Beschreibung

Die Erfindung betrifft ein Verfahren sowie eine Vorrichtung zur Kompensation von Störeinflüssen, insbesondere Phasenrauschen, in Sekundär-Radarsystemen, insbesondere in Funkortungssystemen.

Sekundär-Radarsysteme bzw. Systeme zur Funkortung sind grundsätzlich bekannt. Diese können mindestens zwei, räumlich getrennte, nicht-kohärente Sende-Empfangseinheiten NKSE 1, NKSE 2 mit jeweils einem Lokaloszillator LOl, L02 und einem Mischer M l, M2 (vgl. Fig. 1) aufweisen. Aufgrund der

(inkohärenten) Lokaloszillatoren LI, L2 (bedingt durch eine räumliche Trennung aufgrund einer gewissen Übertragungsstrecke, in der Regel

Luftübertragungsstrecke), ist eine einseitige Abstandsmessung mit der

Genauigkeit eines Primär-Radars grundsätzlich nicht möglich.

Nachfolgend wird ein Sekundärradar-Verfahren (vgl. Fig. 1, wobei τ eine

Kanallaufzeit ist) beschrieben. Die nach einem Mischvorgang gewonnenen Basisbandsignale von NKSE 1 bzw. NKSE 2 lassen sich durch beschreiben, wobei A ₁ die Signalamplitude, < i (t) den Phasenverlauf des

Nutzsignals, <p _n ,uci/2 ( das unkorrelierte Phasenrauschen (statistisch unabhängig in NKSE 1 und 2) und < _n , _c (t) das korrelierte Phasenrauschen (gleiche

Realisierung in NKSE 1 und 2) darstellen. In der aus DE 10 2014 104 273 AI bekannten Ausführung eines solchen, nicht-kohärenten Radar-Systems wird ein synthetisches Messsignal durch Multiplikation im Spektralbereich generiert, was die Übertragung der Rohdaten beider Stationen zu einer der beiden NKSEs oder an eine zentrale Recheneinheit erfordert.

Das so gewonnene Signal entspricht prinzipiell der Antwort eines Primärradars. Dieses synthetische Messsignal zeichnet sich dadurch aus, dass der Einfluss des korrelierten Phasenrauschens kompensiert werden kann. Dieser stellt einen erheblichen Anteil dar, der die Signalqualität verschlechtert und kohärente Messungen, wenn überhaupt, nur eingeschränkt zulässt. Eine kohärente Signalfolge ist beispielsweise für die Geschwindigkeitsschätzung, (inverse) synthetische Aperturradare oder zur Winkelschätzung mittels holographischer Rekonstruktion nötig.

Bei gutem Signal-zu-Rauschverhältnis (SN R) stellt das unkorrelierte

Phasenrauschen jedoch eine Grenze an die erreichbare Genauigkeit eines Positionierungssystems dar. Weiterhin ist die durch analog-digital-Wandlung gewonnene Datenmenge relativ groß, weswegen leistungsfähige

Datenübertragungsverfahren benötigt werden, um die Rohdaten von beiden Stationen an einem Ort zu verrechnen. Aus DE 10 2014 104 273 AI ist ein Radar-System bekannt, bei dem Daten, die nach einem Mischvorgang von einem A/D-Wandler abgetastet wurden, von einer zu einer anderen Einheit (N KSE 1 und N KSE 2) oder einer zentralen Recheneinheit übertragen werden. Hierbei können beide Einheiten zur gleichen Zeit über denselben reziproken Funkkanal in einem Vollduplexverfahren senden, weswegen ein Phasenrauschen beider Mischsignale (auch bezeichnet als Beatsignale) in den Zwischenfrequenzen (ZF) korreliert ist. Nach einer synthetischen Mischung dieser Beatsignale kann ein Einfluss eines Phasenrauschens sowie ein von

systematischen Abweichungen bei einer Signalgenerierung/Abtastung

verursachter Störeinfluss vergleichsweise stark unterdrückt werden, was insbesondere eine kohärente Messung bzw. eine Kompensation eines

unkorrelierten Phasenrauschens und dieser Störgrößen bei beiden N KSEs zulässt.

Insgesamt wird die Genauigkeit von Messungen bei bekannten Sekundär- Radarsystemen, insbesondere bei einer Abstandsmessung, als

verbesserungswürdig angesehen.

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren sowie eine Vorrichtung zur

Kompensation von Rauschen, insbesondere Phasenrauschen, oder einer systematischen Abweichung in einem Sekundärradar, insbesondere

Funkortungssystem vorzuschlagen, das eine höhere Genauigkeit bei einer

Messung (insbesondere Abstandsmessung) erlaubt.

Diese Aufgabe wird insbesondere durch die unabhängigen Ansprüche gelöst.

Insbesondere wird die Aufgabe gelöst durch ein Verfahren zur Kompensation von Rauschen, insbesondere Phasenrauschen, oder einer systematischen Abweichung in einem Sekundärradarsystem, insbesondere Funkortungssystem, umfassend eine erste und mindestens eine zweite nicht-kohärente Sende-Empfangseinheit, wobei ein erstes erstes Sende-Signal mit einem ersten ersten, durch das

Rauschen oder die systematische Abweichung verursachten, Störanteil durch die erste Sende-Empfangseinheit gesendet wird, wobei mindestens ein zweites erstes Sende-Signal mit einem zweiten ersten, durch das Rauschen oder die

systematische Abweichung verursachten, Störanteil zeitgleich oder zeitlich überlappend mit dem ersten ersten Sende-Signal durch die erste Sende- Empfangseinheit gesendet wird, wobei die Sende-Signale vorzugsweise derart beschaffen sind, dass bei einer Weiterverarbeitung und Auswertung der Sende- Signale Phasen- und/oder Frequenzverschiebungen, die aus den Störanteilen resultieren, zumindest teilweise kompensiert werden.

Vorzugsweise wird :

- ein erstes zweites Signal und mindestens ein zweites zweites Signal

(S22'(t)) durch die zweite Sende-Empfangseinheit (zeitgleich oder zeitlich überlappend) gesendet,

- das gesendete erste zweite Signals als ein erstes zweites empfangenes Signal und das gesendete zweite zweite Signals als ein zweites zweites empfangenes Signal durch die erste Sende-Empfangseinheit empfangen,

- ein erstes Messsignal aus dem ersten ersten gesendeten Signal und dem ersten zweiten empfangenen Signal, insbesondere durch Mischen oder durch Korrelation, vorzugsweise in Form einer komplex konjugierten Multiplikation, und ein zweites Messsignal aus dem zweiten ersten gesendeten Signal und dem zweiten zweiten empfangenen Signal, insbesondere durch Mischen oder durch Korrelation, vorzugsweise in Form einer komplex konjugierten Multiplikation, generiert.

Ein (optional unabhängiger) Aspekt der Erfindung liegt darin, dass nicht nur ein erstes erstes Sendesignal bzw. ein erstes Messsignal generiert wird, sondern auch (mindestens) ein zweites erstes gesendetes Signal bzw. zweites Messsignal generiert wird, das so beschaffen ist, dass sich durch (Phasen-) Rauschen oder systematische Verschiebungen verursachte Phasen- und/oder

Frequenzverschiebungen (von Messfrequenzen, insbesondere Mischfrequenzen bzw. Beat-Frequenzen) zumindest teilweise aufheben. Alternativ oder zusätzlich kann statt einer Mischung auch eine Korrelation, bevorzugt bei niedrigen

Frequenzen, durchgeführt werden.

Durch eine speziell angepasste Signalform kann sich ggf. eine Datenübertragung, wie im Stand der Technik, erübrigen. Weiterhin kann auch ein verbleibender Teil eines (Phasen-) Rauschens (ein korrelierter Anteil des Phasenrauschens) zusätzlich unterdrückt werden. Dadurch ist es möglich, ggf. niedrigere

Anforderungen an eine Qualität der Komponenten zu stellen, die für die

Erzeugung eines hochfrequenten Trägersignals verwendet werden. Weiterhin stellt das Phasenrauschlevel insbesondere keine untere Grenze für eine

Genauigkeit der Radar-Messung (insbesondere Abstandsmessung) dar.

Insbesondere wenn eine Übertragung über denselben Funkkanal stattfindet, können auch räumlich verteilte Sende- und Empfangsantennen benutzt werden (insbesondere weil im Gegensatz zu bekannten Lösungen ein reziproker

Übertragungskanal nicht zwingend erforderlich ist).

Unter einem Messsignal ist insbesondere ein Mischsignal zu verstehen, das sich aus einem gesendeten Signal einer der Sende- und Empfangseinheiten

(beispielsweise der ersten Sende-Empfangseinheit) und einem von dieser Sende- Empfangseinheit (also beispielsweise der ersten Sende-Empfangseinheit) empfangenen, aus einer anderen Sende-Empfangseinheit (also beispielsweise der zweiten Sende-Empfangseinheit) stammenden Signal, ableitet. Insbesondere kann es sich bei einer derartigen Mischung um eine komplex konjugierte Multiplikation eines gesendeten Signals (einer Sende-Empfangseinheit) mit dem von einer anderen Sende-Empfangseinheit empfangenen Signal handeln.

Insgesamt ermöglicht das Verfahren insbesondere eine effektive Reduzierung oder (vollständige) Unterdrückung von (korreliertem) Phasenrauschen und/oder einer systematischen Abweichung. Damit kann beispielsweise die Genauigkeit einer Abstandsmessung in einem Funkortungssystem verbessert werden.

Vorzugsweise sind ein erster Störanteil des ersten Messsignals und ein zweiter Störanteil des zweiten Messsignals komplex konjugiert zueinander. Dadurch kann auf besonders einfache Art und Weise eine effektive Reduzierung (oder vollständige Unterdrückung) von Rauschen, insbesondere (korreliertem)

Phasenrauschen erfolgen.

Das Senden des zweiten ersten Signals erfolgt vorzugsweise zeitgleich oder zumindest zeitlich überlappend mit dem Senden des ersten ersten Signals.

Das Senden des zweiten zweiten Signals erfolgt vorzugsweise zeitgleich oder zeitlich überlappend mit dem Senden des ersten zweiten Signals. Unter einem zeitlichen Überlapp ist insbesondere zu verstehen, dass zumindest während 20 %, vorzugsweise während 50 % der Signaldauer des Sendens des ersten ersten Signals bzw. des ersten zweiten Signals auch das zweite erste Signal bzw. das zweite zweite Signal gesendet wird. Das Senden des zweiten zweiten Signals sowie des ersten zweiten Signals erfolgt vorzugsweise zeitlich überlappend mit dem Senden des ersten ersten Signals und des zweiten ersten Signals. Unter einem zeitlichen Überlapp ist insbesondere zu verstehen, dass zumindest während 20 %, vorzugsweise während 50 % der Signaldauer des Sendens des ersten ersten und/oder zweiten ersten Signals auch das erste zweite Signal und/oder das zweite zweite Signal gesendet wird.

Vorzugsweise weist das erste erste gesendete Signal mindestens einen ersten Faktor auf, der komplex konjugiert zu einem zweiten Faktor des zweiten ersten gesendeten Signals ist. Dadurch kann insbesondere auf einfache Art und Weise eine effektive Reduktion (Unterdrückung) von (Phasen-) Rauschen erfolgen.

Insbesondere können auf einfache Art und Weise Messsignale (vorzugsweise durch Mischen) erzeugt werden, die komplex konjugierte Störanteile aufweisen.

In einer bevorzugten Ausführungsform weist das erste erste gesendete Signal mindestens eine Frequenzrampe mit einer ersten Steigung und das zweite erste gesendete Signal mindestens eine Frequenzrampe mit einer zweiten Steigung auf, wobei die erste Steigung ein anderes Vorzeichen hat als die zweite Steigung, wobei Beträge der ersten und zweiten Steigung vorzugsweise (zumindest im Wesentlichen) gleich sind . Aus derartigen Signalen können auf besonders einfache Art und Weise Messsignale (Mischsignale) generiert werden, die insbesondere eine Reduktion des (Phasen-) Rauschens ermöglichen.

Vorzugsweise wird ein Basis-H F-Signal für erstes und zweites Messsignal (bzw. für das erste erste und zweite erste gesendete Signal) durch denselben ersten H F-Generator erzeugt. Das damit einhergehende (korrelierte) Phasenrauschen kann dann besonders effektiv unterdrückt werden. Im Allgemeinen sind das erste erste (bzw. erste zweite) und das zweite erste (bzw. zweite zweite) gesendete Signal vorzugsweise so beschaffen, dass sie ein korreliertes Phasenrauschen aufweisen.

Unter einem Basis-H F-Signal ist insbesondere ein Hochfrequenz-Signal zu verstehen, das (unmittelbar) aus dem Ausgang eines entsprechenden Generators (Oszillators) stammt. Dieses Basis-H F-Signal kann dann ggf. nachfolgend moduliert werden.

Das Basis-H F-Signal und/oder die gesendeten Signale können eine Frequenz bzw. Frequenzen von mindestens 100 M Hz oder mindestens 1 GHz aufweisen.

Vorzugsweise beruht das erste gesendete Signal bzw. das erste Messsignal auf einem Output eines ersten Modulationsgenerators und das gesendete Signal bzw. das zweite Messsignal auf einem Output eines zweiten Modulationsgenerators. Alternativ können das erste erste und das zweite erste gesendete Signal bzw. das erste und das zweite Messsignal auf einem Output eines gemeinsamen

Modulationsgenerators beruhen.

Das erste erste gesendete Signal kann einem Output eines/des ersten

Modulationsgenerators entsprechen. Das zweite erste gesendete Signal kann einem Output eines zweiten Modulationsgenerators entsprechen.

Insoweit ein gemeinsamer Modulationsgenerator zum Einsatz kommt, kann insbesondere ein mittels direkter digitaler Synthese (DDS) erzeugtes Signal zum Einsatz kommen.

Vorzugsweise wird ein (Grund-)Signal für das erste erste und/oder das zweite erste gesendete Signal (mit einer vergleichsweise niedrigen Frequenz) erzeugt und dann mit einem Modulationsgenerator, insbesondere Vektormodulator, das jeweilige gesendete Signal moduliert, wobei das erste erste und/oder zweite erste gesendete Signal vorzugsweise dadurch erzeugt wird/werden, dass ein

Modulationssignal auf einen reellen oder komplexen Eingang des

Modulationsgenerators, insbesondere Vektormodulators, gelegt wird, vorzugsweise derart, dass zusätzlich zum ersten ersten gesendeten Signal das zweite erste - vorzugsweise gespiegelte - gesendete Signal erzeugt wird .

Vorzugsweise wird aus dem ersten und/oder zweiten Messsignal eine Frequenz, (vorzugsweise enthaltend eine Laufzeitinformation), insbesondere Beatfrequenz, abgeleitet. Alternativ oder zusätzlich werden die Messsignale oder aus den Messsignale abgeleitete Signale oder Teile davon, insbesondere eine jeweilige Frequenz (vorzugsweise enthaltend eine Laufzeitinformation), vorzugsweise Beatfrequenz, miteinander kombiniert, vorzugsweise addiert.

Vorzugsweise wird das erste Messsignal durch einen ersten Mischer erzeugt (insbesondere durch konjugiert komplexe Multiplikation) und das zweite

Messsignal durch einen zweiten Mischer erzeugt (insbesondere durch konjugiert komplexe Multiplikation). Alternativ können das erste Messsignal und das zweite Messsignal durch einen gemeinsamen, insbesondere komplexen, Mischer erzeugt werden (insbesondere durch konjugiert komplexe Multiplikation). In jedem Fall können auf einfache Art und Weise Messsignale mit den gewünschten

Eigenschaften erzeugt werden.

In Ausführungsformen können die Messsignale Mischprodukte von FMCW- Signalen, insbesondere FMCW-Rampen, SFCW-Signalen (wobei SFCW für Stepped Frequency Continuous Wave steht), oder OFDM-Signalen (wobei OFDM für Orthogonal Frequency-Division Multiplexing steht) sein. Diese Signale werden vorzugsweise mit einem (gemeinsamen) Lokaloszillator generiert.

Vorzugsweise wird durch einen Vergleich der Messsignale ein Uhrenversatz der Sende-Empfangseinheiten bestimmt. Aus einem zeitlichen Verlauf eines (des) Uhrenversatzes kann eine Synchronisation der Sende-Empfangseinheiten durchgeführt werden. Dadurch wird auf einfache Art und Weise eine genaue Messung, insbesondere Abstandsmessung, ermöglicht.

Die obengenannte Aufgabe wird insbesondere weiterhin gelöst durch eine

Vorrichtung zur Kompensation von Rauschen, insbesondere Phasenrauschen, oder einer systematischen Abweichung in einem Sekundärradarsystem, vorzugsweise Funkortungssystem, umfassend eine erste und eine zweite nicht-kohärente Sende-Empfangseinheit, insbesondere zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei zumindest die erste Sende- Empfangseinheit zum Erzeugen und Senden eines ersten ersten Sende-Signals mit einem ersten ersten, durch das Rauschen oder die systematische Abweichung verursachten, Störanteil und zum Erzeugen und gleichzeitigen oder zeitlich überlappenden Senden mindestens eines zweiten ersten Sende-Signals mit einem zweiten ersten, durch das Rauschen oder die systematische Abweichung verursachten, Störanteil ausgebildet ist, vorzugsweise derart, dass bei einer Weiterverarbeitung und Auswertung der Sende-Signale Phasen- und/oder

Frequenzverschiebungen, die aus den Störanteilen resultieren, zumindest teilweise kompensierbar sind.

Vorzugsweise umfasst die Vorrichtung eine Messsignalgenerierungseinrichtung, die derart ausgebildet ist, dass ein erstes Messsignal aus dem ersten ersten gesendeten Signal und einem ersten zweiten empfangenen Signal, das von der zweiten Sende-Empfangseinheit stammt, insbesondere durch Mischen,

vorzugsweise in Form einer komplex konjugierten Multiplikation, generiert wird und/oder dass ein zweites Messsignal aus dem zweiten ersten gesendeten Signal und einem zweiten zweiten empfangenen Signal, das von der zweiten Sende- Empfangseinheit stammt, insbesondere durch Mischen, vorzugsweise in Form einer komplex konjugierten Multiplikation, generiert wird .

Vorzugsweise sind ein erster Störanteil des ersten Messsignals und ein zweiter Störanteil des zweiten Messsignals konjugiert komplex zueinander.

Die Vorrichtung umfasst vorzugsweise eine Sende-Empfangseinrichtung zum Senden eines ersten ersten Signals und eines zweiten ersten Signals sowie zum Empfang eines gesendeten ersten zweiten Signals als ein erstes zweites empfangenes Signal und eines gesendeten zweiten zweiten Signals als ein zweites zweites empfangenes Signal .

Die erste Sende-Empfangseinheit weist vorzugsweise eine Sendeantenne und eine Empfangsantenne auf, derart, dass die Sendeantenne das erste erste und das zweite erste Signal sendet und die Empfangsantenne das erste zweite und zweite zweite empfangene Signal empfängt. Alternativ kann die Sende-Empfangseinheit eine gemeinsame Sende-Empfangsantenne aufweisen, wobei die gemeinsame Sende-Empfangsantenne das erste erste Signal sendet und das erste zweite empfangene Signal empfängt und das zweite erste Signal sendet und das zweite zweite empfangene Signal empfängt. Die zweite Sende-Empfangseinheit kann entsprechend ausgebildet sein.

Die Messsignalgenerierungseinrichtung umfasst insbesondere einen oder mehrere Mischer.

Weiterhin kann die Messsignalgenerierungseinrichtung zum Generieren des ersten Messsignals aus dem gesendeten ersten ersten Signal und dem empfangenen ersten zweiten Signal, insbesondere durch Mischen (vorzugsweise durch konjugiert komplexe Multiplikation), ausgebildet sein und/oder zum Generieren des zweiten Messsignals aus dem gesendeten zweiten ersten Signal und dem empfangenen zweiten zweiten Signal, insbesondere durch Mischen (vorzugsweise durch konjugiert komplexe Multiplikation) ausgebildet sein.

Vorzugsweise umfasst die Messsignalgenerierungseinrichtung eine erste

Messsignalgenerierungseinheit, insbesondere einen ersten Mischer, und eine zweite Messsignalgenerierungseinheit, insbesondere einen zweiten Mischer, wobei die erste Messsignalgenerierungseinheit das erste Messsignal, insbesondere durch Mischen (vorzugsweise durch konjugiert komplexe Multiplikation) generiert und die zweite Messsignalgenerierungseinheit das zweite Messsignal, insbesondere durch Mischen (vorzugsweise durch konjugiert komplexe Multiplikation) generiert. Alternativ kann die Messsignalgenerierungseinrichtung eine gemeinsame

Messsignalgenerierungseinheit, insbesondere einen gemeinsamen Mischer umfassen, wobei die gemeinsame Messsignalgenerierungseinheit das erste

Messsignal, insbesondere durch Mischen (vorzugsweise durch konjugiert komplexe Multiplikation) generiert und das zweite Messsignal, insbesondere durch Mischen (vorzugsweise durch konjugiert komplexe Multiplikation) generiert. Vorzugsweise umfasst die Vorrichtung einen ersten H F-Generator zur Erzeugung eines Basis-H F-Signals für das erste und das zweite Messsignal bzw. für das erste erste und das zweite erste gesendete Signal.

In einer Ausführungsform umfasst die Vorrichtung einen ersten

Modulationsgenerator, auf dessen Output das erste erste gesendete Signal bzw. das erste Messsignal beruht und einen zweiten Modulationsgenerator, auf dessen Output das zweite erste gesendete Signal bzw. das zweite Messsignal beruht. Alternativ kann die Vorrichtung einen gemeinsamen Modulationsgenerator umfassen, auf dessen Output das das erste erste und zweite erste gesendete Signal bzw. das erste und zweite Messsignal beruhen.

Die obige Aufgabe wird weiterhin insbesondere gelöst durch die Verwendung eines Verfahrens der oben beschriebenen Art und/oder einer Vorrichtung der oben beschriebenen Art, zur Steigerung der Genauigkeit einer Abstandsmessung und/oder für sicherheitsrelevante Anwendungen und/oder zur Kompensation von Störeinflüssen aufgrund einer vereinfachten Hardware, beispielsweise zur

Generierung von Lokaloszillatorsignalen mittels PLL, und/oder für eine

Auswertung einer Signalphase für eine Schätzung einer Geschwindigkeit, für eine Winkelschätzung und/oder für eine SAR-Prozessierung.

Die obengenannte Aufgabe wird weiterhin gelöst durch ein Radar-System, insbesondere Sekundär-Radarsystem, ausgebildet zur Durchführung des obigen Verfahrens und/oder umfassend eine Vorrichtung der oben beschriebenen Art, wobei das Radar-System eine erste und mindestens eine zweite (nicht-kohärente) Sende-Empfangseinheit umfasst.

Insbesondere kann das erfindungsgemäße Verfahren zur Kompensation von (Phasen-) Rauschen oder einer systematischen Abweichung bzw. die

entsprechende Vorrichtung in dem Verfahren gemäß DE 10 2014 104 273 A AI (nachfolgend als Verfahren I bzw. Konfiguration I bezeichnet) oder in dem Verfahren bzw. der Konfiguration gemäß der noch nicht veröffentlichten deutschen Patentanmeldung mit der Anmeldenummer 10 2016 100 107.4 sowie der entsprechenden internationalen Patentanmeldung mit der Anmeldenummer PCT/EP2017/050056 beschrieben (nachfolgend Verfahren II bzw. Konfiguration II) zum Einsatz kommen. Das Verfahren II bzw. die Konfiguration II ist eine Weiterbildung des Verfahrens I bzw. der Konfiguration I.

Die DE 10 2014 104 273 AI sowie die noch nicht veröffentlichten

Patentanmeldungen DE 10 2016 100 107.4 sowie PCT/EP2017/050056 sollen durch Verweis Bestandteil der vorliegenden Anmeldung sein (insbesondere im Hinblick auf ein zu Grunde liegendes Verfahren, in dem das erfindungsgemäße Verfahren zur Kompensation von (Phasen-) Rauschen bzw. die entsprechende Vorrichtung zum Einsatz kommen können).

Insbesondere können die erfindungsgemäßen Verfahren zur Kompensation von (Phasen-) Rauschen oder einer systematischen Abweichung und die

entsprechende Vorrichtung in einem Radar-System zum Einsatz kommen, wobei in einer/der ersten (nicht-kohärenten) Sende-Empfangseinheit ein erstes Signal erzeugt und über einen Pfad gesendet, insbesondere ausgestrahlt wird, in einem weiteren, insbesondere einer zweiten/der zweiten Sende-Empfangseinheit ein weiteres erstes Signal erzeugt und über den Pfad gesendet, insbesondere ausgestrahlt wird, in einer Auswerteeinrichtung, insbesondere in der ersten Sende-Empfangseinheit ein erstes Vergleichssignal aus dem ersten Signal der ersten Sende-Empfangseinheit und aus einem solchen von der weiteren Sende- Empfangseinheit, über den Pfad empfangenen, ersten Signal gebildet wird und in der Auswerteeinrichtung, insbesondere in der weiteren Sende-Empfangseinheit ein weiteres Vergleichssignal aus dem ersten Signal der weiteren Sende- Empfangseinheit und aus einem solchen von der ersten Sende-Empfangseinheit, über den Pfad empfangenen, ersten Signal gebildet wird, wobei das weitere Vergleichssignal vorzugsweise von der weiteren Sende-Empfangseinheit zu der ersten Sende-Empfangseinheit übertragen, insbesondere kommuniziert wird. Vorzugsweise ist das Radar-System, insbesondere die Auswerteeinrichtung zur Bildung eines Vergleichs-Vergleichssignals aus dem ersten Vergleichssignal und dem weiteren Vergleichssignal konfiguriert. Weiter vorzugsweise kann das

Vergleichs-Vergleichssignal, indem die beiden Vergleichssignale miteinander verarbeitet, insbesondere konjugiert komplex multipliziert werden, einem mit einem kohärenten Radar-System erzeugten Vergleichssignal entsprechen. In einer Weiterbildung kann das Radar-System, insbesondere die Auswerteeinrichtung konfiguriert sein, um in einem ersten Schritt Abweichungen der Vergleichssignale, die durch systematische Abweichungen in den Sende-Empfangseinheiten hervorgerufen werden, zu kompensieren und um in einem zweiten Schritt zumindest einen komplexen Wert aus einem ersten der beiden Vergleichssignale oder aus einem Signal, das aus diesem ersten Vergleichssignal abgeleitet wurde, dazu zu verwenden, zumindest einen komplexen Wert des zweiten der beiden Vergleichssignale oder einen Wert eines Signals, das aus diesem zweiten

Vergleichssignal abgeleitet wurde, anzupassen und so ein angepasstes Signal zu bilden, wobei die Anpassung derart geschieht, dass durch eine mathematische Operation die vektorielle Summe oder die Differenz der komplexen Werte gebildet wird oder die Summe oder die Differenz der Phasen der komplexen Werte gebildet wird/werden. Weitere Ausführungsformen lassen sich den bereits erwähnten früheren (zum Anmeldezeitpunkt teilweise noch nicht veröffentlichten) Patentanmeldungen entnehmen.

Die zweite (nicht-kohärente) Sende-Empfangseinheit kann grundsätzlich analog zu der ersten (nicht-kohärenten) Sende-Empfangseinheit aufgebaut sein und optional ein drittes Messsignal (Mischsignal), analog zum ersten Messsignal (Mischsignal), und ein viertes Messsignal (Mischsignal), analog zum zweiten Messsignal (Mischsignal), erzeugen.

Unter einer nicht-kohärenten Sende-Empfangseinheit ist eine Sende- Empfangseinheit zu verstehen, deren gesendetes Signal in Bezug auf das Signal einer weiteren Sende-Empfangseinheit nicht-kohärent ist (auch wenn das Signal der ersten Sende-Empfangseinheit bzw. der weiteren Sende-Empfangseinheit in sich kohärent ist).

Soweit in der (jeweiligen) Sende-Empfangseinheit Berechnungen, Auswertungen oder sonstige Verfahrensschritte durchgeführt werden, fällt darunter auch eine ggf. körperlich eigenständige Auswerteeinrichtung, welche an der Sende- Empfangseinheit angeschlossen ist. Beispielsweise kann die jeweilige Sende- Empfangseinheit so als eine Anordnung aus insbesondere einer oder mehreren Antennen mit einigen wenigen signalerzeugenden oder signalverarbeitenden Komponenten ausgebildet sein, während weitere Komponenten wie Signalvergleichseinheiten oder eine Auswerteeinrichtung als konstruktiv

eigenständige Komponenten an eine solche Anordnung angeschlossen sind.

Soweit Komponenten eingesetzt werden, können diese, soweit technisch realisierbar, als sogenannte Hardware aus verarbeitenden Komponenten ausgebildet sein und/oder als ganz oder teilweise in einem Prozessor ausgeführte Signal bzw. Datenverarbeitungsschritte umgesetzt werden.

Im Allgemeinen kann eine Auswerteeinrichtung Bestandteil einer oder mehrerer (beider) Sende-Empfangseinheiten sein oder an einer oder mehreren (beide) solcher Sende-Empfangseinheiten angeschlossen sein. Ggf. kann eine körperlich eigenständige Auswerteeinrichtung vorgesehen sein, die an die jeweilige Sende- Empfangseinheit bzw. die übrigen Komponenten der jeweiligen Sende- Empfangseinheit angeschlossen ist. Alternativ kann eine Auswerteeinrichtung ggf. in die erste und/oder die weitere (nicht-kohärente) Sende-Empfangseinheit, beispielsweise in einem gemeinsamen Gehäuse und/oder als Baueinheit, integriert sein.

Ausführungsbeispiele werden nachfolgend anhand der Figuren näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Sekundär-Radar mit zwei nicht-kohärenten Sende-

Empfangseinheiten;

Fig. 2 ein schematischer Aufbau eines Radar-Systems gemäß der

Erfindung;

Fig. 3 ein Diagramm über den Verlauf einer Frequenz von verwendeten

Signalen in Abhängigkeit von der Zeit;

Fig. 4 eine alternative Ausführungsform für ein Radar-System gemäß der

Erfindung in einer schematischen Darstellung; und Fig. 5 eine weitere alternative Ausführungsform für ein Radar-System gemäß der Erfindung in schematischer Darstellung.

In der nachfolgenden Beschreibung werden für gleiche und gleichwirkende Teile dieselben Bezugsziffern verwendet.

Ein (optional unabhängiger) Aspekt dieser Erfindung beruht auf der Erzeugung, dem Empfang und der Verarbeitung von zwei Signalen, die über denselben Übertragungskanal ÜK gesendet werden bzw. wurden. Das eine Signal zeichnet sich insbesondere dadurch aus, dass eine Frequenzverschiebung durch (Phasen-) Rauschen (exakt) entgegengesetzt zu einer Frequenzverschiebung durch (Phasen- ) Rauschen des anderen Signals (das beispielsweise einem konventionellen FMCW-Signal entsprechen kann; mit ggf. nur einer Frequenzrampe) ist. Weiterhin werden die genannten Signale vorzugsweise zeitgleich (zumindest zeitlich überlappend) ausgesendet und empfangen.

Fig. 2 zeigt eine schematische Ansicht eines möglichen Aufbaus, bei welchem bei der jeweiligen NKSE 1 bzw. NKSE 2 beide Signale (sn (t) und s ₁₂ (t) bzw. s ₂₁ (t) und s ₂₂ (t)) aus derselben Taktquelle LOl bzw. L02 mit den

Modulationsgeneratoren Gl l und G12 bzw. G21 und G22 erzeugt werden.

Alternativ wäre es auch möglich einen einzigen Modulator pro NKSE, z. B. mittels direkter digitaler Synthese (DDS), zu verwenden. Dies hat zur Folge, dass die beiden ausgesendeten Signale durch Rauschanteile (insb. durch Phasenrauschen oder gleichförmig auftretende Nichtlinearitäten der FMCW Rampen)

entgegengesetzt beeinflusst werden. Der Mischvorgang mit den Mischern Ml l bzw. M12 (oder analog mit den Mischern M21 und M22 an NKSE 2) erzeugt grundsätzlich zwei Signalkomponenten, wovon eine für die Detektion relevante Signalkomponente eine vergleichsweise niedrige Beat-Frequenz aufweist und von einem hochfrequenten Anteil, z. B. mit einem Tiefpassfilter in Hardware- und/oder Softwareausführung, getrennt werden kann.

Fig. 3 zeigt einen zeitlichen Verlauf von gesendeten und empfangenen Signalen. Hierbei stellen s _1:L (t) und s ₁₂ (t) die zeitgleich von NKSE 1 ausgesendeten Signale bzw. s ₂ i (t) und s ₂₂ (t) die (zeitgleich) von NKSE 2 ausgesendeten, von NKSE 1 empfangenen, Signale dar. Die Signale s ₁₂ (t) und s ₂₂ (t) kennzeichnen sich dadurch, dass die Frequenzrampe eine positive Steigung aufweist. Die

Vergleichssignale Sn (t) und s ₂₁ (t kennzeichnen sich durch eine negative

Steigung der Frequenzrampe über der Zeit. Für die nachfolgende Beschreibung wird angenommen, dass an NKSE 1 der Abstand zu NKSE 2 bestimmt werden soll . Dies erfordert prinzipiell nur eine Übertragung der Signale von N KSE 2 zu NKSE 1, jedoch nicht umgekehrt. Analog zu dieser Beschreibung kann auch N KSE 2 (ggf. alleine) den Abstand zu NKSE 1 bestimmen, falls N KSE 1 die Signale überträgt. Bei Aussenden der Signale in beiden NKSEs kann die Abstandsschätzung in beiden Sende-Empfangseinheiten gleichzeitig erfolgen. Weiterhin soll zunächst

angenommen werden, dass beide Stationen zeitlich synchronisiert wurden.

Weiterhin soll angenommen werden, dass beide Stationen zeitlich

vorsynchronisiert wurden, beispielsweise mit einem Verfahren aus US 7940743 oder wie in Precise D/s ta nee and Velocity Measurement for Real Time Locating in Multipath Environments Using a Frequency-Modulated Continuous-Wave

Secondary Radar Approach, S. Roehr, P. Gulden, M. Vossiek, 2008, beschrieben. Diese Vorsynchronisation dient vorwiegend zur Sicherstellung, dass relevante Signalanteile nach der Tiefpassfilterung im Basisband erhalten bleiben. Eine genaue Synchronisation kann durch Abgleichen von Taktquellen, aber auch durch Nachprozessieren und Korrigieren der empfangenen Signale nach der unten beschriebenen Methode erfolgen.

Im Allgemeinen dient der Verlauf in Fig. 3 nur als mögliche Ausführungsform, so dass ebenfalls ein, u . U. auch zeitverschobener (z. B. beginnend bei Ts/2),

Ausschnitt dieses Signalverlaufs gewählt werden kann. Alternativ kann auch die Startfrequenz mit einem Offset von B bzw. -B für die beiden Rampen versehen werden, um die Kreuzung der beiden Rampen zu verhindern. Eine denkbare Realisierung wäre auch das gleichzeitige Verwenden mehrerer Frequenzrampen, bzw. mehrerer Vergleichssignale an NKSE 1 und/oder N KSE 2. Die Kernidee dieser Erfindung lässt sich prinzipiell auch auf andere Radarsignalformen, wie z. B.

Stepped Frequency Continuous Wave (SFCW), orthogonales Frequenzmultiplex (OFDM) übertragen, insofern das Vergleichssignal (zweite Messsignal) eine komplexe Konjugation zum eigentlichen (ersten) Messsignal aufweist, also Störgrößen sich gegenseitig aufheben.

Die in Figuren 2 und 3 dargestellten, von N KSE 2 ausgesendeten Signale lassen sich (zunächst unter der Annahme vollständiger zeitlicher Synchronisation) durch

^( _t ) _{= e} ; ^7r( ( _c2 +f) ^t -f ^t2) _e ; „ ₂ (t) und beschreiben, wobei B die verwendete Bandbreite des Radarsystems, f _c2 die Trägerfrequenz von N KSE 2, φ _η2 {ί) das Phasenrauschen des Lokaloszillators L02 und μ = B/T _s die Sweeprate (also die Frequenzsteigerung pro Zeiteinheit) angeben. Die empfangenen Signale an N KSE 1 s ₂₁ (t) = As ₂ ' ₁ {t - τ) und s ₂₂ {t) = As ₂ ' ₂ {t - j) werden hier als gedämpfte und zeitverschobene Version des von N KSE 2 ausgesendeten Signals betrachtet.

Die beiden linear frequenzmodulierten Signale und an N KSE 1 hängen von der Trägerfrequenz f _cl , dem Phasenrauschen (p _nl (_t) des Lokaloszillators LOl und den oben definierten Größen ab.

Nach einem Mischvorgang der von N KSE 1 empfangenen Signalen mit den lokal erzeugten Signalen und einer Tiefpassfilterung (vorzugsweise ausgeführt von der Hardware des Messsystems, um thermisches Rauschen und Interferenzen mit anderen Funkanwendungen zu reduzieren) entstehen die Mischprodukte

und

S _m2 (t) = S* ₂ (t)s ₁₂ (t) = ^ _e ^ ^re «- _C 2+ ci)t+^2-f)T+ T _t -fT ² ) _{e (iPrll} ( _t )- _i p _rl2 ( _t -T))

Bei einem System mit reellwertiger Abtastung kann die komplexe Darstellung der Mischsignale auch, nach der Digitalisierung, per Hilbert-Transformation erfolgen.

Eine vollständige Berechnung der Mischprodukte lässt sich dem Folgenden entnehmen.

Es ergibt sich für das Argument O _m i(t) von s _ml (t):

Φ ml τ {- [(fei + 2 ) * - \ t ² } + [(fc2 + 2 ) (C - ^τ ) - \ (C - ^τ ) ² ]} - <Pm ⁽ 0

( B μ B B μ Λ

= 2π j-/ _cl t - - 1 + - 1 ² + / _c2 t + - 1 - _C2 T - - τ - - (t ² - 2ίτ + τ ² ) j + A<p _n (t)

= 27r[( _c2 - _cl )t + t ² - _{c c2} T--r--t + μίτ --τ ^ζ \ + A<p _n (t)

= 2π + μτί + -f _c2 - τ - |τ ² } + Δφ _η (ί

Für das Argument O _m2 (t) von s _m2 (t): O _m2 (t) = 2π |[( _/cl - - ) t + t ² ] - [(/ _c2 - - ) (t - τ) + (t - τ) ² ]} + <p _nl (t)

= 2?z: _cl t--t + -t ² - _c2 t + -t + _c2 T--r--(t ² -2ϋτ + τ ² )|-Δφ _η ( = 2τζ: -( _c2 - / _cl )t + - t ² + f _c2 r - -τ - - t ² + μΐτ - -τ ² j - Αφ _η {ΐ)

= 2π j-Δ/ί + μτί + f _c2 - τ - τ ² J - Δφ _η (ί

Addieren der beiden Signalformen ergibt ein synthetisches Mischsignal mit dem resultierenden Argument τη ₃ γ _η {ί):

O _msyn (t) = 2π{2μτΐ + Βτ— μτ ² }

Hier kann man in der Regel (insbesondere bei schmalbandigen Radarsystemen mit relativ langsamen FMCW-Chirps und Reichweiten von einigen hundert Metern) den quadratischen Term vernachlässigen, da μτ ² « Βτ gilt.

Hierdurch weisen beide Mischsignale positive Frequenzanteile auf, die von der Laufzeit abhängen.

Hiermit lassen sich (durch Differenzieren) die beiden Beat-Frequenzen f ^{cii( )}

und

1 dO _m2 (t) 1 d

fbi if) = 2^ = fei ^~ fc2 +μτ +—— (<p _n i( - <Pra(t ^~

= -Af + μτ- Sf t) bestimmen (berechnen), welche einer statistischen Abweichung durch den korrelierten Rauschanteil 5f(t) und einer deterministischen Frequenzverschiebung Af (verursacht durch unterschiedliche Trägerfrequenzen an NKSE 1 und N KSE 2) unterliegen. Aufgrund des komplex konjugierten Phasenverlaufs der Mischsignale verschiebt sich das Signal f _b n(t durch diese beiden Anteile zu den höheren und das Signal / _& ι ₂ (£) zu den niedrigeren Frequenzen, falls diese beiden Größen einen positiven Wert annehmen.

Durch Summation ergibt sich nachfolgend ein synthetisches Messsignal mit der Messfrequenz f _b (t = f _b u(t + f _b i ₂ (t = 2μτ, die keine Abhängigkeit vom korrelierten Phasenrauschen 5f(t) und der

Frequenzverschiebung Af mehr aufweist. Dieses Ergebnis kann nach τ aufgelöst werden und über den Zusammenhang τ = x/c _0f mit der

Ausbreitungsgeschwindigkeit c ₀ der elektromagnetischen Welle (i.d. R. in Luft), der Abstand zwischen N KSE 1 und N KSE 2 geschätzt werden. Aufgrund des linearen Zusammenhangs ist die Detektion von mehreren Objekten, also der Empfang von mehreren zeitverschobenen und gedämpften Kopien (Superposition, bzw. Linearkombination von Zielantworten) des gesendeten Signals durchführbar.

Die Phasen der beiden Mischsignale lassen sich folgendermaßen gruppieren :

Φ™ι( = (2π(Δ/ί-/ _ε2 τ) + Δφ _η ί)) + 2πμτΐ + 2π (- -τ - ^τ ² ^

= Φ^ί) + Φ ₂ (ί) + Φ ₃

Φτη2 ϊ) = ^~ (2n{Aft-f _c2 T) + Δφ _η ί)) + 2πμτΐ + 2π (- - τ - |τ ² )

= -Φ ₁ ( + Φ ₂ ( + Φ ₃ Es kann eine Fouriertransformation

V(/) = T{s _m i (t)} = τ{Αε^ ^φ ^ ^+φ ^ ^+φ ^} = AT{e'* ⁱ W} * 5 {f - μτ) ^β > ^φ *,

Smz if) = F{s _m2 (t)} = 7 _ε - ^φ ₁ ω ^{+ φ} 2 ω+Φ ₃ )| = ΑΤ{ε -ί ^φ ^} * 6 f - μτ ε^ der beiden Zeitsignale s _ml (t) und s _m2 (t folgen, wobei die Zuordnungen 0 ₂ (t) = 2πμτΐ und Φ ₃ = -πΒτ gelten (der Term μτ ² /2 ist nach obigen Annahmen vernachlässigbar klein). O^t) enthält alle verbleibenden Komponenten, deren Phasenverschiebungen sich in s _ml (t) und s _m2 (t komplex konjugiert zueinander verhalten. Das Signal S _ml {f) im Frequenzbereich besitzt ein betragsmäßiges Maximum beim Abszissenwert f _max>1 = f + μτ + 5f(t) und S _m2 (f bei f _max>2 = -Af + μτ - 5f(t) . Wird nun der zum Maximum gehörende Phasenwert dieser beiden Signale ermittelt, ergibt sich zum einen i _max>i {t) = Oi (t) + Φ ₃ und zum anderen i/ , ₂ ( = -Φι( + Φ ₃ # wo ei die Summe ψ ₀ = i/w.iC + Ψτηαχ,ι Ο) = 2Φ ₃ dieser Phasenwerte die synthetische Phase

Ψι = Ψτηαχ,ι + ,2( = ^~ 2πΒτ liefert. Somit kann ein Phasenwert ermittelt werden, welcher proportional zum Abstandswert bzw. der Kanallaufzeit ist. Die Phasenabweichung des synthetischen Mischsignals hängt in diesem Fall nur vom thermischen Rauschen ab, jedoch nicht vom Phasenrauschen der verwendeten Lokaloszillatoren. Besonders vorteilhaft für eine genaue Abstandsschätzung ist somit die geschlossene Verrechnung des synthetischen Mischprodukts f _b (t), wie auch der ermittelten synthetischen Signalphase xp ₁ .

Tritt eine Zeitverschiebung T ₀ bezüglich des Startzeitpunkts der FMCW Sequenz auf, ist aus WO 2010/019975 AI bekannt, dass sich die synthetischen

Mischfrequenzen f _b (t = 2μ(τ - T ₀ ) in NKSE 1 und f _b2 (t) = 2μ(τ + T ₀ ) in NKSE 2 ergeben. Durch gegenseitige Verrechnung (respektive Addition) kann somit der unbekannte Zeitoffset korrigiert werden. Dies ist mit der beschriebenen

Signalform vorteilhaft auch über die detektierte Phasenabweichung möglich, da xp ₁ = -2πΒ τ - Γ ₀ ) an NKSE 1 gilt und ψ ₂ = -2πΒ τ + T _Q ) an N KSE 2. Die

Phasenverschiebung der ermittelten Phasenwerte zueinander ist somit linear von der Laufzeit τ im Kanal und dem Zeitoffset T ₀ abhängig . Die auftretende

Abweichung kann durch Subtraktion ermittelt und korrigiert werden. Alternativ kann durch Addition auch direkt ein Schätzwert für den Abstand bzw. die

Kanallaufzeit ermittelt werden. Weiterhin erfordert diese

Synchronisationsmethode kein simultanes Senden und Empfangen von beiden Stationen (Duplexbetrieb), sondern kann sequentiell erfolgen.

Besonders vorteilhaft kann der Eindeutigkeitsbereich der Phasenschätzung ψ ₀ durch Veränderung der Startfrequenzen der FMCW Chirps, also des Parameters B beeinflusst werden, da diese, abhängig von der Güte der Vorsynchronisation, die Phasenabweichung der beiden Mischsignale zueinander verändert. Diese Art der zeitlichen Synchronisation kann auch stufenweise, durch Veränderung der

Startfrequenzen von Up- und Downsweep, durchgeführt werden. Eine sehr genaue Synchronisation ist mit weit auseinanderliegenden Startfrequenzen, also hohem„Abstand" z? der beiden FMCW Rampen erreichbar.

Fig. 4 zeigt ein Systemschaltbild einer Ausführungsform mit komplexem Mischer und Aufwärtskonvertierung im Sendezweig . Das in Fig. 2 dargestellte

Blockschaltbild beinhaltet zwei reellwertige Mischer, welche zur Trennung von Up- und Downsweep verwendet werden und auch durch einen komplexen Mischer ersetzt werden können (M _RX i in Fig. 4). Hierbei wird ein Mischsignal mit positiver und eins mit negativer Frequenz erzeugt. Es wäre ebenfalls realisierbar die beiden Modulationsgeneratoren Gl und G2 von N KSE 1 in Fig . 2 durch einen zu ersetzen (G l in Fig . 4). Dessen Signal kann anschließend mit einem Sendemischer MTXI gemischt werden, wobei die beiden Sendesignale ein oberes und unteres Seitenband darstellen können. Weiterhin können die beiden niederfrequenten Mischprodukte bei einem Sekundärradar vorzugsweise über eine geeignete Wahl eines Frequenz- bzw. Zeitversatzes zwischen beiden Stationen getrennt werden. Bei einer günstigen Wahl wäre der Einsatz eines komplexen Mischers unnötig, da die beiden Mischprodukte an unterschiedlichen Positionen im Spektrum

erscheinen. Fig. 5 zeigt ein Systemschaltbild mit Transmissionsmischer und

Aufwärtskonvertierung im Sendezweig. Die Ausführungsform gemäß Fig . 5 enthält an Stelle von zwei separaten Sende- und Empfangsantennen eine einzige, welche gemeinsam zum Senden und Empfangen benutzt wird. Hierfür kann ein

Transmissionsmischer TM verwendet werden, welcher günstige

Übertragungseigenschaften, insbesondere bei FMCW-Systemen, aufweist. Auch mit diesem Konzept kann auf eine komplexe Abtastung verzichtet werden, falls beide Stationen einen vorteilhaft gewählten Versatz von Trägerfrequenz und Startzeitpunkt der jeweiligen FMCW Signale aufweisen.

Grundsätzlich kann das oben beschriebene Verfahren zur Unterdrückung von Störeinflüssen auch verwendet werden, um die Hardwareanforderungen (etwa an die Güte der Phasenregelschleife) zur phasenrauscharmen Erzeugung eines hochfrequenten Trägersignals zur reduzieren. Der dadurch entstehende Fehler kann dann nachträglich durch die beschriebene Prozessierung kompensiert werden.

Im Folgenden werden einige Anwendungsbeispiele der Erfindung näher erläutert:

Allgemein bekannt ist, dass bei einem zunehmendem Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SN R) die Genauigkeit einer Abstandschätzung in einem Radar-System zunimmt. Eine indirekte Proportionalität einer Signalleistung gegenüber einem Quadrat des Abstandes (bei Sekundär-Radarsystemen) stellt einen wesentlichen Unterschied zu Primär-Radarsystemen dar, da das SNR bei letzteren mit der vierten Potenz des Abstandes abfällt. Weiterhin erfolgt bei ersterem System keine Korrelation (und daher keine Phasenrauschunterdrückung) durch den Mischvorgang.

Bei ausreichend hohem Signal-zu-Rausch-Verhältnis hat somit das (vom Abstand weitestgehend unabhängige) Phasenrauschen häufig einen größeren Einfluss auf die Messgenauigkeit als ein thermisches Rauschen.

Beispielsweise kann die Erfindung im industriellen Umfeld Anwendung finden, z. B. für die Positionsbestimmung auf Kranen, als Landehilfe, Als Ortungs-Beacon, bei Containerfahrzeugen und/oder bei schienengebundenen bzw. frei beweglichen Fahrzeugen. Hierdurch kann eine genaue Positionierung von Objekten erreicht werden, die z. B. zur Prozessautomatisierung, zur Optimierung von Produktionsoder Lagerprozessen und/oder zur Vermeidung von Kollision dienen kann.

Diese Positionierung kann anhand einer ID-Schätzung erfolgen, jedoch kann auch eine Distanz zwischen mehreren verteilten Radarstationen ermittelt werden.

Im 2D- oder 3D-Fall kann eine Position in einer Ebene (oder im Raum)

vorzugsweise mittels einer Multilateration ermittelt werden.

Eine weitere vorteilhafte Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens sind Systeme, bei denen auf die Erzeugung eines Signals mit vergleichsweise niedrigem Phasenrauschen (z. B. mit Hilfe einer optimierten Phasenregelschleife) verzichtet wird. Diese Signalerzeugung stellt, gerade bei mobilen Radareinheiten, einen wesentlich Aufwand in der Fertigung dar, was sich in erhöhten

Hardwarekosten und gesteigertem Energiebedarf abzeichnet. Durch die Erfindung kann der damit einhergehende höhere (Phasen-) Rauschanteil reduziert oder eliminiert werden.

Besonders bevorzugt können die in den Fig. 4 und 5 dargestellten

Ausführungsformen zur vereinfachten Signalgeneration verwendet werden.

Dabei kann eine Spiegelfrequenz nach dem Hochmischen als Vergleichssignal nutzbringend verwendet werden. In üblichen Radar-Systemen muss diese mit erheblichem Aufwand unterdrückt werden.

Eine weitere Verwendung können sicherheitsrelevante Anwendungen, wie z. B. Funkschlüssel („Keyless Go") sein. Eine mögliche Form des Angriffs auf ein solches System stellt das sogenannte„Relay Attack", der von einer entfernten (Radar-Station) ausgeführt wird dar, wobei sich ein weiterer Teilnehmer aktiv in das Gespräch einklinken kann. In diesem Fall wird ein FMCW-Signal nicht nur für eine Radar-Anwendung, sondern auch zur Kommunikation verwendet. Die

(echtzeitfähige) dritte Kommunikationseinheit kann durch eine Verschiebung der Frequenz des Lokaloszillators hierbei niedrigere Abstände synthetisieren, die Kommunikation abhören und/oder daran teilnehmen. Dies kann durch alleiniges Einstellen auf eine verschobene Lokaloszillatorfrequenz (insbesondere bei dem in Fig. 3 gezeigten Signalverlauf) nicht erreicht werden. Weiterhin ermöglicht die Erfindung ggf. die Ermittlung eines Phasenwertes, der proportional zum Abstand bzw. zu einer Kanallaufzeit ist. Hiermit kann bei einem Betrieb mit mehreren aufeinanderfolgenden Chirps (Chirp Sequence Radar) z. B. mit einer 2D-FFT sowohl der Abstand als auch die Geschwindigkeit eines Ziels geschätzt werden. Hierbei ist der Eindeutigkeitsbereich von der Bandbreite z? und nicht, wie bei Primär-Radarsystemen, von der Trägerfrequenz abhängig.

Aufgrund einer (wesentlichen) Vergrößerung des Eindeutigkeitsbereichs können geringere Anforderungen an die zeitliche Abfolge von einzelnen FMCW-Chirps gestellt werden.

Möglich ist mit Hilfe der Phasendetektion auch eine Schätzung der Differenzphase zwischen einer bewegten (nicht-kohärenten) Sende-Empfangseinheit und mehreren verteilten (nicht-kohärenten) Sende-Empfangseinheiten, wobei die verteilten (nicht-kohärenten) Sende-Empfangseinheiten ggf. eine feste, bekannte Position, im Raum aufweisen. Mit Hilfe der Phasendifferenzen lässt sich ein Azimut- bzw. Elevationswinkel zur bewegten (nicht-kohärenten) Sende- Empfangseinheit, oder auch eine Position, bestimmen. Besonders vorteilhaft ist die Verwendung dieser Information in Kombination mit holographischen

Auswerteverfahren, da durch eine Bewegung eine große Apertur entsteht und eine sehr genaue (bzw. hochauflösende) Winkel- oder Positionsschätzung möglich wird.

An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass alle oben beschriebenen Teile bzw. Funktionen für sich alleine gesehen und in jeder Kombination, insbesondere die in den Zeichnungen dargestellten Details, als erfindungswesentlich beansprucht werden. Abänderungen hiervon sind dem Fachmann geläufig.

Bezugszeichenliste

Gl Modulationsgenerator

Gl l Modulationsgenerator

G12 Modulationsgenerator

G2 Modulationsgenerator

G21 Modulationsgenerator G22 Modulationsgenerator

LOl Erster Lokaloszillator

L02 Zweiter Lokaloszillator

M l Mischer

M2 Mischer

M l l Mischer

M 12 Mischer

M21 Mischer

M22 Mischer

MRXI (Komplexer) Mischer

M _RX2 (Komplexer) Mischer

MTXI Sendemischer

M _T X2 Sendemischer

NKSE Nicht-kohärente Sende-Empfangseinheit

NKSE 1 Erste nicht-kohärente Sende-Empfangseinheit

NKSE 2 Zweite nicht-kohärente Sende-Empfangseinheit

RX1 Empfangsantenne

RX2 Empfangsantenne

Sn(t) Erstes erstes Signal

Sl2(t) Zweites erstes Signal

S ₂ r(t) Erstes zweites Signal

S22'(t) Zweites zweites Signal

TMi Transmissionsmischer

TM ₂ Transmissionsmischer

TX1 Sendeantenne

TX1/RX1 Sende-Empfangsantenne

TX2 Sendeantenne

TX2/RX2 Sende-Empfangsantenne

ÜK Übertragungskanal