Verfahren zur Ansteuerung eines elektrischen Magnetventils

Elektrische Magnetventile sind seit Jahrzehnten bekannt und werden im Kraftfahrzeugbereich in Bremssystemen sowie zur Fahrwerkssteuerung, beispielsweise zur Adaption des Dämpferverhaltens, eingesetzt.

Magnetventile stellen dabei eine im Wesentlichen induktive elektrische Last dar, welche bekanntermaßen auf Spannungsänderungen entsprechend verzögert reagiert und insbesondere auch bei Abschaltung der Versorgungsspannung das bekannte Nachlaufverhalten und Induktion einer Gegenspannung aufweist.

Zudem ist zu berücksichtigen, dass das Magnetventil oft in einer hochdynamischen Arbeitsumgebung eingesetzt wird, welche zum einen ein sehr schnelles erreichen und halten der vorgegebenen soll Position des Magnetventils erfordert, andererseits erheblich schwankenden Belastungen des durch das ventilgesteuerten Arbeitsmediums ausgesetzt ist, sodass das Magnetventil durch diese Veränderungen im Arbeitsmedium dauernden Impulsen ausgesetzt ist, welche durch die elektrische Ansteuerung wiederum ausgeglichen werden müssen.

Für die Ansteuerung solcher elektrische Magnetventile sind dabei diverse Schaltungen bekannt, unter anderem die sogenannte elektrische H-Brücken- Schaltung, bei welcher jeweils für jeden der 2 Anschlüsse des Magnetventils sowohl ein elektrische Schaltmittel zur Versorgungsspannung hin als auch jeweils ein elektrische Schaltmittel zum Massepotential hin vorgesehen sind. Als elektrische Schaltmittel kommen dabei insbesondere elektrische Leistungstransistoren zum Einsatz, welche jedoch aufgrund der erforderlichen Schaltgeschwindigkeiten, der Höhe der zu schaltenden Ströme und zudem Festigkeit gegen eventuelle induzierte Spannungen immer noch kostenintensiv sind.

Durch den Einsatz von Freilaufdioden können dabei die induzierte Spannung bzw. der Stromfluss zusätzlich beeinflusst und abgeleitet werden. Die DE 10 2005 032 085 A1 zeigt in deren Figur 1 eine allgemein geeignete Schaltungsanordnung aus den Transistoren T1 und T2 und die Dioden D1 und D2 und beschreibt in Abs. [0006-0007] den allgemein bekannten Betriebsverlauf der PWM-Ansteuerung des Transistors T1 zur Einstellung des Arbeitspunkts. Der Transistor T2 wird in der DE 10 2005 032 085 A1 dabei nicht zur Regelung des Arbeitspunkts eingesetzt und daher auch nicht mit pulsweitenmoduliert. Vielmehr lehrt die DE 10 2005 032 085 A1 als Weiterbildung eine Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 mit einem zusätzlichen Schaltmittel T3 und einer weiteren Freilaufdiode D3, die anstelle der Versorgungsspannung V+ noch die Bordspannungsquelle Vbat als Alternative ebenfalls auf der Highside der induktiven Last PWM-gesteuert zugeschaltet wird.

Die US 5940262 A beschreibt ebenfalls eine Ansteuerschaltung eines elektromagnetischen Geräts, bspw Ventils mit entsprechenden zwei Schaltmitteln sowie Freilaufdioden, wobei auch dort das zweite, ebenfalls zum Massepotential, also Lowside angeordnete Schaltmittel 22 zwar grundsätzlich ein- und ausgeschaltet, nicht aber im pulsweitenmoduliert geschaltet wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren zur Ansteuerung eines elektrischen Magnetventils anzugeben, welche zum einen kostengünstig und zum anderen schnell und dennoch stabil unterschiedliche Arbeitspunkte ansteuerbar sind.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind den Unteransprüchen und der Beschreibung zu entnehmen.

Dabei wird auch hier die an sich bekannte, gegenüber einer H-Brücke deutlich vereinfachte Schaltung verwendet, bei welcher ein erster Anschluss des Magnetventils über ein erster Schaltmittel schaltbar mit der Versorgungsspannung verbindbar ist und dieser erste Anschluss des Magnetventils zudem über eine erste Freilaufdiode fest mit dem Massepotential verbunden ist.

Die Polung dieser 1 . Freilaufdiode ist selbstverständlich gerade entgegengesetzt zur bei geschlossenem Schaltmittel anliegenden Versorgungsspannung. Einzig bei Abschaltung der Versorgungsspannung des zuvor über die Versorgungsspannung bestromten Magnetventils und entsprechender Gegenspannungsinduktion wird diese Freilaufdiode leitend.

Der zweite Anschluss des Magnetventils ist über ein zweites Schaltmittel schaltbar mit dem Massepotential verbunden und dieser zweite Anschluss des Magnetventils über eine zweite Freilaufdiode fest mit der Versorgungsspannung verbunden ist, wobei deren Polung natürlich gerade entgegengesetzt zur Versorgungsspannung ist.

Anstelle von 4 Schaltmittel werden also bei dieser Ausgestaltung bekanntermaßen nur 2 Schaltmittel im Laststromkreis des Magnetventils benötigt und sind im Gegensatz zur H-Brückenschaltung die anderen 2 Zweige fest und permanent, d. h. nicht schaltbar mit dem jeweiligen Potential verbunden. Rein vorsorglich sei klargestellt, dass mit der Anzahl der 2 Schaltmittel ausschließlich auf den unmittelbaren Laststromkreis Bezug genommen wird und nicht etwa auf potenziell andere zusätzliche Schaltmittel zur Erzeugung des Ansteuersignals für diese Schaltmittel im Laststromkreis.

Bei geschlossenem zweiten Schaltmittel wird dabei wie an sich auch im Stand der Technik üblich durch pulsweitenmoduliertes Schließen des ersten Schaltmittels das Magnetventil in seine erste Arbeitsrichtung an eine vorgegebene Position verstellt und dort gehalten.

Für diese Anordnung ergibt sich jedoch darüber hinaus ein besonders geeignetes Ansteuerungsverfahren, indem zum Zurückfahren, also das Magnetventil in seine der ersten entgegengesetzte zweite Arbeitsrichtung an eine vorgegebene Position verstellen, bei geöffnetem ersten Schaltmittel zusätzlich durch pulsweitenmoduliertes Schließen des zweiten Schaltmittels die potenziell maximal induzierte Gegenspannung in Höhe dem negativen der Versorgungsspannung zusätzlich reduziert und gesteuert werden kann, indem eben das 2. Schaltmittel pulsweitenmoduliert geschlossen wird. Vorzugsweise wird der Strom durch das Magnetventil und die Istposition des Magnetventils direkt oder indirekt aus einer anderen Größe abgeleitet erfasst und abhängig von der vorgegebenen Sollposition des Magnetventils die Schaltmittel pulsweitenmoduliert angesteuert. In einer bevorzugten Ausgestaltung erfolgt die Messung des Stroms durch das Magnetventil durch eine Überabtastung, dh einer Abtastfrequenz vorzugsweise eines Mehrfachen der Taktfrequenz der Pulsweitenmodulation. Nachfolgend erfolgt jedoch Glättung zumindest auch durch Mittelwertbildung oder Integration, vorzugsweise in Kombination mit einem zusätzlichen Filter, insbesondere Tiefpassfilter. Die Kombination aus beispielsweise auch analoger Filterung mit einer auf die Abtastrate angepassten Grenzfrequenz und nachfolgenden zusätzlichen digitalen Glättung durch Mittelwertbildung bzw. Integration erweist sich im vorliegenden Anwendungsfall als besonders bevorzugt, da dadurch zwar einerseits hochfrequente Störungen durch die pulsweiten Modulebene Ansteuerung oder beispielsweise durch Vibrationen im Arbeitsmedium ausgeglichen werden können, andererseits das Signalverhalten nicht zu stark durch die Filterung verzögert wird.

Aus Kostengründen wird vorzugsweise die Istposition des Magnetventils indirekt aus dem erfassten Strom durch das Magnetventil abgeleitet.

Zudem wird eine entsprechende Vorrichtung zur Ansteuerung eines elektrischen Magnetventils mit einem Speicher mit einem entsprechenden Steuerverfahren sowie einer Steuereinheit zum Durchführen dieses Steuerverfahren beansprucht, da diese eine übliche handelbare Einheit darstellt.

Zudem wird die bevorzugte Verwendung der Vorrichtung und/oder des Verfahrens für die Ansteuerung für ein Magnetventil in einer aktiv steuerbaren Fahrwerkskomponente, insbesondere eines adaptierbaren Dämpfers in einem Kraftfahrzeug beansprucht.

Die Erfindung wird nachfolgend noch anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Figuren näher erläutert. So zeigen die Figuren jeweils ein Magnetventil 1 mit seinen 2 Anschlüssen 1.1 und

1.2 im Laststromkreis.

Dieser Laststromkreis ist am 1. Anschluss 1.1 über das 1. Schaltmittel HS zur Versorgungsspannung U sowie die entgegengesetzt zu dieser Versorgungsspannung U gepolte Freilaufdiode D1 , welche vom 1. Anschluss 1.1 des Magnetventils permanent und fest hin zum Massepotential geschaltet ist, insbesondere auch keine dazu parallelen Schaltmittel oder des gleichen vorgesehen sind.

Am 2. Anschluss 1.2 des Magnetventils ist hingegen die 2. Freilaufdiode D2 permanent zur Versorgungsspannung U hin verbunden, jedoch entgegengesetzt zur Versorgungsspannung U gepolt. Zudem ist der 2. Anschluss 1 .2 über das 2. Schaltmittel LS schaltbar mit dem Massepotential verbunden.

Die beiden Schaltmittel HS und LS sind hier in den Figuren skizzenhafter als Schalter dargestellt, werden selbstverständlich in der praktischen Ausgestaltung jedoch als Leistungstransistoren ausgeführt, wobei ein entscheidender Vorteil dieser hier vorgestellten Schaltungsanordnung ist, dass im hier dargestellten Laststromkreis als Schaltmittel ausschließlich diese 2 Schaltmittel erforderlich sind und gerade keine 4 Schaltmittel, wie in einer H-Brücke üblich.

In Steuergeräten für Stoßdämpfer werden üblicherweise sogenannte Buck-Converter eingesetzt, um den Strom der Magnetventile einzustellen. Der Buck-Converter kann Spannungen näherungsweise im Bereich zwischen 0V und der Versorgungsspannung, in Fahrzeugen üblicherweise die Batteriespannung einstellen.

So zeigt Figur 1 , wie bei geschlossenem zweiten Schaltmittel LS durch pulsweitenmoduliertes Schließen des ersten Schaltmittels HS das Magnetventil 1 in seine erste Arbeitsrichtung an eine vorgegebene Position verstellt und dort gehalten wird. Bei geschlossenem 1. Schaltmittel HS fließt nun der hier in Fig. 1 gestrichelt dargestellte Strom von der Versorgungsspannung U aus über den geschlossenen HS durch das Magnetventil 1 und über den geschlossenen LS. Durch die pulsweitenmodulierte Ansteuerung von HS, also das jeweils kurzzeitige Öffnen von HS, bildet sich zudem ein Freilaufstromkreis über die Freilaufdiode D1 , wie in Figur 1 gepunktet skizziert. Dadurch erreicht die Spannung über dem Magnetventil 1 , also zwischen den Anschlüssen 1.1 und 1.2 im Mittelwert entsprechend dem gewählten PWM-Verhältnis nur einen Anteil der Versorgungsspannung U bzw. stellt sich ein entsprechend niedrigerer Strom ein.

So lässt sich über eine Regelung der Spannung am Magnetventil der Strom und damit letztlich Position des Magnetventils einstellen. Mit dieser Schaltung sind steile Anstiegsflanken realisierbar, während die fallenden Flanken flach ausfallen würden, sofern nicht über die Freilaufdioden ein Abbau der induzierten Spannung beschleunigt erfolgen könnte.

Damit auch die fallende Flanke steiler wird, muss am Magnetventil eine negative Spannung angelegt werden. Dies lässt sich durch eine Erweiterung der Schaltung realisieren, wie in Figur 2 gezeigt. Zum schnellen Abbau der Energie in dem Magnetventil werden beide Schaltmittel HS und LS zunächst geöffnet, so dass der Strom durch die Spule über die Spannungsversorgung und die beiden Freilaufdioden D1 und D2 fließen muss. Die Spannung aus der Spannungsquelle wirkt so dem Stromfluss entgegen, wodurch das Magnetfeld der Spule so wie der Strom durch die Spule schneller abgebaut werden.

Bisher erfolgte das nur ungeregelt. Dadurch würde die Spule komplett entmagnetisiert werden. Für eine schnelle Steuerung müssen steigende wie fallende Flanke aber möglichst steil und regelbar sein. Für diese Anwendung werden bisher vollständige H-Brücken eingesetzt.

In der um die 2. Freilaufdiode D2 und zweiten Schalter LS erweiterten Schaltung wird dieser vorzugsweise ebenfalls PWM gesteuert. Die abfallende Flanke wird dadurch nicht nur steiler, sondern lässt sich im zeitlichen Verlauf steuern. So kann nämlich neben dem Stromfluss über die Spannungsversorgung U und die Freilaufdioden D1 und D2, hier in Fig. 2 wieder gestrichelt dargestellt, durch Schließen des 2. Schaltmittels LS zusätzlich wieder der in Figur 2 gepunktet dargestellte Freilaufstromkreis wirksam werden und die Spannung bzw. den Strom über das Magnetventil 1 beeinflussen.

Der Regelalgorithmus wird also dahingehend modifiziert, dass die untere Grenze der gestellten Spannung von 0V auf minus ll-Batt erweitert und über die Pulsweitenmodulation jeder gewünschte Zwischenwert einstellbar wird. Über einen speziellen Algorithmus wird entschieden, welches Schaltmittel, insbesondere Leistungs-FET, gerade offen, geschlossen oder mit einer bestimmten Pulsbreite getaktet (PWM) wird. Durch die Möglichkeit, die fallende Flanke kontrolliert zu beschleunigen, und die Integration dessen in den Regelalgorithmus erweitert sich die realisierbare Bandbreite und Dynamik der Regelung erheblich, ohne dafür auf eine vollständige H-Brücke zurück greifen zu müssen.

Alternativ ist es auch möglich, die abfallende Flanke durch pulsweitenmodulierte Taktung des 1 ., also „high side“ Schaltmittels HS zu steuern, wie dies in Figur 3 skizziert wird. So kann nämlich neben dem Stromfluss über die Spannungsversorgung U und die Freilaufdioden D1 und D2, hier in Fig. 3 wieder gestrichelt dargestellt, durch Schließen des 1. Schaltmittels HS zusätzlich wieder der auch in Figur 3 gepunktet dargestellte Freilaufstromkreis über HS und die Freilaufdiode D2 wirksam werden und die Spannung bzw. den Strom über das Magnetventil 1 beeinflussen.

Figur 4 skizziert nun noch die besonders bevorzugte Ausgestaltung der Strommessung, bei welcher der Strom I (durch das Magnetventil 1 - hier nicht dargestellt) durch eine Überabtastung gegenüber der Taktfrequenz der Pulsweitenmodulation der Ansteuerung zumindest jeweils eines der Schaltmittel und nachfolgende Glättung zumindest auch durch Mittelwertbildung oder Integration erfolgt. So weist Fig. 4 einen genannten „Shunt“, also nieder obigen Widerstand 4.1 im Laststromkreis des Magnetventils 1 auf und wird durch einen Differenzverstärker 4.2 der Spannungsabfall über diesem erfasst. In der besonders bevorzugten Ausgestaltung wird zunächst ein einfacher Nyquist-Filter 4.3, also Tiefpassfilter vorgeschaltet, welcher sich an der gewünschten Überabtastung des nachfolgenden Analog-Digital-Wandlers 4.4 orientiert.

So muss die Abtastrate des 4.4. Größer sein als jene Störfrequenzen der PWM, welche unterdrückt werden sollen. Damit ist eine vollständige Abtastung des zu messenden Stromsignals gegeben. Bei entsprechend hoher Abtastrate kann der Vorfilter 4.3 aber sehr breitbandig ausgelegt werden und entsprechen schnell auf Änderungen reagieren. Die Grenzfrequenz des Vorfilters 4.3 muss nur gemäß Nyquist-Theorem anhand der gewünschten Abtastrate der Überabtastung definiert werden.

Zur weiteren Glättung des Signals ist in diesem Ausführungsbeispiel ein DMA 4.5 sowie ein Ringspeicher 4.6 und nachfolgende Integrator bzw. Summenbildner 4.7 vorgesehen, wobei natürlich anhand der bekannten Anzahl von Abtastwerte der Überabtastung aus dem Summenwert geteilt durch die Anzahl der Abtastwerte sich jeweils der Mittelwert des Stroms durch das Magnetventil ergibt.

Bei einem Messintervall von einer Periodendauer des pulsweitenmodulierten Ansteuersignals der Schaltmittel HS bzw. LS und einer Integration über dem Messintervall wird der Gleichanteil im Stromsignal daher unabhängig von der Position des Mess-Fensters bestimmt. Der dem schwankenden Stromsignal überlagerte Gleichanteil kann so innerhalb des Messintervalls plus der Einschwingzeit des Nyqu istf ilters bestimmt werden. Dies hat neben einer sehr schnellen und robusten Messwerterfassung den weiteren Vorteil, dass sich die Messintervall-Länge per Software anpassen lässt und damit die Periodendauer bzw. Frequenz der herauszufilternden PWM. In der Praxis ist es nämlich häufig notwendig, die PWM-Frequenz kundenspezifisch zu konfigurieren, d.h. es kommen unterschiedliche PWM Frequenzen zum Einsatz. Mit der vorgeschlagenen Methode ist es möglich, eine einmal entwickelte Strommessschaltung durch Softwarekonfiguration auf verschiedene PWM Frequenzen anzupassen.

Vorzugsweise ist es auch möglich, die Istposition des Magnetventils indirekt aus dem erfassten Strom I durch das Magnetventil abzuleiten und sich so eine aufwändigere separate Positionserfassung einzusparen.

Die vorgestellte Erfindung findet bevorzugt Anwendung für ein Magnetventil einer aktiv steuerbaren Fahrwerkskomponente, insbesondere eines adaptierbaren Dämpfers.