Digitale Hochfrequenz-Empfanger (HF-Empfänger) arbeiten nach dem derzeitigen Stand der Technik im HF-Eingangsteil analog.

Ein Empfangssignal wird erst digitalisiert, nachdem es in das Basisband oder in eine Zwischenfrequenz heruntergemischt wor- den ist. Da der HF-Eingangsbereich aufgrund der unterschied- lichen Entfernungen zum Sender sehr groß sein kann, muß daß Empfangssignal vor der weiteren Verarbeitung, insbesondere vor seiner Digitalisierung, normiert werden. Zu diesem Zweck werden sogenannte AGC-Schaltungen (Automatic Gain Control) verwendet, deren Aufgabe es ist, den dem im Empfänger zur Di- gitalisierung vorgesehenen Analog/Digital-Wandler (A/D-Wand- ler) zugeführten Signalpegel derart zu regeln, daß der A/D- Wandler nicht übersteuert wird. Da die AGC-Schaltung nicht mit einer Geschwindigkeit arbeiten kann, welche den im Mobil- funkbereich auftretenden Fast-Fading-Effekten gerecht wird, muß eine Sicherheitsreserve zwischen dem der AGC-Schaltung vorgegebenen Sollwert und dem Maximalwert, der noch von dem A/D-Wandler umgesetzt werden kann, vorgesehen werden, so daß das umzusetzende Signal den gesammten Arbeitsbereich des A/D- Wandlers abzüglich der Sicherheitsreserve abdeckt. Die Si- cherheitsreserve sollte derart bemessen sein, daß kurzzeitige Empfangssignalüberhöhungen innerhalb der Zeitkonstante des in der AGC-Schaltung verwendeten Reglers ausgeglichen werden können. So kann die Sicherheitsreserve je nach Anwendungsfall beispielsweise bei schnurlosen digitalen Telefonen 75 des Aussteuerbereichs des A/D-Wandlers betragen, wobei eine kurz- zeitige Übersteuerung des A/D-Wandlers hingenommen werden kann.

Als AGC-Schaltungen sind sowohl dem A/D-Wandler vorgeschalte- te Varianten als auch dem A/D-Wandler nachgeschaltete Varian- ten bekannt. AGC-Schaltungen, welche dem A/D-Wandler nachge- schaltet sind, besitzen den Vorteil, daß kein Abgleich zwi- schen dem Eingangspegel des A/D-Wandlers und dem Eingangspe- gel der AGC-Schaltung durchgeführt werden muß.

Aus der DE 43 19 376 Cl ist ein Verfahren und eine Schal- tungsanordnung zur Analog/Digital-Wandlung von Signalen mit unterschiedlichen Signalpegeln bekannt, bei dem bzw. bei der das Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers von einer lo- gischen Schaltungseinheit, die mit dem Ausgang des Ana- log/Digital-Wandlers verbunden ist, überwacht wird und bei dem der dem Analog/Digital-Wandler zugeführte Signalpegel von der logischen Schaltungseinheit in Abhängigkeit von dem Er- gebnis der Überwachung derart eingestellt wird, daß der Si- gnalpegel des Ausgangssignals innerhalb eines bestimmten Be- reiches bleibt.

In Fig. 4 ist ein Beispiel für einen HF-Empfänger mit einer bekannten AGC-Schaltung dargestellt, welche dem A/D-Wandler nachgeschaltet ist. Ein Empfangs-oder Eingangssignal wird dem HF-Empfangsteil 2 des HF-Empfängers über eine Antenne 1 zugeführt. Wie bereits erwähnt worden ist, arbeitet das HF- Empfangsteil 2 analog. Das analoge Empfangssignal wird daher zur Digitalisierung einem A/D-Wandler 4 zugeführt, dessen Eingangssignalpegel über einen Regelkreis geregelt wird, wo- bei der Regelkreis einen Verstärker 3, der zwischen dem HF- Empfangsteil 2 und dem A/D-Wandler 4 angeordnet ist, mit va- riabler Verstärkung umfaßt. Bei dem in Fig. 4 gezeigten A/D- Wandler 4 handelt es sich um einen 8 Bit-A/D-Wandler, dessen 8 Bit-Ausgangswert einer Einheit 5 zugeführt wird, welche den Absolutwert des vom A/D-Wandler gelieferten Signalwerts be- rechnet. Der somit ermittelte Absolutwert wird mit negativem Vorzeichen einem Addierer 6 zugeführt, der des weiteren eine Sollwertvorgabe SP empfängt, so daß mit Hilfe des Addierers 6

der Sollwert SP mit dem berechneten Absolutwert verglichen und abhängig von dem Vergleichsergebnis ein Stellsignal für den Verstärker 3 erzeugt wird, wobei gemäß Fig. 4 das Stell- signal durch Kombination zweier Teilsignale mit Hilfe eines Addierers 9 erzeugt wird. Das erste Teilsignal wird von einer Einheit 7 geliefert, welche das ihr zugeführte Differenzsi- gnal integriert und skaliert, während das zweite Teilsignal von einem Tiefpaßfilter erster Ordnung (LP) 8 geliefert wird, welcher das ihm zugeführte Differenzsignal ebenfalls zudem skaliert. Die Einheit 7 repräsentiert somit den I-Anteil ei- nes PI-Reglers, während die Einheit 8 den P-Anteil des PI- Reglers repräsentiert. Mit Hilfe des auf diese Weise gebilde- ten Regelkreises wird die Eingangsverstärkung des A/D-Wand- lers 4 derart geregelt, daß der Absolutwert des Ausgangs- signals des A/D-Wandlers 4 stets innerhalb eines bestimmten Bereichs bleibt bzw. sich innerhalb einer bestimmten Zeit dem Sollwert SP annähert.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein neues Verfahren und eine neue Schaltungsanordnung zum Regeln des einem Analog/Digital-Wandler zugeführten Signalpegels be- reitzustellen, womit eine möglichst einfache Regelung des dem Analog/Digital-Wandler zugeführten Signalpegels möglich sein soll. Insbesondere soll die Schaltungsanordnung mit einer mi- nimalen Anzahl an Komponenten auskommen.

Die oben genannte Aufgabe wird gemäß der vorliegenden Erfin- dung durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruches 1 bzw. eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspru- ches 9 gelöst. Die Unteransprüche beschreiben bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung.

Die Erfindung geht davon aus, daß das Empfangssignal bei di- gitalen Funksystemen, wie z. B. bei CDMA-Systemen (Code Divi- sion Multiple Access), über die Zeit unabhangig von der In- formation einer bestimmten statistischen Verteilung entspre- chen soll. Daher wird erfindungsgemäß vorausgesetzt, daß es

ausreichend ist, die Regelung des dem A/D-Wandler zugefuhrten Signalpegels derart zu gestalten, daß über einen gewissen Zeitraum lediglich eine bestimmte Anzahl von Ausgangssignalen des A/D-Wandlers oberhalb eines bestimmten normierten Signal- pegels liegen. Dies kann dadurch überwacht werden, daß die Änderungswahrscheinlichkeit oder Änderungsrate des Ausgangs- signals des A/D-Wandlers erfaßt wird.

Insbesondere wird angenommen, daß es ausreichend ist, die Wahrscheinlichkeit, mit der sich die Information eines be- stimmten Bits des Ausgangssignals des A/D-Wandlers ändert, derart zu regeln, daß sie stets innerhalb eines bestimmten Bereichs liegt und einen vorgegebenen Grenzwert nicht über- schreitet. Dies ist möglich, da die Ausgangsbits des A/D- Wandlers gewissen Schwellen entsprechen, die mit dem Modulo- Faktor ihrer Wertigkeit öfter vorkommen. Vorteilhafterweise wird hierzu eines der höherwertigeren Bits des Ausgangs- signals des A/D-Wandlers überwacht.

Die Wahrscheinlichkeit, mit der sich das überwachte Ausgangs- bit des A/D-Wandlers verändert, muß kleiner als 50% sein. Die Stabilität des Systems ist jedoch umso besser, je kleiner dieser Grenzwert ist. Wird jedoch der Grenzwert zu klein ge- wählt, werden unter Umständen nicht samtliche Bits des A/D- Wandlers genutzt und somit Systemressourcen vergeudet. Als vorteilhaft hat sich ein Grenzwert von 25% herausgestellt, da dieser Wert einen guten Kompromiß zwischen den zuvor erwähn- ten Erfordernissen darstellt. Dieser Grenzwert wird daher vorteilhafterweise als Sollwertvorgabe für die Regelung des Eingangssignalpegels des A/D-Wandlers verwendet, d. h. der Eingangssignalpegel des A/D-Wandlers wird derart geregelt, daß sich das überwachte Ausgangsbit des A/D-Wandlers im zeit- lichen Mittel maximal mit einer Wahrscheinlichkeit von 25%, d. h. alle vier Abtastwerte, verändert. Bei einem 8 Bit-A/D- Wandler kann somit beispielsweise die Änderungswahrschein- lichkeit oder Änderungsrate des sechsten Bits auf 25% gere- gelt werden.

Das zuvor beschriebene Prinzip der Erfindung ermöglicht den Aufbau einer AGC-Schaltung mit einer minimalen Anzahl an zu- dem preiswerten Komponenten. Dies resultiert daraus, daß ge- mäß der vorliegenden Erfindung nicht auf einen konkreten Aus- gangswert des A/D-Wandlers, sondern auf die Anderungsrate bzw. Anderungswahrscheinlichkeit des A/D-Wandlers geregelt wird. Die AGC-Schaltung kann insbesondere derart aufgebaut sein, daß sie die Änderung des Ausgangssignals des A/D-Wand- lers, insbesondere die Änderung eines besimmten Ausgangsbits, mit dem Zeitverlauf ins Verhältnis setzt. Wird auf diese Wei- se eine geringe Anderungsrate erfaßt, wird von einer entspre- chenden Regelschaltung die Eingangsverstärkung des A/D-Wand- lers erhöht bzw. im anderen Fall verringert.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die bei- gefügte Zeichnung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele er- läutert.

Fig. 1 zeigt einen Hochfrequenz-Empfänger mit einer AGC- Schaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorlie- genden Erfindung, Fig. 2 zeigt einen Hochfrequenz-Empfänger mit einer AGC- Schaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorlie- genden Erfindung, Fig. 3 zeigt einen Hochfrequenz-Empfänger mit einer AGC- Schaltung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorlie- genden Erfindung, und Fig. 4 zeigt einen Hochfrequenz-Empfänger mit einer AGC- Schaltung gemäß dem Stand der Technik.

Gemäß Fig. 1 umfaßt der dargestellte Empfänger wieder ein HF- Empfangsteil 2, dem über eine Antenne 1 ein HF-Empfangssignal zugeführt wird. Das HF-Empfangsteil 2 arbeitet analog und

mischt das Empfangssignal in das Basisband, wobei das von dem HF-Empfangsteil 2 gelieferte Basisbandsignal einem A/D-Wand- ler 4 zugeführt wird, der dieses Signal in eine digitale Da- tenfolge umsetzt. Der Verstärkungsfaktor eines vor den A/D- Wandler 4 geschalteten Eingangsverstärkers 3 ist variabel und wird durch einen PI-Regler 14 derart eingestellt, daß am Ein- gang des A/D-Wandlers 4 ein optimaler Signalpegel anliegt.

Nachfolgend wird davon ausgegangen, daß als optimaler Si- gnalpegel ein Signalpegel angesehen wird, der 1/4, d. h. 25, des maximalen Signalpegels entspricht. Die somit verwendete Sicherheitsreserve von 75% sollte ausreichen, um die durch Fast-Fading-Effekte hervorgerufenen Signalüberhöhungen auszu- gleichen. In diesem Fall kann die Anderungsrate des zweiten Bits unterhalb des höchstwertigen Bits (most significant bit, msb) überwacht werden, um die Einhaltung der 25%-Schwelle des Eingangssignalpegels des A/D-Wandlers 4 zu gewährleisten. Die für den Fall eines Eingangssignalpegels, der 25% des maxima- len Signalpegels entspricht, auftretende Anderungsrate des zweiten Bits unterhalb des höchstwertigen Bits, d. h. bei ei- nem 8 Bit-A/D-Wandler des Bits Nr. 5, wird daher als Soll- wertvorgabe SP verwendet und dem PI-Regler 14 zugeführt.

Die Anderungsrate des entsprechenden Bits des Ausgangssignals des A/D-Wandlers 4 wird gemäß Fig. 1 von einer Logikschaltung überwacht, welche abhängig von den Umschaltzeitpunkten des überwachten Bits entsprechende Impulse liefert. Diese Logik- schaltung umfaßt ein XOR-Gatter 10, welches den Zustand des überwachten Bits mit demjenigen des höchstwertigen Bits ver- gleicht und den Ausgangswert"1"liefert, falls sich das höchstwertige Bit bzw. das Vorzeigenbit und das überwachte Bit unterscheiden. Des weiteren umfaßt die Logikschaltung ein dem XOR-Gatter 10 nachgeschaltetes OR-Gatter 11, welches je- doch nur erforderlich ist, falls ein A/D-Wandler 4 mit Be- grenzungsfunktion (Clipping) verwendet wird, wobei in diesem Fall der A/D-Wandler 4 einen bestimmten durch seine Wortbrei- te definierten Maximalwert ausgibt, falls der Eingangswert

größer als der Maximalwert ist. Das OR-Gatter 11 empfängt als Eingangssignale ein Steuersignal OV, welches im Begrenzungs- fall den Wert"1"besitzt, sowie das Ausgangssignal des XOR- Gatters 10.

Dem OR-Gatter 11 ist ein Monoflop 12 nachgeschaltet, welches synchron zu demjenigen Zeitpunkt gesetzt wird, bei dem die vorgeschaltete Logik eine Information auf dem interessieren- den Bit erfaßt. Dies wird dadurch erreicht, daß der A/D- Wandler 4 und das Monoflop 12 mit demselben Taktsignal CLK getriggert werden. Das Monoflop 12 erzeugt jedesmal, wenn das überwachte Bit eine Information enthält, d. h. den Wert"1" besitzt, einen Impuls konstanter Dauer, wobei die Impulsdauer kürzer als die Dauer einer Abtastperiode ist.

Das Ausgangssignal des Monoflops 12 ist einem Tiefpaßfilter 13 erster oder höherer Ordnung zugeführt, welches die an ihm anliegende Impulsfolge zeitlich mittelt und somit ein Aus- gangssignal erzeugt, das proportional zu der mittleren Anzahl der letzten Impulse ist. Die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters sollte der Länge eines Zeitschlitzes (Slots) des Empfangs- signals bzw. einem Vielfachen ( ! 10) der Abtastrate des A/D- Wandlers 4 entsprechen.

Das auf diese Weise erzeugte Istwertsignal der Anderungsrate des sechsten Bits, d. h. des Ausgangsbits Nr. 5, des A/D- Wandlers 4 ist dem bereits erwähnten PI-Regler 14 zugeführt, der die durch das Istwertsignal angezeigte Ist-Anderungsrate des überwachten Bits mit dem vorgegebenen Sollwert SP ver- gleicht und abhängig von der Differenz ein Einstellsignal fur den Eingangsverstärker 3 derart erzeugt, daß die Eingangsver- stärkung erhöht wird, falls der Impulsmittelwert unterhalb des Sollwerts SP liegt, während die Eingangsverstärkung ver- ringert wird, falls der Impulsmittelwert oberhalb des Soll- werts SP liegt.

Das Ausgangssignal des PI-Reglers 14 kann mit Hilfe eines weiteren A/D-Wandlers, der mit einer niedrigen Abtastrate ar- beitet, in ein digitales AGC-Signal für jeden beliebigen Microcontroller umgesetzt werden.

Bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsvariante handelt es sich um einen Entwurf mit einer analogen PI-Regelschaltung.

Um die mit analogen Bauteilen verbundenen Nachteile hinsicht- lich der Einhaltung von Toleranzen und Schaltungsdrift zu vermeiden, kann die in Fig. 2 gezeigte Schaltungsvariante mit digitalen Komponenten verwendet werden. Zur Vereinfachung der Schaltung wurde der PI-Regler durch einen I-Regler ersetzt.

Gemäß Fig. 2 ist der in Fig. 1 gezeigte analoge Abschnitt mit dem Monoflop 12, dem Tiefpaßfilter 13 und dem PI-Regler 14 durch eine entsprechende Ersatzschaltung mit einem Multiple- xer 15 und einem Akkumulator 16 bzw. einen Addierer mit rück- gekoppeltem Ausgang ersetzt. Bei dem Akkumulator 16 handelt es sich in diesem Fall um einen 20 Bit-Akkumulator. Die Größe des Akkumulators 16 ist derart zu bemessen, daß es innerhalb der Regelkreis-Zeitkonstante zu keinem Überlauf kommt.

An den Eingängen des Multiplexers 15 liegen fest die Werte "+1"und"-1"an. Der Multiplexer 15 wird von dem Ausgangs- signal des OR-Gatters 11 derart angesteuert, daß er den Wert "-1"an seinen Ausgang durchschaltet, falls die Logikschal- tung mit dem XOR-Gatter 10 und dem OR-Gatter 11 eine Informa- tion, d. h. den Wert"1", auf dem überwachten Bit erkannt hat, während im anderen Fall der Wert"+1"durchgeschaltet wird.

Der Ausgabewert des Multiplexers 15 wird dem Akkumulator bzw.

Addierer 16 zugeführt, der vorzugsweise intern eine Logik zur Vermeidung von tberlauf aufweist. Der akkumulierte Ausgabe- wert des Akkumulators 16 wird zur Erzeugung des Einstellsi- gnals für den Eingangsverstärker 3 verwendet, wobei hierzu dem Eingangsverstärker 3 insbesondere die oberen acht Bits des Ausgabewerts des Akkumulators 16 zugeführt werden.

Bei dem in Fig. 2 gezeigten Ausführungsbeispiel ist der Re- gelkreis lediglich mit einem I-Anteil ausgestattet. Um den Regelkreis um einen P-Anteil zu ergånzen, kann die in Fig. 2 gezeigte Schaltung analog zu der in Fig. 4 gezeigten Schal- tung um einen Abschnitt erweitert werden, welcher samtliche Ausgangsbits des A/D-Wandlers 4 überwacht und daraus den Ab- solutwert berechnet und mit dem vorgegebenen Sollwert SP ver- gleicht. Der somit ermittelte Differenzwert kann wiederum ei- nem digitalen Tiefpaßfilter erster Ordnung zugeführt, ska- liert und das somit skalierte Ergebnis zu dem I-Anteil des Akkumulators 16 hinzuaddiert werden. Eine entsprechende Schaltung ist in Fig. 3 gezeigt, wobei die der in Fig. 4 dar- gestellten Schaltung entsprechenden Komponenten mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Anstelle der Absolutwertbildung durch die Einheit 5 kann auch das Ausgangssignal des A/D- Wandlers 4 quadriert werden.