DOMAINE TECHNIQUE

L’invention se rapporte au domaine des convertisseurs de puissance électrique, permettant de délivrer une tension continue.

L’invention concerne plus particulièrement un convertisseur de tension permettant de limiter les pertes énergétiques lors de la commutation des interrupteurs, notamment pour des puissances inférieures à un seuil prédéterminé.

ETAT DE LA TECHNIQUE

De manière classique, les convertisseurs de tension continu/continu permettent de convertir une énergie électrique continue, présentant un niveau de tension donné, en une énergie continue présentant un autre niveau de tension, qu’il soit supérieur ou inférieur.

Les applications sont nombreuses. On peut par exemple citer la conversion continue/continue au sein de réseaux embarqués avioniques ou ferroviaires ou encore les chargeurs de batterie des appareils électroniques ou des véhicules électriques.

L’invention concerne plus particulièrement les convertisseurs « Dual Active Bridge » (DAB) dans la littérature anglosaxonne. Ces convertisseurs présentent une structure électronique particulière reposant sur un élément inductif central, tel qu’un transformateur. Un premier enroulement du transformateur est relié à un circuit primaire comportant deux bornes destinées à être reliées directement ou indirectement à une source de tension alternative ou continue. Le circuit primaire comporte en outre un bras d’onduleur comportant deux interrupteurs, formant ainsi une structure dite en « demi- pont » ou en « pont complet » lorsque deux bras d’onduleur sont présents. Le second enroulement de l’élément inductif est relié à un circuit secondaire fournissant une tension continue de sortie. Le circuit secondaire comporte également un bras d’onduleur comportant deux interrupteurs, formant ainsi une structure en demi-pont ou en pont complet lorsque deux bras d’onduleur sont présents. Un exemple de convertisseur de type DAB alimenté par une source de tension alternative est illustré dans le document FR3099663.

En faisant commuter les interrupteurs des circuits primaire et secondaire à des fréquences prédéterminées, qui peuvent d’ailleurs varier au cours du temps, il est possible de moduler la tension de sortie du convertisseur.

Cependant, en dehors de certaines plages de puissance prédéterminées, les composants du convertisseur chauffent de manière excessive, ce qui peut conduire à la diminution des performances du convertisseur, voire à la diminution de sa durée de vie.

Ainsi, il est recherché de limiter ces échauffements en faisant commuter les interrupteurs des bras d’onduleur du convertisseur lorsque la tension à leurs bornes est nulle. La commutation en « Zero Voltage Switching » (ZVS) dans la littérature anglosaxonne peut s’obtenir en utilisant le courant présent dans l’élément inductif du convertisseur pour décharger les capacités parasites présentes aux bornes des interrupteurs des bras d’onduleur. Lorsque la capacité parasite est déchargée, la tension est alors égale à zéro et la mise en conduction de l'interrupteur peut être provoquée avec un minimum d’énergie dissipée sous forme de chaleur. Cependant, cette solution nécessite généralement de connaître la valeur du courant instantané. Or la détection instantanée d’une grandeur, et sa prise en compte sans délai pour une action quasi immédiate est très complexe à mettre en œuvre au sein d’un convertisseur de tension.

En outre, le fonctionnement actuel des convertisseurs de type DAB ne permet pas de maintenir les conditions de commutation en ZVS sur toute la plage de puissance transmise. En effet, lorsque la puissance transmise diminue et passe en dessous d’un seuil prédéterminé, le courant traversant l’élément inductif central est trop faible pour permettre de réaliser des commutations en ZVS.

Le problème technique que se propose de résoudre l’invention est de mettre au point un procédé de commande d’un convertisseur de tension permettant de limiter les pertes énergétiques lors de la commutation des interrupteurs, notamment pour des puissances inférieures à un seuil prédéterminé. EXPOSE DE L’INVENTION

Pour résoudre ce problème, le Demandeur a mis au point un procédé de commande de deux catégories principales de convertisseurs de tension. Une première catégorie concerne les convertisseurs directement alimentés par une source de tension continue, telle qu’une batterie. La seconde catégorie concerne les convertisseurs alimentés par une source de tension alternative.

Ainsi, selon un premier aspect, l’invention porte sur un procédé de commande d’un convertisseur de tension comprenant : un circuit primaire comportant : deux bornes principales destinées à être connectées à une source délivrant une tension d’entrée continue, au moins un premier bras d’onduleur comportant deux interrupteurs, le bras premier d’onduleur étant connecté auxdites bornes d’entrée, un premier bras capacitif comportant au moins deux éléments capacitifs, le premier bras capacitif étant monté en parallèle avec le premier bras d’onduleur, et un premier enroulement d’un transformateur, connecté entre un premier point d’interconnexion situé entre les interrupteurs du premier bras d’onduleur et un second point d’interconnexion situé entre des éléments capacitifs du premier bras capacitif, et un circuit secondaire comportant : au moins un second bras d’onduleur comportant deux interrupteurs, un second bras capacitif comportant au moins deux éléments capacitifs, le second bras capacitif étant monté en parallèle avec le second bras d’onduleur, et un second enroulement dudit transformateur, connecté entre un troisième point d’interconnexion situé entre les interrupteurs du second bras d’onduleur et un quatrième point d’interconnexion situé entre des éléments capacitifs du second bras capacitif.

Le procédé met en œuvre la commutation des interrupteurs des bras d’onduleur des circuits primaire et secondaire pour délivrer une tension de sortie.

Le procédé est caractérisé en ce que lorsque la puissance absorbée entre les bornes d’entrée par la source de tension continue du circuit primaire est comprise en entre deux seuils prédéterminés, les interrupteurs du circuit primaire sont commandés pour effectuer deux fois plus de commutations que les interrupteurs du circuit secondaire sur une période donnée.

Autrement formulé, si on appelle A la tension fournie par la source de tension continue et B la tension présente sur le second bras capacitif, la commutation des interrupteurs des bras d’onduleur des circuits primaire et secondaire permet ainsi de contrôler les échanges d'énergie entre la source de tension A et la source de tension B.

Selon un second aspect, l’invention porte également sur un procédé de commande d’un convertisseur de tension comprenant : un circuit primaire comportant : deux bornes principales destinées à être reliées à une source de tension alternative, un étage redresseur délivrant une tension continue, une des bornes d’entrée de l’étage redresseur étant reliée à l’une des bornes d’entrée principale, au moins un premier bras d’onduleur comportant deux interrupteurs le premier bras d’onduleur étant connecté entre les bornes de sortie de l’étage redresseur, un premier bras capacitif comportant au moins deux éléments capacitifs, le premier bras capacitif étant également connecté entre les bornes de sortie de l’étage redresseur, et un premier enroulement d’un transformateur, connecté entre un premier point d’interconnexion situé entre les interrupteurs du premier bras d’onduleur et un second point d’interconnexion connecté à l’autre borne principale, ledit second point d’interconnexion étant situé entre des éléments capacitifs du premier bras capacitif, et un circuit secondaire comportant : au moins un second bras d’onduleur comportant deux interrupteurs, un second bras capacitif comportant au moins deux éléments capacitifs, le second bras capacitif étant monté en parallèle avec le second bras d’onduleur, et un second enroulement dudit transformateur, connecté entre un troisième point d’interconnexion situé entre les interrupteurs du second bras d’onduleur et un second point d’interconnexion situé entre les éléments capacitifs du second bras capacitif Le procédé met en œuvre la commutation des interrupteurs des bras d’onduleur des circuits primaire et secondaire pour délivrer une tension de sortie.

Il se caractérise en ce que, lorsque la puissance absorbée entre les bornes d’entrée du circuit primaire est comprise en entre deux seuils prédéterminés, les interrupteurs du circuit primaire sont commandés pour effectuer deux fois plus de commutations que les interrupteurs du circuit secondaire sur une période donnée.

Ainsi, en réalisant deux fois plus de commutations des interrupteurs du circuit primaire, le courant dans l’élément inductif est maintenu à un niveau suffisant pour permettre de maintenir la commutation en ZVS dans le circuit primaire, pour des puissances transmises comprises entre les deux seuils prédéterminés. La détermination des temps nécessaires à la réalisation de la commutation en ZVS est par exemple obtenue par la résolution numérique en temps réel d’un système d’équations ou encore par le biais d’une table de correspondance.

Grâce à la commutation en ZVS, les composants du convertisseur ne s’échauffent quasiment pas, ce qui permet de prolonger la durée de vie du convertisseur et d’augmenter son rendement énergétique.

Selon l’invention, la période donnée correspond à un intervalle de temps spécifique, qui ne se reproduit pas forcément à l’identique au cours du temps. En particulier, la durée de la période peut être variable au cours du temps en fonction de la puissance délivrée par le convertisseur. A titre d’exemple, la période a une durée de l’ordre de quelques microsecondes.

En pratique, le second enroulement dudit transformateur est relié au premier point d’interconnexion par l’intermédiaire d’un élément inductif, qui peut être constitué de l’ inductance de fuite du transformateur, ou inclure Einductance de fuite et en série avec un autre élément inductif. De même, l’étage redresseur délivrant une tension continue comporte en pratique un bras d’onduleur comportant deux interrupteurs et un condensateur en sortie, monté en parallèle du bras d’onduleur.

Dans un mode de réalisation avantageux, il est également recherché de faire commuter les interrupteurs lorsque le courant qui les traverse est nul afin de limiter les pertes énergétiques par effet Joule. La commutation à courant nul, ou « Zero Current Switching » (ZCS) dans la littérature anglosaxonne, est appliquée aux interrupteurs du circuit secondaire. Ainsi, sur la période donnée, les commutations des interrupteurs du circuit secondaire sont effectuées à chaque passage par une valeur nulle du courant dans l’inductance du second enroulement, et pour un sens de variation du courant donné.

Ainsi, on ne génère pas systématiquement des commutations au passage à zéro du courant. Le courant peut donc changer de signe sans changer la polarité de la tension de sortie. Une certaine quantité d’énergie peut alors revenir au circuit primaire. Ce faisant, la plage de puissance transmise, pour laquelle les commutations en ZVS et ZCS sont maintenues, présente une borne inférieure abaissée en comparaison des procédés de commande de l’art antérieur. Ainsi, la plage de fonctionnement pour laquelle les pertes sont réduites est élargie.

En pratique, sur la période donnée, après la commutation des interrupteurs du circuit primaire, on génère une commutation supplémentaire des interrupteurs du circuit primaire après que le courant dans le second enroulement du transformateur a changé de sens, de manière à provoquer un nouveau passage par zéro dudit courant, et de manière synchrone audit nouveau passage par zéro, on génère une commutation des interrupteurs du circuit secondaire.

Selon l’invention, les interrupteurs des bras d’onduleurs du circuit primaire commutent par paire. C’est-à-dire que lorsque la tension dans le circuit primaire passe d’un état haut à un état bas ou d’un état bas à un état haut, les interrupteurs du bras d’onduleur commutent sensiblement simultanément de sorte qu’un premier interrupteur passe d’un état fermé à un état ouvert et que le second interrupteur passe d’un état ouvert à un état fermé, sans pour autant n'être jamais conducteurs en même temps. Ce fonctionnement s’applique également aux interrupteurs du circuit secondaire.

En ce qui concerne la structure électronique du convertisseur alimenté par une source de tension continue, le circuit primaire peut comporter deux bras d’onduleur de sorte à former une structure dite en pont complet. En principe, les interrupteurs sont des interrupteurs unidirectionnels. Toutefois, dans certaines applications, les interrupteurs du circuit primaire peuvent être des interrupteurs bidirectionnels rendant ainsi possible l'application d'une tension alternative en lieu et place de la tension continue. Ces derniers sont généralement formés de deux interrupteurs en série, et peuvent permettre le contrôle du passage d'un courant dans les deux sens. Par exemple, les interrupteurs bidirectionnels peuvent être formés de deux transistors en série et reliés par leur source.

DESCRIPTION DES FIGURES

La manière de réaliser l’invention, ainsi que les avantages qui en découlent, ressortiront bien de la description des modes de réalisation qui suivent, à l’appui des figures annexées dans lesquelles :

[Fig 1] La figure 1 est un schéma électrique d’un convertisseur de tension selon un premier mode de réalisation de l’invention,

[Fig 2] La figure 2 est un schéma électrique d’un convertisseur de tension selon un deuxième mode de réalisation de l’invention,

[Fig 3] La figure 3 est un diagramme illustrant l’évolution de la tension dans les circuits primaire et secondaire et du courant dans l’inductance au cours d’une période donnée pour le convertisseur de tension de la figure 1, et

[Fig 4] La figure 4 est un système d’équations permettant de déterminer les instants de commutation des interrupteurs du convertisseur de la figure 1.

DESCRIPTION DETAILLEE DES MODES DE REALISATION

Dans la suite de cette description, on considère un transformateur idéal de rapport 1. Autrement dit, le rapport m= Ns/Np entre le nombre de spires Ns du second enroulement E2, E12, et le nombre de spires Np du premier enroulement El, Eli est égal à 1. Cette hypothèse permet de simplifier les exemples qui suivent, mais l’invention s’applique également pour toute valeur m. Ainsi, avec m=l, le courant Is traversant le circuit secondaire du transformateur et le courant Ip traversant le circuit primaire du transformateur sont tels que Is = Ip.

En outre, pour simplifier la représentation de l'état d'un interrupteur Q1-Q4, Q11-Q14, notamment sur la figure 3, un état ouvert est noté « 0 » et un état fermé est noté « 1 ».

Tel qu’illustré sur les figures 1 et 2, un convertisseur de tension 1000, 2000 comporte un transformateur 20, 40 monté en série avec une inductance Ll, LU, qui peut être constituée de l’inductance de fuite du transformateur, ou inclure cette dernière en série avec un élément inductif spécifique. Le transformateur 20, 40 comporte un premier enroulement El, Eli, connecté au circuit primaire 100, 300 et un second enroulement E2, E12, connecté au circuit secondaire 200, 400.

Au sein du circuit primaire 100, 300, une première borne PI, Pli du premier enroulement El, Eli est connectée entre deux interrupteurs QI, Q2, Qll, Q12 d’un bras d’onduleur 110, 310 par l’intermédiaire de l’inductance Ll, LU, ou bien directement si cette inductance est comprise dans le transformateur 20, 40.

Tel qu’illustré sur la figure 1, dans un premier mode de réalisation, la seconde borne P2 du premier enroulement El est connectée entre deux condensateurs Cl, C2 d’un bras capacitif 120. La tension d’entrée Vin est mesurée entre les bornes principales B1 et B2, reliées aux bornes du bras capacitif 120. Les bornes principales Bl, B2 sont alimentées par une source de tension continue 10.

Tel qu’illustré sur la figure 2, dans un second mode de réalisation, la seconde borne P12 du premier enroulement Eli est connectée à une borne principale B4, alimentée par une source de tension alternative 30, provenant typiquement du réseau électrique. Cette dernière est également connectée à une seconde borne principale B3, elle-même connectée à un étage redresseur 50. La tension d’entrée Vin est mesurée entre les bornes principales B3 et B4.

En variante, l’inductance Ll, LU et le transformateur 20, 40 peuvent être permutés, c’est-à-dire que la seconde borne P2 du premier enroulement El peut être connectée, par l’intermédiaire de l’inductance Ll, entre les deux condensateurs Cl, C2 d’un bras capacitif 120 et la seconde borne P12 du premier enroulement Eli peut être connectée, par l’intermédiaire de l’inductance LU, à la borne principale B4.

L’étage redresseur 50 comporte un bras d’onduleur muni de deux interrupteurs Q15, Q16 entre lesquels la borne principale B3 est connectée. L’étage redresseur 50 comporte en outre un bras capacitif comportant un condensateur Cl 5, relié aux bornes du bras d’onduleur. Les bornes de sortie de l’étage redresseur 50 sont connectées aux bornes du bras d’onduleur 310. En outre, le bras d’onduleur 310 est lui-même connecté à un bras capacitif 320 comportant au moins deux condensateurs Cil, C12.

Sur les deux figures 1 et 2, au sein du circuit secondaire 200, 400, une première borne P3, P13 du second enroulement E2, E12 est connectée entre deux interrupteurs Q3, Q4, Q13, Q14 d’un bras d’onduleur 210, 410. La seconde borne P4, P14 du second enroulement E2, E12 est connectée entre deux condensateurs C3, C4, C13, C14 d’un bras capacitif 220, 420. La tension de sortie Vout est obtenue aux bornes du bras capacitif 220, 420.

Les interrupteurs Q1-Q4, Q11-Q14 sont commandés par un circuit de commande 500, 600 configuré pour mettre en œuvre le procédé de commande de l’invention. Pour ce faire, le circuit de commande 500, 600 ouvre et/ou ferme les interrupteurs Q1-Q4, Qll- Q14 des bras d’onduleur 110, 210 des circuits primaire 100 et secondaire 200 pour délivrer la tension de sortie demandée Vout, quel que soit le niveau de puissance.

En pratique, le procédé de l’invention est appliqué lorsque la puissance absorbée entre les bornes d’entrée B1-B4 est comprise en entre deux seuils de puissance prédéterminés.

Les interrupteurs QI, Q2, Qll, Q12 du circuit primaire 100, 300 sont alors commandés pour effectuer deux fois plus de commutations que les interrupteurs Q3, Q4, Q13, Q14 du circuit secondaire 200, 400, sur une période P donnée.

Les seuils de puissance prédéterminés entre lesquels l’invention s’applique sont dépendants des paramètres du convertisseur. A titre d’exemple, les seuils peuvent dépendre de la taille ou de l’âge des composants constitutifs du convertisseur, ou encore de la puissance demandée et des tensions et courants mis en jeu en sortie du convertisseur. Le seuil supérieur est déterminé en fonction de l’intérêt de réaliser deux fois plus de commutations pour les interrupteurs du circuit primaire. En effet, à partir de ce seuil, la valeur du courant est généralement suffisante pour provoquer systématiquement le fonctionnement en ZVS. Le principe des commutations supplémentaires prévues par l’invention peut alors ne plus trouver d’intérêt.

Le seuil inférieur est déterminé en fonction du ratio des pertes énergétiques engendrées par les commutations. En effet, pour des puissances inférieures à ce seuil, effectuer deux fois plus de commutations pour les interrupteurs du circuit primaire occasionne plus de pertes énergétiques que les méthodes de commutation classiques, telles que la commutation dure ou d’impulsion par impulsion, « pulse by puise » dans la littérature anglosaxonne. En dessous de ce seuil, il convient donc de commander les interrupteurs par l’une de ces méthodes classiques.

En pratique, le diagramme de la figure 3 illustre l’évolution de la tension Up aux bornes de l’ensemble formé par l’inductance L1 et le premier enroulement El, et de la tension Us aux bornes du second enroulement E2, ainsi que le courant Is dans le second enroulement E2 du transformateur 20, sur une période P donnée dans un circuit correspondant à la figure 1. La description ci-dessous peut également s’appliquer au circuit de la figure 2.

Sur une première phase d’une durée dtl, les interrupteurs Q1 du circuit primaire et Q3 du circuit secondaire sont fermés tandis que les interrupteurs Q2 du circuit primaire et Q4 du circuit secondaire sont ouverts.

En première approximation, la tension Up et la tension Us sont des signaux pouvant adopter deux valeurs : un état haut et un état bas. Sur la première phase dtl, la tension Up et la tension Us sont dans un état haut. Le courant Is est croissant et sa pente proportionnelle à la valeur de l’inductance et à la différence de tension entre Up et Us.

Sur une deuxième phase d’une durée Til, les interrupteurs Q2 du circuit primaire et Q3 du circuit secondaire sont fermés tandis que les interrupteurs Q1 du circuit primaire et Q4 du circuit secondaire sont ouverts. Autrement formulé, l’interrupteur Q1 passe de l’état fermé à l’état ouvert tandis que l’interrupteur Q2 est refermé. La tension Up passe donc de l’état haut à l’état bas et la tension Us reste inchangée. Le courant Is est alors décroissant, sa pente étant toujours proportionnelle à la différence de tension entre Up et Us. La variation du courant Is a donc changé de sens par rapport à la phase séquence précédente.

Sur une troisième phase Tri, les interrupteurs Q1 du circuit primaire et Q3 du circuit secondaire sont fermés tandis que les interrupteurs Q2 du circuit primaire et Q4 du circuit secondaire sont ouverts. Autrement formulé, l’interrupteur Q1 est refermé tandis que l’interrupteur Q2 est à nouveau ouvert. La tension de sortie Vout ne change pas car les interrupteurs Q3, Q4 du circuit secondaire n'ont pas changé d'état.

La tension Up passe donc à nouveau à l’état haut et la tension Us reste toujours inchangée. Le courant Is est alors de nouveau croissant et sa pente est identique à la pente de la phase dtl. Ceci permet au courant de repasser par une valeur nulle à l’instant T4, ce qui correspond à la condition de ZCS, et de déclencher la quatrième phase pour commuter les interrupteurs Q3 et Q4 avec des pertes de commutation minimales.

Sur cette quatrième phase Tr2, les interrupteurs Q1 du circuit primaire et Q4 du circuit secondaire sont fermés tandis que les interrupteurs Q2 du circuit primaire et Q3 du circuit secondaire sont ouverts.

La tension Up reste donc inchangée tandis que la tension Us passe de l’état haut à l’état bas. Le courant Is reste croissant mais avec une pente proportionnelle à la différence de tension entre Up et Us, c’est-à-dire plus importante que pour les phases dtl et Tri.

Sur une cinquième phase Tc2, les interrupteurs Q2 du circuit primaire et Q4 du circuit secondaire sont fermés tandis que les interrupteurs Q1 du circuit primaire et Q3 du circuit secondaire sont ouverts.

La tension Up passe de l’état haut à l’état bas, tandis que la tension Us reste à l’état bas. Le courant Is dans le second enroulement E12 du transformateur est alors décroissant et passe d'une valeur positive à une valeur négative.

Sur une sixième phase dt2, les interrupteurs Q1 du circuit primaire et Q4 du circuit secondaire sont fermés tandis que les interrupteurs Q2 du circuit primaire et Q3 du circuit secondaire sont ouverts. La tension Up passe de l’état bas à l’état haut, tandis que la tension Us reste à l’état bas. Le courant Is dans le second enroulement E2 du transformateur est alors croissant avec une pente égale à celle de la phase Tr2.

La phase suivante, correspondant à la septième phase, est identique à la première phase, la période P vient d'être complètement décrite. Les interrupteurs Q1 du circuit primaire et Q3 du circuit secondaire sont donc de nouveau fermés tandis que les interrupteurs Q2 du circuit primaire et Q4 du circuit secondaire sont de nouveau ouverts. La tension Up et la tension Us sont toutes deux à l’état haut et le courant Is est de nouveau croissant avec une pente égale à celle des phases dtl et Tri. C'est le début d'une nouvelle période P.

Afin de déterminer les instants de commutation des interrupteurs Q1-Q4, un système comportant 8 équations et 8 inconnues peut être établi et résolu numériquement en temps réel. En variante, une table de correspondance peut être utilisée. Les équations du système sont obtenues par la mise en œuvre de plusieurs conditions liant les paramètres électriques du schéma et leur évolution dans le temps.

La première condition concerne la commutation en ZVS des interrupteurs Q1-Q2. Pour rappel, ces commutations permettent à la tension aux bornes d'un interrupteur de devenir nulle, et donc de pouvoir fermer ce dernier en limitant les pertes énergétiques. Ces commutations provoquent le changement d'état de la tension Up. L'invention permet ainsi d'ajouter deux commutations supplémentaires, et ces deux commutations se faisant aussi en ZVS.

Sur la figure 3, ces commutations correspondent aux points Tl et T2 des phases Tri et Tr2. Pour ces deux points, le courant Is vaut respectivement -Irl et Ir2. On obtient ainsi les équations (1) et (2) illustrées sur la figure 4.

La deuxième condition concerne la commutation en ZCS des interrupteurs Q3-Q4. Pour mémoire, ces commutations ont lieu à des instants choisis où le courant Is passe par zéro. Sur la figure 3, ces commutations correspondent aux points T3 et T4. Afin d’établir les équations, on sait que l'accroissement total du courant doit être égal à son décroissement sur une période P. Ainsi, l'accroissement du courant a lieu pendant que la tension Us est positive, c’est-à-dire pendant la durée Pl-Til sur la période PI et pendant la durée P2-Tc2 sur la période P2. On obtient ainsi les équations (3) et (4) illustrées sur la figure 4.

La troisième condition concerne la tension de sortie Vout, mesurée aux bornes du bras capacitif 220. Ainsi, la tension de sortie Vout est la somme des tensions des condensateur C3, C4 du bras capacitif, soit Ucl + Uc2 sur la figure 3. On obtient ainsi l’équation (5) illustrée sur la figure 4.

La quatrième condition concerne la période P décrite sur la figure 3. La période P est égale à la somme de la période PI où la tension Us est dans l’état haut et de la période P2 où la tension Us est dans l’état bas. On obtient ainsi l’équation (6) illustrée sur la figure 4.

La cinquième condition reflète le fait que la tension moyenne est nulle aux bornes du premier enroulement El du transformateur 20. Ainsi, la tension aux bornes des condensateurs Cl et C2 est fixée. L’équation (7) illustrée sur la figure 4 permet de lier les durées Tu, T _C 2, Pi et P2 en fonction du rapport souhaité entre la tension aux bornes du bras d'onduleur 310 du circuit primaire et la tension d'entrée Vin. Dans le cas de d'une source de tension d'entrée continue, correspondant à la figure 1, le rapport Uc/Vin est égal à 1/2. Dans le cas d'une source de tension alternative, correspondant à la figure 2, le rapport Uc/Vin peut varier et est choisi par le concepteur du convertisseur en fonction de la tenue en tension des composants.

La sixième condition concerne l’obtention d’une tension stable au point milieu des deux condensateurs C3 et C4 du circuit secondaire 200. Si cette tension n’est pas stabilisée, lorsque le courant présente une composante continue, la tension du point milieu entre les condensateurs C3 et C4 peut tendre vers l’infini, ce qui risque d’endommager le convertisseur. En régime établi, C3 et C4 sont en série et alimentés à tour de rôle. Afin de stabiliser le point milieu, il faut répartir la tension de manière égale entre les condensateurs C3 et C4. La charge totale de C3 doit donc être égale à la charge totale de C4 sur la période P. Autrement dit, la différence des aires sous la courbe du courant, durant les durées PI et P2 doit être nulle. On obtient ainsi l’équation (8) illustrée sur la figure 4. En pratique, le circuit de commande 500 est configuré pour mesurer la tension d’entrée Vin, la tension de sortie Vout, la tension Uc aux bornes du condensateur C2 et le courant Is dans le second enroulement E2 du transformateur 20. Les variables inconnues du système sont donc les variables : Ucl, Uc2, Tri, Tr2, Pl, Til, P2, Tc2.

Toute méthode numérique de résolution d'équations peut permettre de déterminer numériquement la valeur de des variables. En particulier, la résolution peut être réalisée en temps réel. Avantageusement, la résolution est réalisée en quelques microsecondes.

En outre, la fréquence de fonctionnement du convertisseur n'est pas fixée, elle n'intervient donc pas dans les calculs. Les instants de commutations sont calculés directement à partir des équations de sorte qu’il est possible d'imposer des commutations Z VS aux interrupteurs du circuit primaire et des commutations ZCS aux interrupteurs du circuit secondaire afin de limiter les pertes énergétiques lors de la commutation des interrupteurs, notamment pour des puissances comprises entre deux seuils prédéterminés.

Il existe également une méthode alternative pour déterminer les instants de commutation des interrupteurs Q1 et Q4, qui comprend une estimation de certaines valeurs, par exemple la valeur du courant pic, associée à des calculs à une seule inconnue, le tout complété par des boucles de régulation agissant sur la ou les fréquence(s) et le ou les rapport(s) cyclique(s). Les instants de commutation sont ainsi déterminés directement à partir des fréquences et des rapports cycliques.

Par ailleurs, du fait de la symétrie des étages directement liés au primaire et au secondaire du transformateur, à savoir l’étage formé par les composants QI, Q2, Cl et C2 d’une part et Eétage formé par les composants Q3, Q4, C3 et C4 d’autre part, il est également possible d’obtenir le bénéfice de l’invention en doublant la fréquence de commutation, non pas des interrupteurs côté primaire comme décrit ci-dessus, mais des interrupteurs côté secondaire. Le principe du procédé de commande décrit ci-dessus peut être adapté, notamment en permutant les termes « primaire » et « secondaire », pour faire commuter les interrupteurs Q3, Q4 du circuit secondaire deux fois plus que les interrupteurs QI, Q2 du circuit primaire sur une période P donnée.