Titel

Verfahren zum Erkennen eines Ausfalls eines parallel geschalteten Halbleiters

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erkennen eines zumindest teilweise Ausfalls mindestens eines parallelgeschalteten Halbleiters, insbesondere in einem Bordnetz eines Kraftfahrzeugs, und eine Anordnung zum Durchführen des Verfahrens.

Stand der Technik

Unter einem Bordnetz ist im automotiven Einsatz die Gesamtheit aller elektrischen Komponenten in einem Kraftfahrzeug zu verstehen. Somit sind davon sowohl elektrische Verbraucher als auch Versorgungsquellen, wie bspw. Generatoren oder elektrische Speicher, wie bspw. Batterien, umfasst. Weiterhin umfasst es auch sämtliche elektrische Verbindungs- und Verteilelemente wie Kabel bzw. Kabelbaum, Stromverteiler und Sicherungskästen. Im Kraftfahrzeug ist darauf zu achten, dass elektrische Energie so verfügbar ist, dass das Kraftfahrzeug jederzeit gestartet werden kann und während des Betriebs eine ausreichende Stromversorgung gegeben ist. Aber auch im abgestellten Zustand sollen elektrische Verbraucher noch für einen angemessenen Zeitraum betreibbar sein, ohne dass ein nachfolgender Start beeinträchtigt wird.

Zu beachten ist, dass aufgrund der zunehmenden Elektrifizierung von Aggregaten sowie der Einführung von neuen Fahrfunktionen die Anforderung an die Zuverlässigkeit der elektrischen Energieversorgung im Kraftfahrzeug stetig steigt. Weiterhin ist zu berücksichtigen, dass zukünftig bei einem hochautomatischen Fahren fahrfremde Tätigkeiten in begrenztem Maße zulässig sein sollen. Eine sensorische, regelungstechnische, mechanische und energetische Rückfallebene durch den Fahrer ist in diesem Fall nur noch eingeschränkt vorhanden. Daher besitzt bei einem hochautomatischen Fahren die elektrische Versorgung eine bisher in Kraftfahrzeugen nicht gekannte Sicherheitsrelevanz. Fehler im elektrischen Bordnetz müssen daher zuverlässig und möglichst vollständig erkannt werden.

Unter einem hochautomatischen Fahren, das auch als hochautomatisiertes Fahren bezeichnet wird, ist ein Zwischenschritt zwischen einem assistierten Fahren, bei dem der Fahrer durch Assistenzsysteme unterstützt wird, und einem autonomen Fahren, bei dem das Fahrzeug selbsttätig und ohne Einwirkung des Fahrers fährt, zu verstehen. Beim hochautomatischen Fahren verfügt das Fahrzeug über eine eigene Intelligenz, die vorausplant und die Fahraufgabe zumindest in den meisten Fahrsituationen übernehmen könnte. Daher hat bei einem hochautomatischen Fahren die elektrische Versorgung eine hohe Sicherheitsrelevanz.

Mehrphasige Gleichspannungswandler sind seit langem bekannt und werden ebenfalls in Mehrspannungsbordnetzen eingesetzt. Auch die Parallelschaltung von mehreren Halbleitern ist bereits bekannt ebenso wie die Ansteuerung über einen Treiberbaustein. Die Diagnose des gesamten Gleichspannungswandlers ist bekannt. Die Prüfung von Primärwicklungen von Spannungswandlern ist ebenfalls bekannt. Darüber hinaus gibt es Verfahren, bei denen der Schaltwandler über FFT-Analysen (FFT; Fast Fourier Transformation) oder Temperaturmessungen diagnostiziert werden kann.

Bekannt sind weiterhin Treiber für MOSFETs, die bereits eine Erkennung über das Schaltverhalten implementiert haben.

Offenbarung der Erfindung

Vor diesem Hintergrund werden ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und eine Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 11 vorgestellt. Ausführungsformen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen und aus der Beschreibung.

Das vorgestellte Verfahren ist dafür vorgesehen, den Ausfall eines Halbleiterbauteils bzw. eines Halbleiterbauelements, das mit anderen Bauteilen bzw. Bauelementen, bspw. der gleichen Art, parallel geschaltet ist, zu erkennen. Ein Halbleiterbauelement der hierin behandelten Art ist insbesondere ein Leistungshalblei- terbauelement, wie bspw. ein MOSFET oder ein IGBT, das in einem elektronischem Gerät, wie bspw. einem Gleichspannungswandler, parallel geschaltet ist. Bei dem Verfahren ist nunmehr vorgesehen, einen Versorgungsstrom zu messen und dabei eine die Höhe des Versorgungsstroms bzw. dessen Ladungsmenge zu ermitteln, der wiederum zu einer Anzahl an anzusteuernden Halbleitern bzw.

Leistungshalbleitern proportional ist.

Auf diese Weise kann in Ausgestaltung ein einzelner Ausfall aus einer Anordnung von parallelgeschalteten MOSFETs erkannt werden. Dies bedeutet, auch wenn von vier parallelgeschalten Halbleiterbauelementen eines ausgefallen bzw. unterbrochen ist und somit die drei verbliebenen noch die Funktion der Schaltung aufrecht erhalten können, kann dieser Ausfall erkannt werden. Dies ist insbesondere von Bedeutung, da im späteren Betrieb der Ausfall der verbliebenen Halbleiterbauelemente, wie bspw. Halbleiterschalter, droht. Das Verfahren ermöglicht somit die Fehlererkennung für verschiedene Bauelemente, wie bspw. MOSFETs oder IGBTs, in paralleler Anordnung.

In Ausgestaltung ist es zudem möglich, die exakte Anzahl der ausgefallenen Halbleiter zu detektieren, unabhängig von der Grundanzahl der parallel verschal- teten Halbleiter. So ist das Verfahren bspw. bei einer Parallelschaltung von vier

MOSFETs anwendbar.

Weiterhin ist es in der Ausgestaltung möglich, bei mehrphasigen Schaltungen den Ausfall einer einzelnen Phase eines Gleichspannungswandlers im laufenden Betrieb zu erkennen. Darüber hinaus ist es möglich, die ausgefallene Phase und eine Symmetrierung der verbleibenden Phasen dahingehend zu bestimmen, dass eine Überhitzung und damit Abschaltung verhindert wird. Dies kann bspw. im Rahmen der Realisierung eines Notlaufbetriebs zur Anwendung kommen. Das vorgestellte Verfahren ermöglicht die Erkennung des Teilausfalls getakteter parallel geschalteter MOSFETs über den zeitlichen Verlauf des Versorgungsstroms des Treibers. Da in der Regel die parallelgeschalteten MOSFETs über einen gemeinsamen Treiber angesteuert werden und bei jedem Ansteuervorgang parasitäre Kapazitäten geladen bzw. umgeladen werden müssen, verhält sich der Versorgungsstrom bzw. dessen Peak des Treibers proportional zur Anzahl der anzusteuernden Halbleiterbauelemente. Dieser Peak-Versorgungstrom dient als Grundlage der Diagnose.

In diesem Zusammenhang wird insbesondere ein Verfahren zur Erkennung des vorstehend genannten Ausfalls und eine Schaltungsanordnung zum Durchführen des Verfahrens vorgestellt.

Die vorgestellte Schaltungsanordnung zum Erkennen eines Ausfalls kann in Ausgestaltung unabhängig von der Höhe der Spannungsversorgung des Treibers bzw. Ansteuerbausteins eingesetzt werden. Ebenso kann die benötigte positive

Versorgungsspannung der Signalaufbereitungsschaltung durch eine Zusatz- Schaltung bereitgestellt werden.

Ein Vorteil des vorgestellten Verfahrens, zumindest in einigen der Ausführungen, besteht darin, dass bei mehrphasigen Systemen mit sequentieller Ansteuerung nur eine Auswerteschaltung für alle Phasen notwendig ist. Bei Erkennung des Teilausfalls paralleler Halbleiterschalter bei Multiphasen-Wandlern kann ein Notlaufbetrieb realisiert werden, indem die Strombelastung der teildefekten Phase durch eine Phasenstrom-Regelung minimiert wird.

Von Bedeutung ist, dass auch ein Ausfall einer kompletten Phase erkannt werden kann. Durch Anpassungen in der Steuerung kann dann ein Notlaufbetrieb realisiert werden, indem die restlichen Phasen so angesteuert werden, dass eine Überlastung der verblieben Phasen verhindert wird.

Auch bei einphasigen Systemen kann ein Komplettausfall durch Unterbrechung präventiv verhindern werden, wenn erkannt wird, dass einzelne Halbleiter in einer parallelen Schaltung ausgefallen sind. Durch die entwickelte Schaltungsanordnung ist eine Diagnostizierung des Phasenausfalls möglich. Hierzu wird bspw. ein Messwiderstand in der zentralen Spannungsversorgung für alle Phasentreiber implementiert, d. h. eine Signalaufbereitungsschaltung für alle Phasen. Da es sich in Ausgestaltung um einen verschachtelten Multiphasen-Wandler mit zeitlich versetzter Taktung handelt, was der Regelfall ist, sind die durch den Treiber verursachten Spannungs-Spitzen bzw. Peaks der einzelnen Phasen zeitlich versetzt. Aus diesem Grund wird nur eine Einfach-Ausführung der Messschaltung, d. h. nur eine Schaltungsanordnung, benötigt, um alle Phasen zu diagnostizieren. Bei Multiphasen-Wandler werden eigentlich immer die Phasen versetzt geschaltet, ansonsten würden einige Vorteile der Topologie entfallen. Am eingesetzten Messwiderstand ist der Sig- naiverlauf ersichtlich. Es wird auf Figuren 9 und 10 verwiesen.

Durch das vorgestellte Verfahren ist ebenso der Phasenausfall, verursacht durch den Ausfall aller Phasen-MOSFETs von Multiphasen-Wandlern diagnostizierbar. Hierfür wird der Schwellwert auf einen niedrigen Wert gesetzt, der zur Diagnose eines Ausfalls aller MOSFETs dient, bspw. 10 % bis 15 % des Max-Peak-Ripple der Phasen.

Die Schaltungsanordnung und das Verfahren können für unterschiedliche Auswertungen eingesetzt werden. Bei einer Interrupt-Auswertung wird bspw. der Schwellwert des Komparators (siehe Figur 6) so gesetzt, dass beim Teilausfall ein Dauer-High- oder Dauer-Low-Pegel am Mikrocontroller ansteht. Diese Methode erfordert keine hohe Rechenleistung, da nur auf ein Toggeln des Ausgangs reagiert wird (siehe Figuren 7 und 8).

Bei einer analogen Durchschnitt- bzw. Average-Auswertung wird ein Komparator- Ausgang (siehe Figur 6) an einen ADC-Pin des Mikrocontrollers angeschlossen und es wird der durchschnittliche Spannungswert ausgewertet. Sinkt der durchschnittliche Spannungswert unter einen im Mikrocontroller definierten Schwellwert, ist eine bestimmte Anzahl an MOSFETs ausgefallen. Damit ist die genaue Anzahl der defekten Bauteile diagnostizierbar.

Bei einer digitalen Abtastung wird der Komparator-Ausgang (siehe Figur 6) an einen digitalen Signalprozessor angeschlossen. Das Signal wird mit einem Vielfachen der MOSFET-Schaltfrequenz abgetastet und eine High-/Low-Auswertung wird durchgeführt. Aufgrund der 0-1-Auswertung entstehen geringe Einflüsse. Digitale Signalprozessoren bieten zudem eine schnelle Verarbeitung des Signals.

Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und den beiliegenden Zeichnungen. Es versteht sich, dass die voranstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Figur 1 zeigt in einem Blockschaltbild eine Ausführung eines zweikanaligen Bordnetzes nach dem Stand der Technik.

Figur 2 zeigt eine vereinfachte Darstellung eines vierphasigen Aufwärts- Abwärts-Schaltwandlers nach dem Stand der Technik.

Figur 3 zeigt einen Ausfall eines parallel geschalteten MOSFETs.

Figur 4 zeigt Messpunkte einer Treiberüberwachung.

Figur 5 zeigt eine Signalaufbereitungsschaltung.

Figur 6 zeigt einen PWM-Schwellwert und eine Komparatorschaltung.

Figur 7 zeigt Signalverläufe im fehlerfreien Fall..

Figur 8 zeigt Signalverläufe im Fehlerfall.

Figur 9 zeigt Spannungsripple am Messwiderstand.

Figur 10 zeigt ein Ausgangssignal eines Komparators bei einem verschachtelten mehrphasigen Gleichspannungswandler.

Ausführungsformen der Erfindung

Die Erfindung ist anhand von Ausführungsformen in den Zeichnungen schematisch dargestellt und wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ausführlich beschrieben. Die Erfindung wird anhand des Beispiels eines 48 V-/14 V-Spannungswandlers dargestellt, ist jedoch auch bei vielen anderen elektronischen Komponenten anwendbar, auch in reinen 14 V-, 48 V- oder Hochvoltbordnetzen.

Figur 1 zeigt ein Bordnetz, das insgesamt mit der Bezugsziffer 10 versehen ist und ein zweikanaliges Bordnetz nach dem Stand der Technik darstellt. Dabei ist ein Basisbordnetz 1 1 mit einer Umrandung gekennzeichnet, in dem 48V- Komponenten und 14V-Komponenten ohne Sicherheitsrelevanz vorgesehen sind. Weiterhin sind ein erster Kanal 13 und ein zweiter Kanal 15 vorgesehen.

Die Darstellung zeigt einen Generator bzw. eine elektrische Maschine 12, der bzw. die eine Spannung von 48 V liefert, eine erste sogenannte electronic Power Distribution Unit 14 (elektronische Energieversorgungseinheit; ePDU), einen ersten Verbraucher 16, eine erste Batterie 18 mit 48V, ein erstes Batterieverwaltungssystem 20 (BMS: Battery Management System), einen ersten Gleichspannungswandler 22, der die Spannung von 48 V in eine Spannung von 14 V wandelt, eine zweite ePDU 24, einen zweiten Verbraucher 26, eine zweite Batterie 28 mit 14V mit einem Batteriesensor 30, einen zweiten Gleichspannungswandler 32, der die Spannung von 48 V in eine Spannung von 14 V wandelt, eine dritte Batterie 34 mit einem Batteriesensor 36, einen sicherheitsrelevanten Verbraucher Rsla 38, dessen Funktion redundant durch einen Verbraucher Rslb 40 erfüllt wird, einen sicherheitsrelevanten Verbraucher Rs2a 42 mit einem internen, redundanten Verbraucher Rs2b 44. In dem Basisbordnetz 11 sind folglich zwei Batterien 18 und 28 vorgesehen. Der erste sicherheitsrelevante Kanal 13 ist an das Basisbordnetz 11 angekoppelt und umfasst sicherheitsrelevante Verbraucher, wie bspw. Bremse und Lenkung. Der zweite sicherheitsrelevante Kanal 15 enthält ebenfalls sicherheitsrelevante Verbraucher. Da auch bei diesem sicherheitsrelevante Komponente mit 14V versorgt werden, sind der zweite Gleichspannungswandler 32 und die dritte Batterie 34 vorgesehen.

Figur 2 zeigt in einem Blockdiagramm eine vereinfachte Darstellung eines vier- phasigen Gleichspannungswandler, der insgesamt mit der Bezugsziffer 100 be- zeichnet ist und sowohl für einen Aufwärts- als auch Abwärtswand lerbetrieb ausgelegt ist. Die Darstellung zeigt eine High-Side 102 mit vier parallel geschalteten MOSFETs 104 und eine Low-Side 106 auch jeweils mit vier parallel geschalteten MOSFETs 108. Weiterhin sind ein Ferrit-Modul 120, ein Schutzschalter 122 für die High-Side 102, ein Schutzschalter 124 für die Low-Side 106, ein erster Filter 130, ein zweiter Filter 132, Klemme 40 134, Klemme 30 136 sowie Klemme 31 138 wiedergegeben.

Bislang kann heute nur der komplette Ausfall des Gleichspannungswandlers 100 erkannt werden. Selbst aktuell entwickelte Verfahren sind nicht in der Lage zu bestimmen, welche Phase ausgefallen ist. Daher ist es nicht möglich, bei Parallelschaltungen von Halbleiterbauelementen den Ausfall einzelner Halbleiter ohne einen speziellen Treiber zu erkennen. Eine solche Parallelschaltung ist in Figur 3 gezeigt.

Figur 3 zeigt auf der linken Seite eine Parallelschaltung 150 von vier MOSFETs 152, 154, 156, 158 als Halbleiterelemente bzw. Halbleiterschalter. Weiterhin sind Strompfeile eingetragen, nämlich für einen zufließenden Strom l _zu 160, der einem abfließenden Strom b 162 und sich in vier Teilströme Ii 170, b 172, I3 174 und l ₄ 176 aufteilt.

Auf der rechten Seite ist ebenfalls eine Parallelschaltung 250 von vier MOSFETs 252, 254, 256, 258. Weiterhin sind Strompfeile eingetragen, nämlich für einen zufließenden Strom lzu 260, der einem abfließenden Strom b 262 und sich in vier Teilströme Ii 270, l ₂ 272, l ₃ 274 und l 276 aufteilt. Da der linke MOSFET 252 ausgefallen ist, ist der Strom Ii = 0.

Da gemäß der Kirchhoffschen Knotenregel die Summe der zufließenden Ströme gleich der Summe der abfließenden Ströme ist, müssen die verbleibenden MOSFETs 254, 256, 258 den Strom des ausgefallenen MOSFET 252 übernehmen. Dies bedeutet, der zufließende Strom l _zu 260 teilt sich in die drei Teilströme I2 272, I3 274 und l ₄ 276 auf. Dies hat wiederum einen Temperaturanstieg der verbleibenden MOSFETs 254, 256, 258 zur Folge und ruft aufgrund des positiven Temperatur-Koeffizienten von MOSFETs ein Anstieg des internen Widerstandes RDS(ON) hervor. Zudem erhöhen sich dadurch die Verluste und die Temperatur der Schaltung. Somit wird ein nachfolgender Ausfall wahrscheinlicher. Aufgabe der Erfindung ist die Erkennung eines einzelnen Ausfalls aus einer Anordnung von parallelgeschalteten MOSFETs. Dies bedeutet, auch wenn von vier parallelgeschalten Halbleiter-Bauelemente einer ausgefallen bzw. unterbrochen ist und somit die drei verbliebenen noch die Funktion der Schaltung aufrecht er- halten können, soll dieser Ausfall erkannt werden, da im späteren Betrieb der

Ausfall der verbliebenen Halbleiterschalter droht.

Figur 4 zeigt einen Treiber 300 für parallelgeschaltete Halbleiterbauelemente, insbesondere von Halbleiterschaltern, wie bspw. MOSFETs oder IGBTs. Die Darstellung zeigt einen Versorgungsspannungstreiber 302, einen Messwiderstand 304, einen Abblockkondensator 306, eine Induktivität 308, eine Zenerdiode 310, eine Kapazität 312, einen ersten Pulstreiber 314 und einen zweiten Pulstreiber 316. Die beiden Pulstreiber 314, 316 stellen jeweils ein PWM-Signal (PWM: Pulsweitenmodulation) zur Ansteuerung des Treibers 300 über einen ers- ten Eingang 320 und einen zweiten Eingang 322 bereit. Über einen dritten Eingang 324 wird die Versorgung, in diesem Fall eine Versorgungsspannung, bereitgestellt. Diese Versorgung und insbesondere deren Verlauf kann nun über den Strom, der durch den Messwid erstand 304 fließt, oder über die Spannung am Abblockkondensator 306 bestimmt werden. Hierzu kann ein erster Messpunkt 330 und/oder ein zweiter Messpunkt 332 vorgesehen sein.

Die Versorgung und insbesondere deren Verlauf kann somit entweder über einen Verlauf des Versorgungsstroms am Messwiderstand 304, der in Reihe zu einem Versorgungsstrang geschaltet ist, oder mit dem Abblockkondensator 306 bzw. einem Stützkondensator am Treiber 300 bestimmt werden. Dieser Stützkondensator befindet sich typischerweise zwischen den Versorgungspins des Treibers 300 und dem Massepin des Treibers 300.

Der Treiber gibt an einem Ausgang 340 Signale für Gate-Anschlüsse von High- Side-MOSFETS, an einem zweiten Ausgang 342 Signale für Source-Anschlüsse von High-Side-MOSFETs und Drain-Anschlüsse von Low-Side-MOSFETs und an einem dritten Ausgang 344 Signale für Gate-Anschlüsse von Low-Side- MOSFETs aus. Die Erfindung wird am Beispiel eines Spannungswandlers für ein Boost-

Rekuperation-System erläutert, gilt jedoch für alle Schaltungen mit parallelge- schalteten Halbleiterbauteilen bzw. Leistungshalbleitern, die getaktet betrieben werden. Der Spannungswandler ist ein 4-Phasen-Gleichspannungs- Schaltwandler, der 14 V zu 48 V bzw. 48 V zu 14 V wandeln kann. Die Diagnose funktioniert grundsätzlich bei Steuergeräten bzw. Komponenten, welche

MOSFET oder IGBT Treiber mit externen Halbleiterschaltern, wie bspw. MOS- FETs oder IGBTs, enthalten.

Der Spannungswandler ist vierphasig ausgeführt, jede Phase besitzt je vier parallelgeschaltete High-Side- und vier parallelgeschaltete Low-Side-MOSFETs. Jede Phase weist weiterhin je einen Treiberbaustein auf, welche die Low-Side und High-Side-MOSFETs abwechselnd ansteuert.

Eine Möglichkeit zur Messung der Stromaufnahme des MOSFET- Ansteuerbaustein ist die Messung des Spannungsripple über einen definierten Widerstand der in Reihe zum Versorgungsstrang geschaltet wird, in Figur 4 ist dies der erste Messpunkt 330. Dieser definierte Widerstand wird im nachfolgenden auch als Messwiderstand bzw. Shunt bezeichnet. Im Rahmen des vorgestellten Verfahrens kann ein Standard-SMD-Widerstand mit einem Toleranzbereich von +-1 % und einem Widerstandswert von Rshunt = 1 Ω eingesetzt werden. Der vom Treiberbaustein benötigte Strom fließt durch den Widerstand und ruft einen Spannungsabfall über dem Widerstand hervor. Über den Spannungsabfall wird eine indirekte Strommessung durchgeführt und im nächsten Schritt in einer entwickelten Messschaltung ausgewertet.

In einer alternativen Ausführungsform wird der Strom der Treiberversorgung durch Messung des Spannungsabfalls über einen Abblockkondensator ermittelt.

In einer weiteren Ausführungsform kann der Low-Cost SM D-Widerstand (Shunt) zur Erhöhung der Genauigkeit durch einen hochpräzisen Messshunt ersetzt werden.

Die Verwendung von Operationsverstärkern (OPV) zur Messsignal-Aufbereitung bietet einige Vorteile. Hierzu zählen:

- hoher Eingangswiderstand von OPVs im Bereich von ΜΩ bis GQ, daraus ergibt sich eine vernachlässigbar geringe Beeinflussung der zu messenden Schaltung, - kleine Eingangsruheströme, diese liegen bei bipolaren OPVs bei 10 nA bis wenige 100 nA, bei FET-Eingangsstufen gehen diese Werte nahezu gegen 0 A, - Reaktionszeit ist extrem schnell aufgrund der verwendeten analogen Schaltungstechnik.

Figur 5 zeigt eine Signalaufbereitungsschaltung 400, die zur Entfernung eines DC-Offset und zur Signalverstärkung.

Ein Subtrahierer 402 bestehend aus Widerständen 404, 406, einem Operationsverstärker 408, Widerständen 410, 412 Richtung Masse und einem Widerstand 414 parallel zum Operationsverstärker 408 der Signalaufbereitungsschaltung 400 dient zum Entfernen des DC-Offsets, hierdurch ist die Signalaufbereitungsschal- tung 400 unabhängig von der Höhe der Treiber- Versorgungs-Spannung einsetzbar. Durch das Entfernen des DC-Offsets werden ebenso mögliche Spannungsschwankungen im Versorgungsstrang des Ansteuerbausteins für die Diagnose unkritisch. Ein in Reihe folgendes Verstärkerglied 450, das einen Operationsverstärker 452 und Widerstände 454 und 456 umfasst, dient zum Aufbereiten des Grundsignals. Die Signalaufbereitungsschaltung 400 benötigt keine separate positive Versorgung der Operationsverstärker 408 und 452, da diese sich eigens durch den Schaltungsaufbau versorgen. Ein Vorteil der analogen Signalaufbereitung be- steht in der hohen Geschwindigkeit der Fehlererkennung. Weiterhin sind die Bauteilkosten niedrig.

Die nachfolgende Signalaufbereitung des Ausgangssignals des Verstärkers bzw. des Verstärkerglieds 450 kann alternativ mittels eines Mikrocontrollers, Digital- Signal-Prozessor (DSP) oder eines Field Programmable Gate Array (FPGA) (digital oder analog) erfolgen. Hierbei wird der Spannungsabfall über einen ADC- Eingangs-PIN abgefragt und über eine Veränderung der Spannungsfläche integral ausgewertet oder mittels eines internen Komparators ausgewertet. Figur 6 zeigt ein Beispiel einer Signalaufbereitung von einem PWM-

Ausgangswert 480 über einen Schwellwert 482. Dieser Schwellwert 482 kann z. B. über einen Mikrocontroller und den PWM eingestellt werden. Es ergibt sich ein Ausgangssignal, das Eingangssignal 502 für einen Komparator 490 zusammen mit dem Ausgangssignal 500 der in Figur 5 dargestellten Schaltungsanordnung. Die Werte 500 und 502 werden miteinander verglichen. Somit ist es Mittels des Komparators bzw. der Komparatorschaltung 490 möglich, das aufbereite Messsignal 500 bzw. Diagnosesignal auszuwerten. Durch die indirekte Strommessung über einen Messwiderstand bzw. Shunt 504 und dem frei definierbaren Schwellwert 502 erfolgt die Komparator-Auswertung. Der Schwellwert kann fest über einen hochohmigen Spannungsteilers oder alternativ über einen PWM-Ausgang eines Mikrocontrollers eingestellt werden. Bei der Einstellung des Schwellwertes über ein PWM-Signal ist ebenso ein Initiallauf des Diagnosekonzeptes möglich. Je nach Anschlussart des OPVs schaltet der Ausgang des Komparators beim Über- bzw. Unterschreiten des definierten Schwellwertes zwischen seinem positiven bzw. negativen Aussteuerungsbereich um. Die Auswertung des Ausgangs- Signals des Komparators kann auf verschiedene Weisen erfolgen.

Ein mögliches Ausgangssignal der analogen Signalaufbereitung in Verbindung mit der Komparatorschaltung ist in Figuren 7 und 8 dargestellt. Figur 7 zeigt den Signalverlauf der Spannung am Ausgang der Signal-

Aufbereitungsschaltung im fehlerfreien Fall, d. h. alle MOSFETs sind betriebsfähig. Die Darstellung zeigt in einem Graphen 600, an dessen Abszisse 602 die Zeit [με] und an dessen Ordinate 604 die Spannung [V] aufgetragen ist, den Spannungsverlauf 610, den Verlauf eines Signals 612 zum Mikrocontroller und einen Pegel 614 eines Schwellwerts, der individuell einstellbar ist.

Der pulsförmige Spannungsverlauf 610 mit einem signifikanten Peak-Wert ist zurückführen auf den Stromfluss durch die Umladung der Gate-Ladungen im MOSFET bzw. IGBT: Damit ein Halbleiterschalter wie ein MOSFET geöffnet oder geschlossen wird, müssen die parasitären Gate- Kapazitäten im Silizium geladen bzw. umgeladen werden. Für dieses Umladen wird ein Strom benötigt. Dieser steigt zunächst stark an und flacht dann immer weiter ab. Da beim Laden eines Kondensators erst ein großer Strom fließt, flacht dieser dann mit zunehmenden Ladestatus ab. Dieses Verhalten spiegelt die allgemeine Lade/Entladekurve ei- nes Kondensators nieder Solange das Signal 610 den Schwellwert 614 überschreitet, ist das digitale Signal 612 = 1, sonst 0. Der Schwellwert kann daher so eingestellt werden, dass nur wenn alle parallelgeschalteten Gatecharges geladen werden, die Schwelle überschritten wird,

Figur 8 zeigt den Signalverlauf der Spannung am Ausgang des Komparators im fehlerbehafteten Fall, d. h. ein oder mehrere parallelgeschaltete Leistungshalbleiter sind bspw. defekt. Die Darstellung zeigt in einem Graphen 700, an dessen Abszisse 602 die Zeit [με] und an dessen Ordinate 604 die Spannung [V] aufge- tragen ist, den Spannungsverlauf 710, den Verlauf eines Signals 712 zum Mikro- controller, im fehlerbehafteten Fall ein dauerhaftes Low-Signal am Mikrocontrol- ler, und einen Pegel 714 eines Schwellwerts, der in diesem Fall nicht überschritten wird.

Im fehlerfreien Betriebsfall gemäß Figur 7 wird abhängig von der eingestellten Schaltfrequenz der MOSFETs ein gleich taktender High-Pegel 612 vom Kompa- rator ausgegeben. Bei einem Teilausfall von 50 % der parallelen MOSFETs, wie dies in Figur 8 dargestellt ist, wird der Schwellwert 714 dagegen nicht erreicht und ein Dauer- LOW-Signal 712 steht am Mikrocontroller an.

Die Auswertung des Komparator-Signals (Bezugsziffer 612/712 in Figur 7 bzw. Figur 8) kann auf verschiedene Arten realisiert werden. Durch Vertauschen der Input-PINs des Komparators kann das Ausgangssignal grundsätzlich invertiert werden. Die positive sowie negative Höhe der Ausgangsspannung ist von der Versorgungsspannung des OPVs abhängig. Die Auswertung der Diagnose bzw. des Ausgangssignals (Bezugsziffer 612/712 in Figur 7 bzw. Figur 8) kann mit nachfolgenden Ansätzen realisiert werden:

- Interrupt-Auswertung: Hierbei wird der Schwellwert des Komparators so ge- setzt, dass beim Teilausfall ein Dauer-High- oder Dauer-Low-Pegel am Mikrocontroller ansteht.

Vorteil: Diese Methode erfordert keine hohe Rechenleistung, da nur auf ein Tog- geln des Ausgangs reagiert wird (siehe Figur 7 und Figur 8). - Analoge Average-Auswertung: Der Komparator-Ausgang 612/712 wird an einen ADC-PIN des Mikrocontrollers angeschlossen und der durchschnittliche Spannungswert wird ausgewertet. Sinkt der durchschnittliche Spannungswert unter einen im Mikrocontroller definierten Schwellwert, ist eine bestimmte Anzahl an MOSFETs ausgefallen.

Vorteil: Die genaue Anzahl der defekten Bauteile ist diagnostizierbar.

- Digitale Abtastung: Der Komparator-Ausgang 612/712 wird an einen digitalen Signalprozessor (DSP) angeschlossen, das Signal wird mit einem Vielfachen der

MOSFET-Schaltfrequenz abgetastet und eine High-/Low-Auswertung wird durchgeführt.

Vorteil: Aufgrund der 0-1-Auswertung entstehen geringe Einflüsse, DSPs bieten eine schnelle Weiterverarbeitung des Signals.

Speziell für mehrphasige Bauelemente, wie den vorstehend genannten 48V-14V- Spannungswandler (Figur 2), kann die Erfindung wie folgt weiterentwickelt werden.

Figur 9 zeigt den Signalverlauf, bei dem mithilfe der oben genannten Einrichtungen ein vierphasiger Wandler diagnostiziert wird. Figur 9 zeigt in einem Graphen 800, an dessen Abszisse 802 die Zeit und an dessen Ordinate 804 die Spannung aufgetragen ist, den Verlauf 810 des Spannungsabfalls am Shunt für die erste Phase 820, die zweite Phase 822, die dritte Phase 824 und die vierte Phase 826 für den fehlerfreien Fall. Ein zusätzlich eingetragener Verlauf 830 in der zweiten Phase 822 verdeutlicht einen Fehler 832 in dieser Phase. Der Verlauf 830 bleibt unterhalb des variabel einstellbaren PWM-Schwellwerts 840. Figur 9 zeigt somit das Eingangssignal, entsprechend 610/710 in den vorangegangenen Abbildun- gen für den iO-Fall und den niO-Fall in einem Bild.

Figur 10 zeigt weiterhin das Ausgangsignal der Komparatorschaltung, entsprechend 612/712 in den vorangegangenen Abbildungen für den iO-Fall und den niO-Fall in einem Bild. Figur 10 zeigt in einem Graphen 900, an dessen Abszisse 902 die Zeit und an dessen Ordinate 904 die Spannung aufgetragen ist, den Verlauf 910 des anstehenden Signals am Mikrocontroller bei Anwendung der Diag- nose an einem Mehrphasenwandler für die erste Phase 920, die zweite Phase 922, die dritte Phase 924 und die vierte Phase für den fehlerfreien Fall. Ein weiterer Verlauf 930 zeigt dieses Signal bei einem Fehler 932 in der zweiten Phase.

Durch die entwickelte Schaltungsanordnung ist eine Diagnostizierung des Phasenausfalls möglich. Hierzu wird bspw. der Messwiderstand in der zentralen Spannungsversorgung für alle Phasentreiber implementiert, d. h. eine Signalaufbereitungsschaltung für alle Phasen. Da es sich um einen verschachtelten Multiphasen-Wandler mit zeitlich versetzter Taktung der Phasen handelt, was der Regelfall ist, sind die durch den Treiber verursachten Strom-Peaks der einzelnen Phasen zeitlich versetzt. Aus diesem Grund wird nur eine Einfach-Ausführung der Messschaltung benötigt, um alle Phasen zu diagnostizieren. Es ist anzumerken, dass bei Multiphasenwandler in fast allen Bauarten die Phasen versetzt geschaltet werden, sonst würden einige Vorteile der Topologie entfallen. Am eingesetzten Messwiderstand ist der Signalverlauf aus Figur 9 ersichtlich. Im fehlerfreien Betrieb (Figur 9 und 10, Bezugsziffern 810, 910) ergibt sich der dargestellte Signalverlauf.

Der dargestellte Schwellwert 840 für den Komparator kann mittels eines PWM- Ausgangs des Mikrocontrollers realisiert werden, dadurch kann der Wert variabel eingestellt werden. Mit Bezugsziffern 830 bzw. 930 ist der Signalverlauf des Fehlers, in diesem Fall ein Teilausfall von MOSFETs in Phase 2, dargestellt.

Durch das Absinken des Peak-Stroms des Ansteuerbausteins von Phase 2 unter den definierten Schwellwert 840 ändert sich der Pegel des Komparators auf Low in Phase 2.

Durch das vorgestellte Verfahren ist ebenso der Phasenausfall, verursacht durch den Ausfall aller Phasen- MOSFETs, von Multiphasen-Wandlern diagnostizierbar. Hierfür wird der Schwellwert auf einen niedrigen Wert gesetzt, der zu Diagnose eines Ausfalls aller MOSFETs dient, bspw. 10 % - 15 % vom Max-Peak Ripple der Phasen.

Je nach Höhe des variablen Komparator-Schwellwerts des Mikrocontrollers kann der Teilausfall von MOSFETs oder auch der Ausfall einer ganzen Phase detek- tiert werden. Zur Detektion eines Phasenausfalls müsste der Schwellwert sehr niedrig eingestellt werden, bspw. im Bereich von 10 % des Peak- Spannungswertes der Phasen. Dies liegt darin begründet, dass beim Ausfall einer Phase der Ansteuerbaustein keinen Strom aufnimmt. Der Ausfall einer Phase kann verschiedene Ursachen haben, mittels dieser Diagnose kann der Phasen- ausfall aufgrund des Ausfalls des Treiberbausteins der parallel geschalteten

MOSFETs oder bei Unterbrechung des Treiber-PWM Signals vom μθ detektiert werden. Auch in diesem Verfahren kann während eines Initialisierungslaufs des Wandlers der maximale Spannungs-Peak-Wert ermittelt werden, um mögliche Einflüsse der Temperatur oder Bauteiltoleranzen für die Diagnose zu berücksich- tigen.

Da die einzelnen Phasen des Wandlers durch das PWM-Signal des Mikro Controllers zeitlich versetzt gesteuert werden und dem Mikrocontroller zudem die Information eines Teilausfalls/Komplettausfalls einer Phase durch das rückgeführte Komparator-Signal der Messschaltung zur Verfügung steht, ist durch einen internen softwaretechnischen Vergleich zwischen dem ausgehenden PWM-Signal zur Ansteuerung der Treiber und des Diagnosesignals der Messschaltung eine exakte Bestimmung der ausgefallenen Phase möglich. Durch die Information der exakt ausgefallenen Phasennummer kann eine Symmetrierung der funktions- tüchtigen Phasen durchgeführt werden. Hierdurch kann ein Notlaufbetrieb des

Wandlers bereitgestellt werden. Ein Beispiel hierfür wäre eine Erhöhung der Einschaltdauer der Phasen 1, 3 und 4 beim Teilausfall von MOSFETs in Phase 2. Dadurch sinkt die Strombelastung von Phase 2 und folglich wird die Lebensdauer der verbleibenden MOSFETs erhöht.

Der Schwellwert 840 des Komparators (Bezugsziffer 490 in Figur 6) wird schrittweise beim Booten der Komponente erhöht, bis der Peak-Wert des aufbereiteten Messsignals detektiert wird. Überschreitet der Schwellwert das aufbereitete Messsignal, kippt der Komparator-Ausgang und der Peak-Wert des Messsignals ist detektiert. Anhand dieses Maximal-Werts wird individuell der Schwellwert 840 eingestellt. Mit diesem Verfahren ist es möglich, äußere Einflüsse auf die Diagnose zu minimieren, da somit Einflüsse, wie die Umgebungstemperatur oder EMV-Strahlung, bereits grundlegend im Initialisierungslauf berücksichtigt werden können. Die Problematik eines fehlerhaften Initialisierungslaufes aufgrund eines bereits vorhandenen unbekannten Teilausfalls von MOSFETs vor oder während der Initialisierung kann vernachlässigt werden. Begründet werden kann dies damit, dass die Diagnose kontinuierlich aktiv ist, sobald der Wandler in Betrieb ist.

Das Verfahren kann für die Überwachung bei allen Wandlern mit parallel ge- schalteten Halbleiter- oder Multiphasenwandlern eingesetzt werden. Insbesondere bei den Wandlern, bei denen eine erhöhte Eigendiagnose und Notlaufeigenschaften erforderlich sind, z. B. bei einem automatisierten Fahren oder im Limp- Home-Betrieb.

Das Verfahren kann auch vorsehen, dass während eines Boot- bzw. Startvorgangs ein Initialisierungslauf durchgeführt wird, welcher die Schwellwerte der Komparatorschaltung festlegt. Hierdurch werden äußere Umgebungseinflüsse, wie bspw. Temperatur, EMV-Strahlung, Bauteiltoleranzen usw., minimiert, so dass die Diagnosegenauigkeit und somit deren Güte erhöht wird.

Das Verfahren kann auch bei anderen Produkten als die hierin beschriebenen eingesetzt werden, bei denen hohe Ströme geschaltet werden und somit paralle le Halbleiter verbaut sind.