La présente invention concerne le domaine des chargeurs d’accumulateurs électriques, en particulier pour les véhicules automobiles électriques ou hybrides.

Plus précisément l’invention concerne un procédé de commande en fréquence de la tension d’entrée d’un convertisseur courant continu-courant continu pour un chargeur d’accumulateurs électriques.

Les chargeurs d’accumulateurs électriques, plus communément appelés chargeurs, de véhicule automobile électriques nécessitent d’importantes puissances de recharges, par exemple pouvant aller jusqu’à 22kW en triphasé, ou 7kW en monophasé.

Ces chargeurs comprennent généralement deux étages de conversion de puissance : un premier étage de correction du facteur de puissance, plus connu sous son nom anglophone Power Factor Correction, généralement abrégé en PFC, assurant la conversion alternatif/continu (AC/DC) des tensions réseaux vers un bus continu (bus DC) et un deuxième étage de conversion continu- continu, dit DCDC, assurant le contrôle du courant de sortie nécessaire à la charge de la batterie ainsi qu’une isolation galvanique du chargeur grâce à un transformateur.

En référence à la figure 1 d’art antérieur, deux bus de tension continue DC de sortie, aux bornes des capacités de sortie, sont couplés à un convertisseur DCDC chacun.

Le DCDC peut notamment être du type LLC, tel que représenté figure 2, comprenant un transformateur 22 assurant une isolation galvanique du chargeur.

La figure 3 représente un schéma simplifié du montage du convertisseur DCDC de la figure 2, comprenant une capacité Cr et deux inductances Lr et Lm. La tension d’entrée correspond au bus continu DC et la tension de sortie est la tension de la batterie. Le gain correspond alors au rapport des deux tensions.

Le premier pont de mosfet 120 du DCDC de type LLC fonctionne avec un rapport cyclique de 50% et est commandé en fréquence. En effet, une commande en fréquence permet d’adapter le gain du DCDC et de régler la tension des bus DC en entrée du chargeur à une consigne déterminée. Selon la tension de la batterie et la puissance demandée, la fréquence peut fluctuer par exemple entre 60kHz et 200kHz.

Les solutions proposées dans l’art antérieur pour la commande de ce type de convertisseurs DCDC présentent généralement des régulations de la tension de sortie tel que celle divulguée dans la publication DRGONA, Peter, FRIVALDSKŸ, Michal, et SIMONOVÂ, Anna. A New Approach of Control System Design for LLC Résonant Converter. In : MATLAB for Engineers-Applications in Control, Electrical Engineering, IT and Robotics. InTech, 2011, dans lequel la tension de sortie du DCDC est commandée en utilisant la fréquence de découpage. Une fonction de transfert entre rapport cyclique et tension de sortie est déduite à partir de méthodes d’identification en utilisant un modèle hardware PSPICE simulant des dynamiques des réponses de tension de sortie à un échelon de fréquence. Un régulateur est ensuite conçu en se basant sur la fonction de transfert déduite précédemment.

La fonction de transfert peut aussi être obtenue par la méthode dite « petit signal » qui consiste à déduire une fonction de transfert à partir d’une excitation autour d’un point de fonction, et de la mesure de la réponse du DCDC, tel que décrit dans la thèse de doctorat de YANG, Bo. Topology investigation of front end DC/DC converter for distributed power System. 2003. Néanmoins, cette fonction de transfert n’est valable qu’au point de fonctionnement considéré et devient obsolète à chaque changement de point de fonctionnement. Il est donc nécessaire de la recalculer à chaque fois. Aussi une telle solution est relativement complexe à mettre en œuvre et coûteuse en temps de calcul.

On connaît aussi des commandes en régulation de courant continu si la tension en sortie varie sur une plage réduite.

Enfin on connaît aussi de la publication FANG, Zhijian, WANG, Junhua, DUAN, Shanxu, et al. Control of an LLC Résonant Converter Using Load Feedback Linearization. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, vol. 33, no 1, p. 887-898 dans laquelle une régulation est construite par commande linéarisante (aussi appelée en anglais feedback linearization) pour commander la tension de sortie d’un DCDC LLC. Cette publication décrit un modèle non linéaire à 7 états, réduit par la suite à 2 états et propose une commande par boucle PI. Toutefois une telle solution impose des adaptations matérielles et logicielles complexes et coûteuses.

Il arrive que la tension de sortie soit imposée par la batterie. En outre, il arrive, en particulier dans les applications de véhicules automobiles électriques que cette tension de sortie varie sur une large plage de valeurs, par exemple entre 250V et 430V.

Aussi, une régulation de la tension DC en entrée est souhaitable, car elle permet d’imposer une tension DC aux bornes des capacités, en sortie du PFC.

Toutefois, la régulation de la tension DC en entrée du convertisseur LLC DCDC est un sujet pour lequel l’art antérieur n’apporte aucune solution satisfaisante.

Il existe dès lors le besoin d’une solution pour commander la tension continue DC en entrée du convertisseur LLC DCDC de manière rapide et fiable.

On propose un procédé de commande en fréquence de la tension d’entrée d’un convertisseur courant continu - courant continu comprenant des étapes préalables de :

- définition d’une valeur de fréquence de commande maximale et d’une valeur de fréquence de commande minimale ;

- définition d’une valeur de tension de consigne ;

- définition d’une valeur d’erreur supérieure et d’une valeur de tension limite supérieure associée ; d’une valeur d’erreur inférieure et d’une valeur de tension limite inférieure associée, lesdites valeurs de tension limites supérieure et inférieure définissant une amplitude d’erreur autour de ladite valeur de tension de consigne ;

le procédé comprenant en outre :

- un étape d’obtention d’une valeur mesurée de la tension d’entrée ;

- une étape de calcul d’une valeur de fréquence de commande dudit convertisseur courant continu - courant continu, dans laquelle :

- si la tension mesurée est supérieure à ladite tension limite supérieure, la fréquence de commande correspond à ladite fréquence de commande minimale ; - si la tension mesurée est inférieure à la dite tension limite inférieure, la fréquence de commande correspond à ladite fréquence de commande maximale; et

- si la tension mesurée est comprise entre ladite tension limite supérieure et ladite tension limite inférieure, la fréquence de commande correspond à une fréquence moyenne calculée en fonction de l’écart entre la valeur de tension de consigne et la tension mesurée, des valeurs d’erreur supérieure et inférieure et des valeurs de fréquence de commande maximale et minimale.

Ainsi, on peut obtenir un procédé de commande de la tension d’entrée d’un convertisseur courant continu - courant continu rapide et robuste.

Avantageusement et de manière non limitative, lorsque la tension mesurée est comprise entre ladite tension limite supérieure et ladite tension limite inférieure, la fréquence de commande est calculée par l’application de l’équation suivante : dans laquelle la valeur erreur correspond à la différence VDCR-VDCM entre la valeur de tension de consigne et la tension mesurée. Ainsi, on peut assurer une convergence précise vers la valeur de consigne lorsque la tension mesurée est proche de la tension de consigne, et annuler l’erreur statique.

Avantageusement et de manière non limitative, la commande est au moins en partie régulée par un régulateur à boucle ouverte. Ainsi, on peut affiner le calcul de fréquence de commande.

En particulier, la commande est régulée en fréquence par une régulation proportionnel-intégral seulement lorsque la tension mesurée est comprise entre ladite tension limite supérieure et ladite tension limite inférieure. Ainsi, on peut améliorer la commande en affinant de manière sélective le calcul de fréquence de commande lorsque la tension mesurée est proche de la tension de consigne.

L’invention concerne aussi un dispositif de commande en fréquence d’un convertisseur courant continu - courant continu comprenant des moyens pour mettre en œuvre le procédé tel que décrit précédemment. L’invention concerne aussi un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques comprenant :

- un étage de correction du facteur de puissance ;

- un convertisseur courant continu-courant continu résonant de type LLC ; et

- un dispositif de commande en fréquence dudit convertisseur courant continu-courant continu tel que décrit précédemment.

D’autres particularités et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description faite ci-après d’un mode de réalisation particulier de l’invention, donné à titre indicatif mais non limitatif, en référence aux dessins annexés sur lesquels :

- la figure 1 est une vue schématique d’un chargeur d’accumulateurs électrique connu de l’art antérieur ;

- la figure 2 est une vue de détail d’un convertisseur courant continu-courant continu d’un chargeur selon la figure 1 ;

- la figure 3 est un schéma simplifié d’un circuit LLC d’un convertisseur courant continu-courant continu selon la figure 2 ;

- la figure 4a est une représentation schématique du procédé selon un mode de réalisation de l’invention ;

- la figure 4b est une vue de détail d’une étape de calcul du procédé selon le mode de réalisation de la figure 4a ;

- la figure 5 est une représentation schématique de la commande en fréquence appliquée du procédé, avec en abscisse le temps et en ordonnée des Volts, en fonction des tensions limites, de la tension de consigne et de la tension mesurée, de l’étape de calcul du procédé selon le mode de réalisation de la figure 4a ; et

- la figure 6 est un organigramme du procédé mis en œuvre selon le mode de réalisation de la figure 4a.

Les figures 1 à 6 se rapportant à un même mode de réalisation, elles seront commentées simultanément.

En référence à la figure 1 , un chargeur 1 d’accumulateurs électriques 13 connecté à un réseau électrique triphasé 10 comprend un étage de correction du facteur de puissance 11 , aussi appelé étage PFC 11 , et des convertisseurs courant continu-courant continu DCDC 12a et 12b comportant chacun un onduleur 212.

Le réseau électrique triphasé 10 est monté à un filtre d’entrée 14 transmettant des courants d’entrée filtrés à l’étage PFC 11.

En sortie du PFC 11 deux bus de tension continue DC, connectés au bornes des capacités de sortie de l’étape PFC 11 , sont couplées chacun à un convertisseur DCDC 12a, 12b, reliés en sortie en parallèle à une batterie d’accumulateurs 13.

Chaque DCDC 12a, 12b, dont un seul exemplaire est représenté figure 2, comprend un pont de mosfet d’entrée 120, un circuit LLC 121 , dont une représentation équivalente simplifiée est représentée figure 3, un transformateur 22 et un pont de diodes de sortie 122.

Le chargeur 1 comprend en outre des moyens de commande 15 des convertisseurs courant continu-courant continu 12 aptes à mettre en œuvre un procédé de commande 60 selon l’invention.

Le procédé de commande 60 selon l’invention vise à commander en fréquence les tensions d’entrée des convertisseurs courant continu-courant continu 12.

En référence aux figures 4, 5 et 6, le procédé de commande d’un convertisseur courant continu-courant continu comprend une pluralité d’étapes préliminaires 61 , 62, 63. Ces étapes préliminaires 61 -63 sont indépendantes les unes des autres. Les étapes préliminaires 61 -63 visent à définir des paramètres de fonctionnement du procédé ; elles peuvent être réalisées préalablement à la mise en œuvre du procédé, par exemple lors d’une phase d’étalonnage, ou dynamiquement au début du procédé.

Ces étapes préliminaires 61-63 peuvent en outre être reproduites durant le fonctionnement du procédé 60, afin de modifier dynamiquement les paramètres de fonctionnement du procédé.

Tout d’abord, on met en œuvre une étape de définition 61 d’une valeur de fréquence de commande maximale FRMAX et d’une valeur de fréquence de commande minimale FRMIN, par exemple ici une fréquence maximale FRMAX de 200 KHz, et une fréquence minimale FRMIN de 60 KHz. Ensuite on met en œuvre une étape de définition 62 d’une valeur de tension de consigne VDCR vers laquelle la tension d’entrée doit converger. Dans l’exemple de réalisation de la figure 5, VDCR = 450V.

Ensuite on définit 63 une zone d’erreur 51 , définie par deux valeurs d’erreur, une valeur d’erreur supérieure eps et une valeur d’erreur inférieure -eps, ces deux valeurs d’erreur permettant de définir une valeur de tension limite supérieure VDRC + eps et une valeur de tension limite inférieure VDCR - eps.

Dans cet exemple de réalisation on définit une tension d’erreur +eps=100V et -eps=-100V.

Ces valeurs de tensions limite supérieure VDRC + eps et inférieure VüC _R -eps encadrant la tension de consigne VDCR, définissent ainsi une amplitude d’erreur autour de la tension de consigne VDCR.

Dans ce mode de réalisation, les valeurs d’erreur supérieure eps et inférieure -eps présentent une valeur absolue égale, de sorte à définir une zone d’erreur autour de la valeur de tension de consigne VDCR symétrique. Toutefois l’invention n’est pas limitée à cette égalité de valeur absolue, et on peut prévoir des valeurs d’erreur supérieure eps et inférieure -eps ayant une valeur absolue différente.

Ensuite le procédé met en œuvre une étape d’obtention 64 d’une valeur mesurée de la tension d’entrée VDCM.

Une étape de calcul 65 d’une valeur de fréquence de commande du convertisseur courant continu-courant continu est alors mise en œuvre.

Au cours de cette étape de calcul 65, on compare la tension d’entrée mesurée VDCM avec les valeurs de tensions limite supérieure VDCR + eps et inférieure VDCR - eps.

Si la tension mesurée VDCM est supérieure ou égale à ladite tension limite supérieure VDCR + eps, alors on applique une fréquence de commande F égale à ladite fréquence de commande minimale FR _MIN .

Si la tension mesurée VDCM est inférieure ou égale à la tension limite inférieure VDCR - eps, alors on applique une fréquence de commande F égale à la fréquence de commande maximale FR _MAX .

Enfin, si la tension mesurée VDCM est strictement comprise entre ladite tension limite supérieure VDCR + eps et ladite tension limite inférieure VDCR - eps, la fréquence de commande F correspond à une fréquence moyenne FMOY calculée en fonction de l’écart entre la tension mesurée et la tension de consigne, des valeurs des erreurs limites supérieure et inférieure et des valeurs de fréquence de commande maximale et minimale.

Cette fréquence moyenne FMOY est calculée selon l’équation suivante :

dans laquelle :

- la valeur erreur correspond à la différence entre la valeur de tension de consigne VDCR et la tension mesurée VDCM, soit erreur=VDCR-VDCM Autrement dit, le couple de paramètres d’erreur -eps, eps, permet de définir une zone d’erreur proche de la consigne VDCR, dans laquelle les moyens de commande calculent une fréquence FMOY qui permet de converger précisément à la valeur de consigne VDCR.

En effet, lorsque l’erreur VDRC - VDRM atteint l’un des seuils -eps, eps une fréquence de commande est calculée pour atteindre précisément la consigne et annuler l’erreur statique.

Au-delà ou en deçà de cette zone d’erreur, respectivement, la fréquence minimale FRMIN OU maximale FRMAX est appliquée comme décrit par logique suivante, pour assurer une convergence efficace.

En référence à la figure 4a, un régulateur Proportionnel Intégral 42, appelé plus communément régulateur PI, est activé lorsque la tension mesurée VDCM est strictement comprise entre ladite tension limite supérieure VDCR + eps et ladite tension limite inférieure VDCR - eps. Ceci permet d’affiner le calcul de fréquence F à appliquer et améliore la convergence de la tension mesurée sur quelques volts.

La sortie du premier étage de commande 41 arrive par conséquent comme commande à régulation à boucle ouverte dite feed-forward e t est additionnée 43 aux résultats obtenus par le régulateur PI 42.