanzwandlers zu ermöglichen, ist vorteilhafterweise vorgesehen, dass bei einer sich dynamisch ändernden Resonanzfrequenz des Resonanzkreises, die Anregefrequenz im Niederstrommodus größer als die größte Resonanzfrequenz gewählt wird.

Die gegenständliche Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren 1 bis 5 näher erläutert, die beispielhaft, schematisch und nicht einschränkend vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung zeigen. Dabei zeigt

Fig.1 eine mögliche Implementierung eines Resonanzwandlers mit Brückenschaltung und Resonanzkreis,

Fig.2 eine Ansteuerung der Halbleiterschalter der Brückenschaltung zur Erzeugung der Wechselspannung mit Pulsen zur Anregung des Resonanzkreises und eine mit der Resonanzfrequenz schwingende elektrische Größe des Resonanzkreises,

Fig.3 die Synchronisierung der Pulse der Wechselspannung auf den Nulldurchgang der elektrischen Größe in einem Normalbetriebsmodus, Fig.4 einen zeitlichen Wechselspannungsverlauf des Resonanzkreises im

Niederstrommodus und

Fig.5 eine vorteilhafte Ausführung des Umschaltens zwischen Normalbetriebsmodus und Niederstrommodus.

In Fig.1 ist ein Ausführungsbeispiel eines als Serien- / Parallel-Resonanzwandler ausgeführten Resonanzwandlers 1 , beispielsweise für eine Schweißstromquelle, dargestellt. Der Resonanzwandler 1 wird von einer elektrischen Spannungsversorgung 2 mit elektrischer Energie versorgt. An den Resonanzwandler 1 ist eine elektrische Last 7, beispielsweise ein Schweißbrenner zum Erzeugen eines Lichtbogens zwischen einer Schweißelektrode und einem zu schweißenden Werkstück angeschlossen, die vom Resonanzwandler 1 mit einer Ausgangsspannung Us, beispielsweise eine Schweißspannung, und einem Ausgangsstrom ls, beispielsweise ein Schweißstrom, versorgt wird. Die elektrische Last 7 kann auch variabel sein, beispielsweise bei variierender Länge eines Lichtbogens beim Schweißen. Beim Schweißen brennt ein Lichtbogen zwischen einer Schweißelektrode (entweder abschmelzend oder nicht abschmelzend) des Schweißbrenners und dem zu schweißenden Werkstück über den der Ausgangsstrom ls fließt. Im Falle einer Schweißstromquelle ändert sich die Last 7 (Lichtbogen) üblicherweise hochdynamisch. Die Last 7 ist in Fig.1 durch einen Lastwiderstand RL und einer Leitungsinduktivität U_ dargestellt, wobei natürlich auch eine andere Last 7 möglich ist.

Die Spannungsversorgung 2 kann eine Gleichspannung bereitstellen, beispielsweise von einer Batterie, oder eine Wechselspannung, beispielsweise von einem einphasigen oder mehrphasigen elektrischen Versorgungsnetz. Im Falle einer Batterie als Spannungsversorgung 2 kann diese auch im Resonanzwandler 1 integriert sein. Im Falle einer Wechselspannung kann im Resonanzwandler 1 eingangsseitig ein bekannter Gleichrichter, auch mit Zwischenkreis, vorgesehen sein, um die Wechselspannung gleichzurichten. Gleichfalls können in diesem Fall eingangsseitig bedarfsweise auch bekannte Netzfilter und/oder Leistungsfaktorkorrekturschaltungen und/oder Hochsetz- oder Tiefsetzsteller angeordnet sein. Die Spannungsversorgung 2 kann ebenfalls an ein Wechselspannungsnetz angeschlossen sein und einen Gleichrichter, und gegebenenfalls Filter, etc. beinhalten, um eine Gleichspannung bereitzustellen.

Der Resonanzwandler 1 umfasst einen Resonanzkreis 3 und einen Wechselspannungs erzeuger in Form einer Brückenschaltung 4, beispielsweise eine Vollbrücke wie in Fig.1. Der Resonanzkreis 3 besteht aus einer Serieninduktivität Ls und Serienkapazität Cs, die in Serie geschaltet sind, und einer weiteren dazu in Serie geschalteten Parallelkapazität CP, die parallel zur Last 7 angeordnet ist, womit ein Serien- / Parallel-Resonanzwandler ausgebildet wird. Bei einem Serien-Resonanzwandler würde die Parallelkapazität CP und bei einem Parallel-Resonanzwandler die Serienkapazität Cs wegfallen. Im gezeigten Ausführungsbeispiel ist im Resonanzkreis 3 auch ein Transformator 5 vorgesehen, wobei die Serieninduktivität Ls und Serienkapazität Cs in Serie zur Primärwicklung des Transformators 5 geschaltet sind und die Parallelkapazität CP parallel zur Sekundärwicklung des Transformators 5, wobei diese aber parallel zur Primärwicklung geschalten sein könnte. Dieser Transformator 5 kann aber genauso entfallen. Ohne Transformator 5 wäre die Parallelkapazität CP in Serie zur Serienschaltung von Serieninduktivität Ls und Serienkapazität Cs geschaltet und parallel zur Last 7 angeordnet. Im Resonanzkreis fließt ein Resonanzkreisstrom i _p , beispielsweise ein Primärstrom des Transformators 5 im Ausführungsbeispiel der Fig.1 , und es stellen sich Spannungen an den Komponenten des Resonanzkreises 3 ein. Der Resonanzkreis 3 hat eine Eigenfrequenz, die sich aus den elektrischen Komponenten des Resonanzkreises 3, aber auch aus der Last 7, ergibt. Bei Anregung des Resonanzkreises 3 schwingt eine elektrische Größe des Resonanzkreises 3 (elektrische Spannung oder elektrischer Strom) mit der Eigenfrequenz.

Der Resonanzkreis 3 wird mit einer Wechselspannung uw mit einer Anregefrequenz f _A zum Schwingen angeregt, die von der Brückenschaltung 4 erzeugt wird. Zur Ausbildung eines Resonanzwandlers 1 wird der Resonanzkreis 3 durch diese Wechselspannung uw zum Schwingen angeregt und es bildet sich eine Schwingung der elektrischen Größen im Resonanzkreis 3, z.B. des fließenden Resonanzkreisstrom i _p oder der Spannungen, aus. Im Falle der Ausführung nach Fig.1 mit einem Transformator 5 fließt der Resonanzkreisstrom i _p beispielsweise primärseitig.

Die entstehende Wechselspannung an der Parallelkapazität CP kann zur Erzeugung der Ausgangsspannung Us in einem ausgangsseitigen Gleichrichter 6 gleichgerichtet werden. Es sei angemerkt, dass die Gleichrichtung auf der Sekundärseite des Transformators 5 auch mit einer Mittelpunktanzapfung, oder anderen bekannten Schaltungen, ausgeführt sein kann. Ebenso können ausgangsseitig nach dem Gleichrichter 6 bedarfsweise Filter und/oder Glättungskondensatoren vorgesehen sein. Es könnte aber auch eine entstehende Wechselspannung an einer anderen elektrischen Komponente des Resonanzkreises 3 als Ausgangsspannung des Resonanzwandlers 1 verwendet werden. In diesem Fall könnte die Gleichrichtung in der Last 7 selbst oder auch zwischen Resonanzwandler 1 und Last 7 erfolgen.

Die Brückenschaltung 4 besteht aus zwei parallel geschalteten Brückenzweigen, in denen jeweils zwei Halbleiterschalter S1, S2, S3, S4, insbesondere Transistoren wie Bipolar- oder Feldeffekttransistoren, angeordnet sind. Parallel zu jedem Halbleiterschalter S1, S2, S3, S4 ist eine Freilaufdiode D1, D2, D3, D4 geschaltet. Die Wechselspannung uw zur Anregung des Resonanzkreises 3 wird an den Punkten A, B zwischen den seriellen Halbleiterschalter S1, S2 und S3, S4 in den beiden Brückenzweigen abgegriffen. Die Halbleiterschalter S1, S2S3, S4 werden von einer Steuereinheit 8 (Hardware und/oder Software) angesteuert, wie durch die strichpunktierten Linien angedeutet. In dem in Fig. 1 angeführten Beispiel sind die Halbleiterschalter S1 und S2 als eigener Zweig, sowie die Halbleiterschalter S3 und S4 als eigener Zweig ausgeführt.

Der Resonanzkreis 3 hat eine Resonanzfrequenz f _res , die von den vorhandenen elektrischen Komponenten des Resonanzkreises 3 (Serieninduktivität Ls, Serienkapazität Cs, Parallelkapazität CP), aber auch maßgeblich von der Last 7, beispielsweise vom Lastwiderstand RL, bestimmt wird. Die Resonanzfrequenz f _res variiert zwischen der maximalen Resonanzfrequenz f _reS max bei offener Last 7 (z.B. Leerlauf), beispielsweise eine Frequenz von 150kHz, und der minimalen Resonanzfrequenz f _re smin bei kurzgeschlossener Last 7 (z.B. Elektrode berührt Werkstück oder taucht in Schmelzbad ein beim Schweißen), beispielsweise eine Frequenz von 50 kHz. Der Resonanzkreis 3 wird üblicherweise überresonant angeregt, also mit einer Anregefrequenz f _A größer der Resonanzfrequenz f _res . Die Anregefrequenz f _A ist aber vorzugsweise so nahe wie möglich an der Resonanzfrequenz f _res . Einerseits werden dadurch die Schaltverluste klein gehalten und die Verstärkung des Resonanzwandlers 1 wird maximiert. Insbesondere auch deshalb ist eine Synchronisierung des Resonanzkreisstromes i _p auf die Resonanzfrequenz f _res mittels des Nulldurchganges des Resonanzkreisstromes i _p notwendig.

Mit der Brückenschaltung 4 wird durch Ansteuern der Halbleiterschalter S1, S2, S3, S4 eine Wechselspannung uw, vorzugsweise eine Rechteckspannung, mit der gewünschten Anregefrequenz f _A erzeugt, wie anhand der Fig.2 erläutert wird. Im oberen Bereich von Fig.2 sind die Schaltmuster der Halbleiterschalter S1, S2, S3, S4 dargestellt. Es sei aber angemerkt, dass sich bei einer anderen Ausführung der Brückenschaltung 4 auch eine andere Anzahl von Halbleiterschalter S1, S2, S3, S4 und/oder andere Spannungsschaltmuster ergeben können. Die Halbleiterschalter S1 , S2 und S3, S4 jeweils eines Brückenzweiges sind mit der Anregefrequenz f _A gegengleich geschaltet (unter Einhaltung einer bestimmten Totzeit, um ein gleichzeitiges Einschalten beider Schalter sicher zu verhindern). Die Halbleiterschalter S1, S2, S3, S4 werden damit in jeder Periode (durch die Anregefrequenz f _A festgelegt) jeweils einmal eingeschaltet und einmal ausgeschaltet. Die Halbleiterschalter S1, S2 und S3, S4 der beiden Brückenzweige sind um eine Phasenverschiebung zeitverschoben geschaltet. Daraus resultiert die pulsförmige Wechselspannung uw mit der Schaltperiode Ϊ _A bzw. der Anregefrequenz f _A = 1A _A und der Pulsbreite Y und der Resonanzkreisstrom i _p , der mit der Resonanzfrequenz f _res schwingt. Die pulsförmige Wechselspannung uw hat in der gezeigten Ausführung in jeder Schaltperiode Ϊ _A einen positiven und einen negativen Puls. Es ist aber nicht zwingend erforderlich positive und negative Pulse vorzusehen, sondern es könnten auch nur positive oder nur negative Pulse vorgesehen sein. Die Pulse der Wechselspannung uw definieren Treibphasen, in der elektrische Energie von der Spannungsversorgung 2 in den Resonanzkreis 3 fließt. Dazwischen sind passive Phasen definiert, in denen die Wechselspannung uw OV ist und keine elektrische Energie von der Spannungsversorgung 2 in den Resonanzkreis 3 fließt. Sehr wohl wird aber auch in der passiven Phase Energie aus dem Resonanzkreis 3 an die Last 7 abgegeben. Diese Funktionsweise eines Resonanzwandlers 1 ist hinlänglich bekannt, beispielsweise aus der EP 1 251 991 B1 , weshalb hier nicht näher darauf eingegangen wird.

Die Ausgangsspannung Us und der Ausgangsstrom ls werden im Wesentlichen durch die Anregefrequenz f _A , das Übertragungsverhalten des Resonanzwandlers 1 und die Pulsbreite Y der Pulse (Längen der Treibphasen) der Wechselspannung uw bestimmt. Die Pulsbreite Y kann von der Steuereinheit 8 in jeder Schaltperiode angepasst werden. Die Anregefrequenz f _A ist auf den Nulldurchgang N einer elektrischen Größe des Resonanzkreises 3, beispielsweise des Resonanzkreisstromes i _p , synchronisiert und folgt damit auch einer sich im Betrieb ändernden Resonanzfrequenz f _res (beispielsweise aufgrund einer sich ändernden Last 7). Das Übertragungsverhalten (Verstärkung über Frequenz und Ausgangskennlinie) ist im Wesentlichen durch die Auslegung des Resonanzkreises 3 festgelegt.

Der Resonanzwandler 1 wird damit üblicherweise gemäß den Vorgaben für die Ausgangsspannung Us und/oder den Ausgangsstrom ls von der Steuereinheit 8 durch Verändern der Anregefrequenz f _A und der Pulsbreiten Y der Treibphasen gesteuert. Zur Steuerung kann auch ein Istwert des Ausgangsstromes ls (wie in Fig.1 ) und/oder der Ausgangsspannung gemessen werden. Zur Steuerung wird üblicherweise auch ein Strom und/oder eine Spannung im Resonanzkreis 3 erfasst, beispielsweise der Resonanzkreisstrom ip im Primärkreis wie in Fig.1. Hierfür sind geeignete Messeinheiten, beispielsweise Strommesseinheiten 9, vorgesehen.

Bei einer sich dynamisch ändernden Last 7, beispielsweise wie bei einem Schweißprozess, beispielsweise einem WIG (Wolfram-Inter-Gas Schweiß prozess), ändert sich auch die Resonanzfrequenz f _res und das Übertragungsverhalten des Resonanzwandlers (andere Frequenzkennlinie) dynamisch. Damit wird auch die Anregefrequenz f _A im Betrieb des Resonanzwandlers 1 üblicherweise dynamisch geändert, um überresonant zu Schalten und die Verluste zu minimieren. Durch Synchronisation der Anregefrequenz f _A auf die Nulldurchgänge N einer elektrischen Größe im Resonanzkreis 3 kann das auf einfache Weise erfolgen.

Um die Schaltverluste in den Halbleiterschaltern S1, S2, S3, S4 der Brückenschaltung 4 niedrig zu halten, wird vorzugsweise bei einem Nulldurchgang N einer elektrischen Größe im Resonanzkreis 3, beispielsweise des Resonanzkreisstromes ip, geschaltet. Das Schalten der Halbleiterschalter S1 , S2, S3, S4 erfolgt somit mit der Anregefrequenz f _A , die wiederum von der Last R _L abhängig ist und während des Betriebes des Resonanzwandlers 1 schwanken kann. Die Anregefrequenz f _A ändert sich folglich üblicherweise dynamisch mit dem Schwanken an der Last 7. Dabei kann entweder der Beginn oder das Ende einer Treibphase (erster Schaltzeitpunkt), üblicherweise der Beginn, beim Nulldurchgang N geschaltet werden. Das entsprechende Ende oder der Beginn der Treibphase (zweiter Schaltzeitpunkt) wird mit der Pulsbreite Y versetzt geschaltet. Um zu erreichen, dass die Anregefrequenz f _A größer als die Resonanzfrequenz f _res (überresonanter Betrieb) aber in der Nähe der Resonanzfrequenz f _res ist, kann die Treibphase kurz vor (typischerweise im Bereich von einigen hundert ns bis einigen ps) dem Nulldurchgang N begonnen werden (wie in Fig.2 dargestellt). In Fig.2 wird beispielsweise die Treibphase kurz vor dem Nulldurchgang N des Stromes ip begonnen. Daher muss die Steuereinheit 8 zur Steuerung der Schaltzeitpunkte der Brückenschaltung 4 den Nulldurchgang N erfassen und verarbeiten, um synchron mit dem Nulldurchgang N schalten zu können.

Es ist aber eine unvermeidbare Einschaltverzögerung W zwischen dem Einschaltbefehl E durch die Steuereinheit 8 und dem tatsächlichen Einschalten der Halbleiterschalter S1 , S2, S3, S4 vorhanden, wie in Fig.3 anhand der resultierenden Wechselspannung U _w dargestellt ist. Diese Einschaltverzögerung i ergibt sich beispielsweise durch die Verarbeitung in der Steuereinheit 8, durch die Ausgabe des Steuerbefehls an den Gatetreiber eines Halbleiterschalters S1 , S2, S3, S4, dem Umsetzen des Steuerbefehls durch den Gatetreiber und der Einschaltzeit des Halbleiterschalters S1 , S2, S3, S4. Diese Einschaltverzögerung W ist durch die hardwaremäßige und softwaremäßige Implementierung vorgegeben und liegt typischerweise im Bereich von 50ns bis 400ns (auch frequenzabhängig). Daher ist vorzugsweise vorgesehen, dass die Steuereinheit 8 die Bearbeitung des Einschaltens der Halbleiterschalter S1 , S2, S3, S4 zumindest um diese Einschaltverzögerung W vor dem Nulldurchgang N beginnt. Da das Einschalten im überresonanten Betrieb des Resonanzwandlers 1 vor dem Nulldurchgang N erfolgen soll, wird zur Einschaltverzögerung W noch eine Einschaltreservezeit tp hinzugefügt, die typischerweise im Bereich von 100ns bis 800ns liegt. Damit schaltet der Halbleiterschalter S1 , S2, S3, S4 in etwa um die Einschaltreservezeit tp vor dem Nulldurchgang N, wie in Fig.3 dargestellt. Die Einschaltverzögerung W beeinflusst nicht die Pulsbreite Y der Treibphase. Das zeitliche Auftreten des Nulldurchganges N kann für das Einschalten geschätzt werden, beispielsweise aus der bekannten Resonanzfrequenz f _res der vorgehenden Schaltperiode. Die Ungewissheit der Schätzung kann ebenfalls in der Einschaltreservezeit tp abgebildet sein.

Zum Ausschalten des Halbleiterschalters S1 , S2, S3, S4 wird der Nulldurchgang N in der Steuereinheit 8 erfasst und verarbeitet. So wie beim Einschalten ergibt sich aufgrund der vorhandenen Verzögerungen (Erfassung und Verarbeitung in der Steuereinheit, Ausgabe des Steuerbefehls an den Gatetreiber, Umsetzen des Steuerbefehls durch den Gatetreiber und Ausschaltzeit des Halbleiterschalters S1, S2, S3, S4) eine unvermeidbare Ausschaltverzögerung W (Fig.3). Das ist die Zeit zu der frühestens nach dem Erfassen des Nulldurchgangs N ausgeschaltet werden kann. Diese Ausschaltverzögerung _d ist durch die hardwaremäßige und softwaremäßige Implementierung des Resonanzwandlers 1 vorgegeben und liegt typischerweise im Bereich von 100ns bis 500ns.

Damit ist die minimal erreichbare Pulsbreite Y,™ _h im Normalbetriebsmodus bei Synchronisierung der Schaltzeitpunkte auf die Resonanzfrequenz f _res , oder genauer auf die Nulldurchgänge N der Schwingung der elektrischen Größe des Resonanzkreises 3 mit Resonanzfrequenze f _res , durch die Einschaltreservezeit tp und die Ausschaltverzögerung _d begrenzt. Damit kann der Ausgangsstrom ls im Normalbetrieb nicht unterhalb eines gewissen Wertes absinken.

Die Pulsbreite Y kann im Betrieb des Resonanzwandlers 1 zur Steuerung des Resonanzwandlers 1 , insbesondere des Ausgangsstromes ls und/oder der Ausgangsspannung Us, variiert werden, beispielsweise durch Vorgabe einer Einschaltzeit t _q ,, wie in Fig.3 dargestellt. Nachdem die Einschaltreservezeit tp und die Ausschaltverzögerung d üblicherweise vorgegeben sind, erfolgt die Steuerung vorzugsweise durch die Vorgabe der Einschaltzeit

Um trotzdem niedrige Ausgangsströme ls, die unterhalb der durch die minimal mögliche Pulsbreite Y,™ _h festgelegten Ausgangsströme ls liegen, zu ermöglichen ist erfindungsgemäß ein zweiter Schaltmodus, auch als Niederstrommodus bezeichnet, vorgesehen, in dem die Anregefrequenz f _A nicht an die Resonanzfrequenz f _res gekoppelt wird, indem das Schalten der Halbleiterschalter S1, S2, S3, S4 nicht auf den Nulldurchgang N einer elektrischen Größe des Resonanzkreises 3, beispielsweise dem Resonanzkreisstrom ip, synchronisiert ist.

In diesem Niederstrommodus werden die Halbleiterschalter S1 , S2, S3, S4 mit einer festgelegten Anregefrequenz f _Af , asynchron zum Nulldurchgang N der elektrischen Größe des Resonanzkreises 3 geschaltet. Die Anregefrequenz f _Af ist dabei größer, als die größte Resonanzfrequenz f _reS max des Resonanzkreises 3. Bei sich ändernder Last 7 (beispielsweise im Falle eines Schweißlichtbogens) ist die Anregefrequenz f _Af damit auch größer als die sich aus der Implementierung ergebende größte Resonanzfrequenz f _reS max des Resonanzkreises 3 (bei Leerlauf). Typischerweise wird die Anregefrequenz f _Af im Niederstrommodus um 10% bis 30% größer als die maximale Resonanzfrequenz f _reS max, festgelegt, beispielsweise mit 170kHz bei einer maximalen Resonanzfrequenz f _re smax= 150kHz. Damit muss die Steuerung der Halbleiterschalter S1, S2, S3, S4 nicht mehr auf den Nulldurchgang N synchronisiert werden, wodurch die Einschaltreservezeit tp nicht mehr benötigt wird die Pulsbreite Y der Treibphase deutlich verkürzt werden (Fig.4). Das ermöglicht auch eine deutliche Reduzierung des minimal möglichen Ausgangsstromes ls. Nachdem im Niederstrommodus nicht mehr auf den Nulldurchgang N synchronisiert wird, kann die Steuereinheit 8 den Ausschaltbefehl A für die Halbleiterschalter S1 , S2, S3, S4 vor dem eigentlichen Ausschalten erzeugen, um die Ausschaltverzögerung _d zumindest teilweise zu kompensieren, wie in Fig.4 angedeutet, sodass die Pulsbreite Y im Niederstrommodus gegen Null gehen kann. Auch im Niederstrommodus kann die Pulsbreite Y durch die Einschaltzeit ΐ _f gesteuert werden. Aus der Implementierung wird sich eine minimal mögliche Einschaltzeit ΐ _f ergeben. Durch Vorgabe der Einschaltzeit ΐ _f und anhand der bekannten Ausschaltverzögerung _d kann die Steuereinheit 8 den Ausschaltbefehl A zum richtigen Zeitpunkt erzeugen, um im Niederstrommodus die gewünschte Pulsbreite Y der Treibphase zu erzielen.

Beispielsweise konnte durch die Implementierung des Niederstrommodus der minimal mögliche Ausgangsstrom ls einer Schweißstromquelle mit einem Resonanzwandler 1 von 13A auf 3A, bei jeweils 10V Ausgangsspannung Us, gesenkt werden. Speziell beim WIG Schweißen ist dies besonders vorteilhaft.

Das Umschalten von Normalbetriebsmodus auf den Niederstrommodus kann grundsätzlich zu jedem beliebigen Zeitpunkt erfolgen. Beispielsweise kann ein bestimmter Ausgangsstrom ls (Umschaltstrom) vorgegeben werden, beispielsweise 30A, bei dem von Normalbetriebsmodus auf den Niederstrommodus umgeschaltet wird. Es kann aber auch ein Wechsel in den Niederstrommodus erfolgen, wenn eine vorgegebene minimale Pulsbreite Y _ipίh im Normalstrommodus, beispielsweise 1 ps, erreicht ist. Genauso kann aus dem Niederstrommodus wieder auf den Normalbetriebsmodus umgeschaltet werden, wenn der Ausgangsstrom ls im Niederstrommodus einen vorgegebenen Umschaltstrom überschreitet. Ebenso kann aus dem Niederstrommodus in den Normalbetriebsmodus gewechselt werden, wenn im Niederstrommodus eine vorgegebene Pulsbreite Y überschritten wird Um ein ständiges Hin- und Herschalten im Bereich des Umschaltstromes oder der vorgesehenen Pulsbreiten zu vermeiden, kann auch eine bestimmte Umschalthysterese vorgegeben sein. Mit dem Umschalten von Normalbetriebsmodus auf den Niederstrommodus wird auf die vorgegebene Anregefrequenz f _Af umgeschaltet und beim Umschalten von Niederstrommodus auf den Normalbetriebsmodus auf die dynamische variable Anregefrequenz f _A mit Synchronisierung auf den Nulldurchgang N.

Vorteilhafterweise wird jedoch eine Umschaltstrategie implementiert, um ein möglichst störungsfreies und stabiles Umschalten sicherzustellen, was anhand der Fig.5 erläutert wird.

Fig.5 zeigt die Wechselspannung uw (in diesem Fall mit nur positiven Pulsen) zur Anregung des Resonanzkreises, die durch Ansteuerung der Halbleiterschalter S1 , S2, S3, S4 des Resonanzwandlers 1 erzeugt wird. Die Zeit ΪE bezeichnet dabei im Normalbetriebsmodus die Summe der Einschaltreservezeit tp und der Ausschaltverzögerung _d und damit die minimal mögliche Pulsbreite Y,™ _h im Normalbetriebsmodus. Im Ausführungsbeispiel verkürzt die Steuereinheit 8 die Pulsbreite Y im Normalbetriebsmodus, über die Einschaltzeit ΐ _f , da weniger Ausgangsstrom ls benötigt wird. Je niedriger der Ausgangsstrom ls sein soll, umso kürzer wird die Einschaltzeit ΐ _f sein, die den Ausschaltzeitpunkt nach dem Nulldurchgang N festlegt. Dabei kann die Einschaltzeit ΐ _f solange sinken, bis eine vorgegebene minimale Einschaltzeit t _p min (t _p min ^ 0) erreicht ist. Das entspricht somit der kleinsten Pulsbreite Y,™ _h , die im Normalbetriebsmodus erreicht werden kann (wie oben beschrieben). Spätestens zu diesem Zeitpunkt erfolgt der Übergang auf den Niederstrommodus, wie in Fig.5 durch die strichlierte Linie angedeutet. Der Übergang erfolgt so, dass von der variablen Anregefrequenz f _A mit Synchronisation auf den Nulldurchgang N auf die vorgegebene Anregefrequenz f _Af umgeschaltet wird und dass die Pulsbreite Y,™ _h dabei beim Umschalten zuerst im Wesentlichen gleich bleibt. Nachdem nun nicht mehr auf den Nulldurchgang N synchronisiert wird, sondern mit der vorgegebenen Anregefrequenz f _Af geschaltet wird, kann die Pulsbreite Y im Niederstrommodus bedarfsweise weiter reduziert werden, wie oben beschrieben, um den Ausgangsstrom ls weiter zu senken.

Beim Umschalten vom Niederstrommodus in den Normalbetriebsmodus kann entsprechend umgekehrt vorgegangen werden.

Wie erwähnt, kann beim Wechsel vom Normalbetriebsmodus in den Niederstrommodus, und/oder umgekehrt, eine Hysterese berücksichtigt werden, sodass die minimale Pulsbreite Y _i p _ίh beim jeweiligen Umschalten um eine bestimmte vorgegebene Hysteresezeit verlängert wird. In der minimalen Pulsbreite Y,™ _h kann somit eine vorgegebene Hysteresezeit enthalten sein. Aufgrund von möglicherweise vorgesehenen Umschalthysteresen, kann die Pulsbreite Y _hiίh im Niederstrommodus, insbesondere beim Umschalten, aber auch größer sein, als im Normalbetriebsmodus.

Obwohl im Niederstrommodus nun nicht mehr synchron mit dem Nulldurchgang N geschaltet wird, fällt das hinsichtlich der Schaltverluste wenig ins Gewicht, weil die Anregefrequenz f _Af höher als die höchste mögliche Resonanzfrequenz f _reS max gewählt wurde.