Aus der Druckschrift EP 0 493 854, nachfolgend als D1 bezeichnet, sind vertikal integrierte Kaskodenstrukturen für Hochvoltanwendungen bekannt. Hierbei wird ein geometrisch untenliegender Transistor mit einer hohen Sperrfähigkeit mit einem geometrisch obenliegenden Transistor vertikal integriert. Derartige Anordnungen werden vorzugsweise im Spannungsbereich über 100 V eingesetzt. Die Emitterre- gion des geometrisch untenliegenden Transistors weist, bei demselben Lei- tungstyp, eine deutlich höhere Dotierstoffkonzentration auf als eine angrenzende Kollektor-Driftzone des geometrisch obenliegenden Transistors. Hierdurch wird insbesondere die Emitter-Effektivität des geometrisch untenliegenden Transistors erhöht. Die vertikale Integration beispielsweise zweier npn-Transistoren ergibt ei- nen parasitären pnp-Transistor, so dass die Anordnung aus D1 zu thyristorähnli- chem Verhalten neigt und der Kollektorstrom nur eingeschränkt steuerfähig bleibt.

In der Druckschrift EP605920, nachfolgend als D2 bezeichnet, wird die Neigung der Anordnung aus D1 zu thyristorähnlichem Verhalten über eine Erhöhung der Gummelzahl GB des parasitären Transistors verringert. Hierzu wird die Emitterre- gion des unteren Transistors als hochdotierte Schicht ausgeführt, die die Basis des unteren Transistors von der Kollektor-Driftzone des oberen Transistors durchge- hend voneinander trennt, indem eine MESA (Tafelberg)-Struktur erzeugt wird. In einer weiteren Ausführungsform wird in D2 p-dotiertes SiGe als Ätzstopp für die Herstellung der MESA-Struktur in der Basis des unteren Transistors verwendet.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Verbesserung der elektrischen Eigenschaften von Bipolarbauelementen anzugeben. Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, Anordnungen für derartige Bipolarbauele- mente aufzuzeigen. Die erstgenannte Aufgabe wird durch die Merkmale des Pa- tentanspruchs 1, die zweitgenannte Aufgabe wird durch die Merkmale des Pa- tentanspruches 10 oder des Patentanspruchs 16 gelöst. Günstige Weiterbildun- gen und Ausgestaltungsformen sind jeweils Gegenstand von Unteransprüchen.

Das Wesen der Erfindung besteht darin, von einem Transistor zu einer vertikal inte- grierten Kaskodenstruktur überzugehen und den parasitären Transistor durch ei- nen Heteroübergang zu unterdrücken. Hierzu wird in einem Transistor, bestehend aus einer ersten Halbleiterregion eines ersten Leitungstyps, einer zweiten, an die erste Halbleiterregion angrenzenden Halbleiterregion eines zweiten, dem ersten entgegen gesetzten Leitungstyps, und einer dritten, an die zweite Halbleiterregion angrenzenden Halbleiterregion des ersten Leitungstyps, die zweite Halbleiterregion ersetzt durch eine Abfolge aus einer vierten Halbleiterregion des zweiten Lei- tungstyps aus einem ersten Halbleitermaterial, dergestalt, dass die vierte Halbleiter- region an die erste Halbleiterregion grenzt, einer homogen dotierten fünften Halblei- terregion des ersten Leitungstyps aus einem zweiten Halbleitermaterial, dergestalt, dass die fünfte Halbleiterregion an die vierte Halbleiterregion grenzt, und einer sechsten Halbleiterregion des zweiten Leitungstyps, dergestalt, dass die sechste Halbleiterregion an die fünfte Halbleiterregion und die dritte Halbleiterregion grenzt, wobei der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner als der Wert der Energie- lücke in dem zweiten Halbleitermaterial ist. Unter der homogenen Dotierung der fünften Halbleiterregion wird verstanden, dass die Dotierstoffkonzentration in die- ser Halbleiterregion um weniger als zwei Zehnerpotenzen, vorzugsweise um weni- ger als eine Zehnerpotenz abweicht.

Durch Ersetzen der zweiten Halbleiterregion durch die vierte, fünfte und sechste Halbleiterregion wird eine neuartige vertikal integrierbare Kaskodenstruktur er- zeugt, die im Folgenden als Tetrode bezeichnet wird. Im Unterschied zu den aus D1 oder D2 bekannten vertikal integrierten Kaskodenstrukturen weist die Tetrode zwischen der vierten und der fünften Halbleiterregion keine weitere Halbleiterregi- on mit einer im Vergleich zu der fünften Halbleiterregion erhöhten Dotierstoffkon- zentration auf. Im Folgenden wird die dritte Halbleiterregion"Emitterbereich"und

die erste Halbleiterregion"Kollektorbereich"genannt. Ferner wird die vierte Halbleiterregion als"erster Basisbereich", die fünfte Halbleiterregion als"Zwi- schenbasisbereich"und die sechste Halbleiterregion als"zweiter Basisbereich" bezeichnet. Des Weiteren wird ein"parasitärer Transistor"aus dem ersten Basis- bereich, dem Zwischenbasisbereich und dem zweiten Basisbereich gebildet.

Durch Anwendung des Verfahrens lassen sich Bauelemente erzeugen, bei de- nen im Unterschied zu herkömmlichen Bauelementen ohne eine Erhöhung der Chipfläche elektrische Kenngrößen, wie beispielsweise die Transiffrequenz fT, die Leistungsverstärkung, das Johnson-Produkt und das Produkt aus Early- Spannung Va und Stromverstärkung ? deutlich verbessert werden. Insbesondere lassen sich mit dem neuen Verfahren sowohl Hochfrequenz-Tetroden als auch Leistungs-Tetroden herstellen, indem je nach Anwendungsgebiet die Halbleiter- materialien und deren Dotierungsprofile und Schichtdicken entsprechend gewählt werden.

In einer Weiterbildung des die Aufgabe lösenden Verfahrens wird die dritte Halb- leiterregion in einem dritten und die sechste Halbleiterregion in einem vierten Halbleitermaterial ausgeführt, wobei der Wert der Energielücke in dem vierten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungs- träger kleiner ist als im dritten Halbleitermaterial. Hierdurch wird ein Teiltransistor aus dem Emitterbereich, dem zweiten Basisbereich und dem Zwischenbasisbe- reich der durch Anwendung des Verfahrens erzeugten Tetrode als Hetero- Bipolartransistor ausgeführt und das transiente Verhalten der Tetrode verbessert, d. h. die Grenzfrequenz und oder die Sperrfähigkeit erhöht.

In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird in der vierten Halbleiterregi- on an dem Rand zur fünften Halbleiterregion eine größere Bandlücke erzeugt als an dem Rand zur ersten Halbleiterregion. In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird in der sechsten Halbleiterregion an dem Rand zur dritten Halb- leiterregion eine größere Bandlücke erzeugt als an dem Rand zur fünften Halb- leiterregion. Die Änderung der Bandlücke innerhalb der vierten beziehungsweise sechsten Halbleiterregion kann hierbei stetig, sprunghaft oder abgestuft ausge- staltet sein. Durch einen geeigneten Bandlückenverlauf wird ein die Minoritätsla- dungsträger in einer nicht-ausgeräumten Halbleiterregion beschleunigendes quasi-elektrisches Feld hervorgerufen und hiermit die Transiffrequenz fT der

durch Anwendung der Weiterbildung des Verfahrens erzeugten Vorrichtung vor- teilhaft erhöht.

In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die vierte Halbleiterregion in einem anderen Halbleitermaterial ausgeführt als die erste Halbleiterregion. Hier- durch lässt sich insbesondere die Durchbruchspannung der Diode zwischen der ersten und der vierten Halbleiterregion erhöhen, ohne die transienten Eigen- schaften der mittels des Verfahrens erzeugten Bauelemente zu beeinträchtigen.

Durch eine abgestufte oder stetige Ausgestaltung des Heteroüberganges zwi- schen der ersten und der vierten Halbleiterregion lassen sich insbesondere pie- zoelektrische Effekte sowie Verspannungen des Kristallgitters bei Gitterfehlan- passungen verringern und ein ungehinderter Fluss von Ladungsträgern auch in den Fällen sicherstellen, bei denen durch einen sprunghaften Heteroübergang die Bewegung von Ladungsträgern ersten Leitungstyps aus dem ersten Basisbe- reich in den Kollektorbereich durch einen Bandkantensprung behindert und hier- durch der Kollektorstrom verringert und die Sättigungsspannung erhöht wird.

In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die sechste Halbleiterregion in einem anderen Halbleitermaterial ausgeführt als die fünfte Halbleiterregion.

Hierdurch wird die Ausführung des Verfahrens erleichtert. Durch eine abgestufte oder stetige Ausgestaltung des Heteroüberganges zwischen der fünften und der sechsten Halbleiterregion lassen sich piezoelektrische Effekte und Verspannun- gen des Kristallgitters bei Gitterfehlanpassungen verringern. Ferner lässt sich ein ungehinderter Fluss von Ladungsträgern auch in den Fällen sicherstellen, bei denen durch einen sprunghaften Heteroübergang die Bewegung von Ladungs- trägern ersten Leitungstyps aus dem zweiten Basisbereich in den Zwischenba- sisbereich durch einen Bandkantensprung behindert wird.

In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die fünfte Halbleiterregion mit einer höheren Dotierstoffkonzentration als die erste Halbleiterregion ausge- führt. Da sich durch einen hochdotierten Zwischenbasisbereich das transiente Verhalten verbessern lässt, wird bei dem Ersetzen eines Transistors mit einem niedrigen Dotierstoffniveau im Kollektor der Zwischenbasisbereich höher dotiert als der Kollektor und hierdurch insbesondere ein hohes Johnson-Produkt von hochsperrenden Tetroden erzielt.

In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die fünfte Halbleiterregion mit einer vergleichbaren Dotierstoffkonzentration wie die erste Halbleiterregion aus- geführt, d. h. der Zwischenbasisbereich wiest eine mit dem Kollektor vergleichbare hohe Dotierstoffkonzentration auf. Hierdurch lässt sich ein besonders hohes John- son-Produkt von Hochfrequenz-Tetroden erzielen.

In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die fünfte Halbleiterregion in n-dotiertem Si und die vierte Halbleiterregion in p-dotiertem SiGe ausgeführt.

Durch die Kompatibilität zur Silizium-Technologie ist diese Weiterbildung unter anderem besonders kostengünstig und einfach umzusetzen. Zudem wird eine schaltungstechnische Kombination mit Standard-MOSFET-Transistoren ermög- licht.

Durch das Verfahren lassen sich neuartige Mehrschichtbauelemente, insbesonde- re Tedroden, erzeugen, mit einer ersten Anzahl von Halbleiterschichten eines er- sten Leitungstyps und einer zweiten Anzahl von Halbleiterschichten eines zwei- ten, dem ersten entgegen gesetzten Leitungstyps. Dabei ist die erste Anzahl größer ist als die Zahl eins, und die zweite Anzahl ist um eines größer als die er- ste Anzahl. Jede Halbleiterschicht des ersten Leitungstyps grenzt an zwei der Halbleiterschichten des zweiten Leitungstyps.

Eine erste Halbleiterschicht der zweiten Anzahl, die an zwei Halbleiterschichten der ersten Anzahl grenzt, besteht aus einem ersten Halbleitermaterial. Eine an die- se erste Halbleiterschicht grenzende zweite Halbleiterschicht der ersten Anzahl besteht aus einem zweiten Halbleitermaterial. Dabei ist die erste Halbleiterschicht vom zweiten Leitungstyp und die erste Halbleiterschicht vom ersten Leitungstyp.

Erfindungsgemäß weist die erste Halbleiterschicht eine homogene Dotierstoff- verteilung auf und der Wert der Energielücke in dem zweiten Halbleitermaterial ist um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner, als der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial. Unter der homoge- nen Dotierung der ersten Halbleiterschicht wird verstanden, dass die Dotierstoff- konzentration in dieser Schicht um weniger als zwei Zehnerpotenzen, vorzugswei- se um weniger als eine Zehnerpotenz abweicht.

Nachfolgend werden auch Mehrschichtbauelemente, bei denen die erste Anzahl größer ist als die Zahl zwei, als"Tetroden"bezeichnet. Durch einen Übergang von

einer ersten Tetrode mit einer ersten Anzahl von zwei zu einer zweiten Tetrode mit einer ersten Anzahl größer als zwei werden Mehrschichtbauelement mit geänder- ten elektrischen Kenngrößen, insbesondere mit einer erhöhten die Early-Spannung Va sowie einer vergrößerten Leistungsverstärkung, erzielt.

Eine erste der beiden an genau eine Halbleiterschicht des ersten Leitungstyps grenzenden Halbleiterschichten einer Tetrode wird nachfolgend als"Emitterbe- reich", die andere der beiden an genau eine Halbleiterschicht des ersten Lei- tungstyps grenzenden Halbleiterschichten als"Kollektorbereich"der Tetrode be- zeichnet. Die Halbleiterschichten des zweiten Leitungstyps einer Tetrode werden im Folgenden als"Basisbereiche"und die Halbleiterschichten des ersten Lei- tungstyps, die zwischen zwei Basisbereichen angeordnet sind, als"Zwischenba- sisbereiche"bezeichnet.

Für den Betrieb einer Tetrode werden in allgemeinen mindestens der Kollektor- bereich, die Basisbereiche und der Emitterbereich elektrisch kontaktiert. In einer anderen Ausführungsform der Erfindung weisen einzelne oder alle Zwischenba- sisbereiche elektrische Kontakte auf. Hierdurch lässt sich eine mögliche Schwin- gungsneigung unterdrücken.

Das Potential, das sich in einem unkontaktierten Zwischenbasisbereich einstellt, hängt einerseits vom Kollektorstrom ab, bestimmt aber andererseits den Kollektor- strom mit. Aufgrund der endlichen Lauf-und Ladezeiten reagiert das Potential im Zwischenbasisbereich verzögert auf Änderungen des Kollektorstromes, genauso, wie sich der Kollektorstrom erst zeitversetzt auf eine Potentialänderung im Zwi- schenbasisbereich anpasst. Hierdurch ergibt sich ein Regelkreis mit einer Zeitkon- stante. Einzelne Ausführungsformen neigen unterhalb der Zeitkonstante zum Schwingen. Über eine Festlegung der Spannung in dem Zwischenbasisbereich mittels eines elektrischen Kontaktes lässt sich diese Schwingungsneigung unter- drücken.

In einer anderen Ausführungsform von Tetroden weisen alle kontaktierten Halb- leiterschichten eine zur Vorderseite eines Halbleiterkörpers anschließbare elek- trische Kontaktierung auf. Als Vorderseite wird beispielsweise die Seite eines Wafers angesehen, die die Kontaktflächen für Anschlüsse der Bauelemente auf- weist. Durch die Vorderseitenkontaktierung werden bei den Tetroden mit relativ dünnen Halbleiterbereichen niedrige Anschlusswiderstände erreicht, so dass sich

insbesondere das für den Hochfrequenzbereich wichtige transiente Verhalten verbessert.

In einer anderen Ausführungsform von Tetroden weist die unterste Halbleiterschicht eine von der Rückseite des Halbleiterkörpers her erfolgende Kontaktierung auf.

Hierdurch lässt sich das Substratmaterial zur Erzielung einer hohen Spannungsfe- stigkeit der Tetroden als Kollektor-Driftzone nutzen. Ferner lassen sich Bauele- mente mit hoher Stromtragfähigkeit platzsparend anschließen, so dass die Ausfüh- rungsform vor allem in den Bereichen hoher Spannung und hoher Ströme vorteil- haft ist.

Die Tetroden lassen sich insbesondere als hochsperrendes aktives Bauelement verwenden. In einem Spannungsbereich, in dem das transiente Verhalten eines Transistors von der Laufzeit durch die Basis-Kollektor-Raumiadungszone bestimmt wird, lässt sich beispielsweise mittels einer zweistufigen Tetrode ein etwa 1,5- bis 3-faches Johnson-Produkt eines hochsperrenden Transistors erreichen. Wäh- rend die Sperrfähigkeit einer zweistufigen Tetrode drei-bis zehnmal so hoch ist wie die eines Transistors vergleichbarer Kollektordotierung, verhält sich die Transitfre- quenz fT umgekehrt proportional zur Wurzel der Basis-Kollektor-Spannung, so dass sich durch ein Ersetzen eines hochsperrenden Transistors durch eine zwei- stufige Tetrode das Johnson-Produkt um einen Faktor+/3 bis fi erhöhen lässt.

Typische Anwendungsgebiete hochsperrender Tetroden umfassen aktive Ele- mente in Schaltnetzteilen sowie die Ansteuerung piezoelektrischer Aktoren in Druckköpfen, Mikrodosierpumpen oder Lautsprechern. In Schaltnetzteilen lassen sich durch Verwendung von Tetroden insbesondere die Schaltverluste deutlich verringern.

Bei einer integrierten Schaltung lässt sich bei der Ansteuerung piezoelektrischer Aktoren im Spannungsbereich von beispielsweise 200 V mittels des Ersetzens der bisher verwendeten Halbleiterbauelemente durch Tetroden die Kollektor- Schichtdicke reduzieren. Hierdurch lässt sich die Packungsdichte innerhalb der integrierten Schaltung erhöhen und eine erhebliche Kostenreduzierung errei- chen.

Eine Tetrode lässt sich ferner vorteilhaft als hochfrequenztaugliches aktives Bau- element verwenden. In einem Frequenzbereich, in dem das transiente Verhalten

eines Transistors merklich durch den Miller-Effekt beeinflusst wird, lässt sich, auf- grund des höheren erzielbaren Spannungshubes AUc und der Vermeidung des Miller-Effektes mittels einer zweistufigen Tetrode ein 3-bis 10-faches Johnson- Produkt im Vergleich mit einem Transistor erreichen. Typische Anwendungen hochfrequenztauglicher Tetroden liegen beispielsweise in der Mobilkommunikation sowie in der Signalaufbereitung und der Ansteuerung optischer Modulatoren für die Datenübertragung in faseroptischen Netzen.

Ferner lässt sich unter Verwendung von Tetroden anstelle von Transistoren eine höhere Leistungsverstärkung pro Verstärkerstufe erreichen und hierdurch die An- zahl an Verstärkerstufen und die Ruhestromaufnahme verringern. Bei mobilen Anwendungen wie Handys und Notebooks lassen sich hiernach die Ladeintervalle der Energieträger, insbesondere von Akkumulatoren, erheblich vergrößern.

Während im unteren Hochfrequenzbereich im Bereich von wenigen GHz oder unterhalb einem GHz kostengünstige, ausgereifte und einfache Herstellungsver- fahren für integrierte Schaltungen zur Verfügung stehen, ist für Anwendungen in Frequenzbereichen oberhalb des X-Bandes häufig ein Übergang zu anderen, weniger kostengünstigen und in der Prozessierung aufwendigeren Halbleiterma- terialsystemen wie beispielsweise GaAs nötig. Durch den Einsatz von Tetroden wird der mit einem gegebenen Halbleitermaterialsystem, insbesondere mit Silizi- um, zugängliche Frequenzbereich erweitert. Hierdurch werden die Herstellungs- kosten für Einrichtungen zur Signalaufbereitung in hohen Frequenzbereichen er- heblich reduziert.

Bei der Datenübertragung in Glasfasernetzen werden durch Trägerfrequenzen von typischerweise etwa 200 THz hohe Modulationsraten ermöglicht. Oberhalb einer Datenrate von etwa 10 Gb/s wird hierbei auf den Strahl einer kontinuierlich betriebenen Laserdiode durch einen nachgeschalteten optischen Modulator ein Signal aufgeprägt. Als optische Modulatoren dienen insbesondere Mach- Zehnder-Interferometer, die Steuerspannungen von bis zu etwa 10 V erfordem.

Anders als mit den bekannten Halbleiterbauelementen können vermittels Tetro- den hochfrequente Ansteuersignale im benötigten Spannungsbereich auf einfa- che und kostengünstige Weise zur Verfügung gestellt werden.

Eine mögliche Schaltung, die ebenfalls Gegenstand der Erfindung ist, ist eine Hochfrequenz-Kaskodenschaltung. Unter Hochfrequenz wird dabei vorzugsweise

verstanden, dass das transiente Verhalten in diesem Hochfrequenzbereich we- sentlich durch den Miller-Effekt beeinflusst wird Diese Hochfrequenz- Kaskodenschaltung weist einen ersten Transistor, der in Basisschaltung betrie- ben ist, und einen zweiten Transistor, der in Emitterschaltung betrieben ist, auf.

Dabei bilden der Emitter des zweiten Transistors und der Kollektor des ersten Transistors einen durchgehenden Zwischenbasisbereich, der daher nicht durch Metallisierungen getrennt ist. Der Basis-Zwischenbasis-Übergang des ersten Transistors ist ein Hetero-Übergang, zwischen zwei Halbleitermaterialien mit un- terschiedlicher Bandlücke, die eine Reduzierung der Wirkung des parasitären Transistors ermöglicht. Der Zwischenbasisbereich ist dabei homogen dotiert.

Unter der homogenen Dotierung des Zwischenbasisbereiches wird verstanden, dass die Dotierstoffkonzentration in diesem Bereich um weniger als zwei Zehner- potenzen, vorzugsweise um weniger als eine Zehnerpotenz abweicht.

In einer vorteilhaften Weiterbildungen dieser Hochfrequenz-Kaskodenschaltung der Erfindung ist die Dotierstoffkonzentration spezifiziert, indem der Zwischenba- sisbereich eine Dotierstoffkonzentration von mindestens 1-10"cm-3 vorzugs- weise mehr als 5-10"cm-3 aufweist. Durch die homogene Dotierung kann der Zwischenbasisbereich, der den Kollektor des ersten Transistors bildet an be- stimmte Hochfrequenzeigenschaften dieses Transistors besser angepasst wer- den.

Weiterhin kann die Hochfrequenzcharakteristik der Hochfrequenz-Kaskoden- schaltung der Erfindung verbessert werden, indem in einer bevorzugten Weiter- bildung der Erfindung der Zwischenbasisbereich eine Dicke von weniger als 200nm, vorzugsweise von weniger als 100nm aufweist. Mit abnehmender Dicke können die Hochfrequenzeigenschaften verbessert werden. Dies ist insbesonde- re deshalb möglich, da ein hochdotiertes Gebiet zusätzlich zur erfindungsgemä- ßen homogen dotierten Zwischenbasis nicht benötigt wird.

Ein weiterer Aspekt der Erfindung ist zudem ein Verfahren zur Herstellung eines Mehrschichtbauelement, dass die folgenden Herstellungsschritte aufweist. Es werden eine erste Anzahl von Halbleiterschichten eines ersten Leitungstyps und eine zweite Anzahl von Halbleiterschichten eines zweiten Leitungstyps erzeugt.

Zwar können grundsätzlich mehrere Halbleiterschichten eines Leitungstyps gleichzeitig, beispielsweise mit einer einzigen Implantation erzeugt werden, vor-

zugsweise werden jedoch Halbleiterschichten des ersten und des zweiten Lei- tungstyps einander abwechselnd erzeugt, beispielsweise epitaktisch aufgebracht.

Erfindungsgemäß ist die erste Anzahl größer als die Zahl eins und die zweite An- zahl um eins größer ist als die erste Anzahl. Jede Halbleiterschicht des ersten Leitungstyps wird derart hergestellt, dass diese an zwei der Halbleiterschichten des zweiten Leitungstyps grenzt. Es wird dabei eine erste Halbleiterschicht des zweiten Leitungstyps aus einem ersten Halbleitermaterial erzeugt, die an zwei Halbleiterschichten des ersten Leitungstyps grenzt. Zudem wird eine, an die erste Halbleiterschicht grenzende zweite Halbleiterschicht aus einem zweiten Halblei- termaterial erzeugt, dessen Wert der Energielücke um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist, als der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial. In der ersten Halbleiterschicht wird ein Dotier- stoff homogen verteilt.

Die Erfindung soll nachfolgend im Zusammenhang mit mehreren schematisierten Zeichnungen erläutert werden. Hierbei wird in der Fig. 1 das Verfahren gemäß Anspruch 1 dargestellt und anhand der Figuren 2a und 2b die Unterdrückung des parasitären Transistor bei dem Verfahren erläutert. Mit Hilfe der Figuren 3a bis 3d wird das Verfahren mit dem Stand der Technik verglichen. Schließlich werden anhand der Fig. 4a einzelne Vorteile einer Hochfrequenz-Tetrode und anhand der Fig. 4b einzelne Vorteile einer Leistungs-Tetrode besprochen.

Im Einzelnen zeigt Fig. 1 das grundlegende Verfahren anhand von einzelnen Schichtfolgen ; Fig. 2a den Verlauf der Materialzusammensetzung in Teilen zweier Tetroden ; Fig. 2bdie aus Fig. 2a folgenden Bandschemata im aktiven Vorwärtsbetrieb ; Fig. 3a einen schematisierten Querschnitt durch eine vertikal integrierte Kasko- denstruktur gemäß D2 ; Fig. 3b das Ersatzschaltbild der vertikal integrierten Kaskodenstruktur aus Fig. 3a ; Fig. 3c einen schematisierten Querschnitt durch eine zweistufige Tetrode ; Fig. 3d das Ersatzschaltbild der Tetrode aus Fig. 3c ; Fig. 4a einen schematisierten Querschnitt durch eine Hochfrequenz-Tetrode ; und Fig. 4b einen schematisierten Querschnitt durch eine Leistungs-Tetrode.

Aktive Bipolarbauelemente sind unter anderem die Bipolartransistoren in den Ty- pen npn und pnp, im Folgenden als Transistoren bezeichnet. Wichtig zur Cha- rakterisierung von aktiven Bauelementen wie beispielsweise den Transistoren sind elektrischen Kenngrößen für den Kleinsignalbetrieb, wie die Stromverstär- kung ß und die Early-Spannung Va. Hierbei ist die Stromverstärkung ß ist umge- kehrt proportional zur Gummeizahl GB, dem Dotierstoffintegral über die nicht- ausgeräumte Basis. Durch eine Erhöhung der Basis-Kollektor-Spannung wird die nicht-ausgeräumte Basis verkleinert und die Stromverstärkung 3 erhöht. Die re- lative Änderung der Stromverstärkung ß um so größer, je größer die Stromver- stärkung ß ist, so dass das Produkt aus der Early-Spannung Va und der Strom- verstärkung ß begrenzt ist.

Wichtig bei Verwendung aktiver Bipolarbauelemente als Verstärkerelemente oder Schalter sind ferner das transiente Verhalten und die Sperrfähigkeit. Eine Kenn- größe zur Charakterisierung des transienten Verhaltens ist die Transitfrequenz fT.

Der am Kollektor erzielbare Spannungshub AUc stellt eine Kenngröße für die Sperrfähigkeit dar, die umgekehrt proportional zur Höhe der Kollektordotierung ist.

Bei hochsperrenden Transistoren wird das transiente Verhalten vor allem von der Kollektor-Laufzeit bestimmt. Hierbei durchqueren die Ladungsträger eine gesperrte Raumiadungszone mit Sättigungsgeschwindigkeit, so dass die Kollektor-Laufzeit bei der maximalen Kollektorspannung umgekehrt proportional zur Höhe der Kol- lektordotierung ist. Im Hochfrequenzbereich wird das transiente Verhalten von der Basis-Laufzeit und der Basis-Ladezeit bestimmt. Bei einer Signalübertragung wird die Basis-Emitter-Kapazität umgeladen. Die Umladung erfolgt um so schneller, je höher die Stromdichte ist. Hierdurch wächst die Transitfrequenz fT zunächst mit steigendem Kollektorstrom an. Wird die Dichte der beweglichen Ladungsträger in der Kollektor-Driftzone vergleichbar mit der Ladungsdichte der lonenrümpfe, erhöht sich die wirksame Basisweite (Kirk-Effekt). Hierdurch wird die Basis-Laufzeit ver- größert und die Transitfrequenz fT sinkt bei hohen Stromdichten wieder ab. Ferner ist die Stromdichte bei einsetzendem Kirk-Effekt proportional und die Basis-Lade- zeit umgekehrt proportional zur Höhe der Kollektordotierung. Auch unter Vernach- lässigung von Basis-Lauf-und Ladezeit ergibt sich aufgrund der Laufzeit durch die Basis-Kollektor-Raumladungszone eine materialabhängige Obergrenze des John- son-Produkts, d. h., dem Produkt aus Transitfrequenz fTund Spannungshub AUc.

Bei Hetero-Bipolartransistoren (HBT) werden die elektrischen Eigenschaften ins- besondere die Hochfrequenzeigenschaften mittels Hetero-Übergängen verbes- sert. Als Heteroübergang wird nachfolgend ein Übergang von einem ersten Halbleiterbereich eines ersten Halbleitermaterials zu einem zweiten Halbleiterbe- reich eines zweiten Halbleitermaterials bezeichnet. Hierbei kann der Übergang sowohl abrupt, d. h. in einem sprunghaften Wechsel zwischen dem ersten und dem zweiten Halbleitermaterial erfolgen, als auch abgestuft oder stetig ausge- führt sein, indem die Zusammensetzung in einem Übergangsbereich (Mischbe- reich) des Halbleitermaterials in Stufen oder stetig variiert.

Ein Heteroübergang eines Hetero-Bipolartransistoren zwischen Basis und Kollektor ermöglicht es, dass der Kollektorstrom eines Transistors proportional zur intrinsi- schen Ladungsträgerkonzentration in der Basis ist, während die intrinsische La- dungsträgerkonzentration in dem Halbleiter exponentiell mit einem sinkenden Wert der Bandlücke ansteigt. Durch eine Verringerung der Bandlücke in der Basis eines Transistors wird hiernach der Kollektorstrom und mithin die Stromverstärkung ß er- höht. Gleichzeitig hängt die Sperrfähigkeit einer Transistors unter anderem von der Durchbruchfeldstärke in der Kollektor-Driftzone ab, die näherungsweise proportio- nal zur Quadratwurzel aus der dritten Potenz des Wertes der Bandlücke im Kol- lektor ist. Hiernach lässt sich durch einen kleineren Wert der Bandlücke in der Ba- sis als im Kollektor eine hohe Sperrfähigkeit mit einer hohen Stromdichte, und mit einer hohen Transiffrequenz fT, die oberhalb von mehreren GHz liegt, verbinden.

Ein kleinerer Wert der Bandlücke in der Basis als im Kollektor lässt sich insbeson- dere mit Hilfe eines Heteroüberganges zwischen der Basis und dem Kollektor er- zielen.

In einem Hetero-Bipolartransistoren (HBT) mit einem Heteroübergang zwischen Basis und Emitter liegt im aktiven Vorwärtsbetrieb die Kante des Bandes, das im Emitter die Majoritäts-Ladungsträger führt, in Basis und Emitter bei vergleichbaren Energien. Bei unterschiedlichen Werten der Bandlücke in der Basis und im Emitter liegt die Kante des Bandes, das in der Basis die Majoritäts-Ladungsträger führt, in Basis und Emitter bei unterschiedlichen Energien. Wird insbesondere der Wert der Energielücke in der Basis kleiner als im Emitter gewählt, so wird im aktiven Vor- wärtsbetrieb des Transistors die Bewegung von Basis-Majoritätsladungsträgern in den Emitter mittels einer Energiebarriere unterdrückt, der Basisstrom verringert

und die Stromverstärkung ß erhöht. Ein kleinerer Wert der Bandlücke in der Basis als im Emitter kann insbesondere mit Hilfe eines Heteroüberganges zwischen der Basis und dem Emitter erzielt werden.

Die Basis-Laufzeit lässt sich durch ein quasi-elektrisches Feld reduzieren, indem in einem nicht-ausgeräumten Halbleiterbereich mit einem ortsunabhängigen elektro- chemischen Potential und einer ortsunabhängigen Kante des Majoritätsladungs- trägerbandes eine räumliche Änderung der Energielücke zu einer Bandkantennei- gung im Minoritätsladungsträgerband führt. Hierdurch erfahren die Minoritätsla- dungsträger auch im nicht-ausgeräumten Halbleiterbereich ein als quasi-elektrisch bezeichnetes, beschleunigendes Feld, so dass die Basis-Laufzeit verringert und die Transitfrequenz fT erhöht wird.

Des Weiteren lassen sich die elektrischem Eigenschaften aktiver Halbleiterbau- elemente verbessern, indem ein einzelner Transistor in Emitterschaltung mit ei- ner resistiven Last am Kollektor ersetzt wird durch eine-diskret aufgebaute oder lateral integrierte-Kaskodenschaltung aus einem angesteuerten Transistor in Emitterschaltung und einem Hilfstransistor in Basisschaltung. Hierbei speist der Hilfstransistor die resistive Last. Aufgrund des niedrigen Eingangswiderstandes des Hilfstransistors erfährt der angesteuerte Transistor nur einen geringen Span- nungshub AUc, so dass die Kaskodenschaltung bei der selben Stromverstärkung ß wie der des angesteuerten Transistors eine höhere Early-Spannung Va auf- weist und der angesteuerte Transistor niedersperrend und schnell ausgeführt werden kann. Zur Stromverstärkung wird ein Transistor meist in Emitterschaltung betrieben. Demgegenüber ist die Sperrfähigkeit in Basisschaltung typischerweise dreimal bis zehnmal so hoch. Durch Kaskodieren eines Transistors als Hilfstran- sistor mit einem niedersperrenden angesteuerten Transistor werden hiernach der erzielbare Spannungshub AUc und das Johnson-Produkt erhöht. Weiterhin wird durch den Übergang zu der Kaskodenschaltung der Miller-Effekt reduziert und die Transitfrequenz fT erhöht. Hierdurch lassen sich Frequenzen im Bereich von mehreren GHz erzielen.

Wichtig für die Verwendung aktiver Bauelemente ist ferner die erzielbare Lei- stungsverstärkung. Während der angesteuerte Transistor einer Kaskodenschal- tung zur Stromverstärkung verwendet wird, dient der Hilfstransistor als Impedan-

wandler zur Spannungsverstärkung. Die mit Hilfe der Kaskodenschaltung er- zielte Leistungsverstärkung berechnet sich als Produkt der Leistungsverstärkun- gen des angesteuerten Transistors und des Hilfstransistors.

Fig. 1 zeigt die Schichtfolge eines bekannten Transistors T1. Der Transistor T1 weist eine n-dotierte Kollektorschicht 1, eine an die Kollektorschicht 1 grenzende p- dotierte Basisschicht 2 und eine an die Basisschicht 2 grenzende n-dotierte Emit- terschicht 3 auf.

Ferner zeigt Fig. 1 die Schichtfolge einer zweistufigen Tetrode T2. Die Tetrode T2 wird durch einmalige Anwendung des Verfahrens aus dem Transistor T1 erzeugt und umfasst eine n-dotierte Kollektorschicht 4, eine an die Kollektorschicht 4 an- grenzende p-dotierte erste Basisschicht 5 eines ersten Halbleitermaterials, eine an die erste Basisschicht 5 angrenzende n-dotierte Zwischenbasisschicht 6 eines zweiten Halbleitermaterials, eine an die Zwischenbasisschicht 6 angrenzende p- dotierte zweite Basisschicht 7 und eine an die zweite Basisschicht 7 angrenzende n-dotierte Emitterschicht 8. Zwischen der ersten Basisschicht 5 und der Zwischen- basisschicht 6 liegt ein Heteroübergang 9. Das erste Halbleitermaterial und das zweite Halbleitermaterial erfüllen die Bedingung, dass der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist als der Wert der Energielücke im zweiten Halbleitermate- rial.

In der Abbildung der Schichtfolge der Tetrode T2 ist eine Schnittlinie AA'einge- zeichnet. Die Schnittlinie M'verläuft durch einen Teil der Zwischenbasisschicht 6, durch die erste Basisschicht 5 und durch einen Teil der Kollektorschicht 4. Entlang der Schnittlinie AA'kennzeichnet die Bezugsziffer 50 die Grenze zwischen der er- sten Basisschicht 5 und der Zwischenbasisschicht 6 und die Bezugsziffer 51 die Grenze zwischen der Kollektorschicht 4 und der ersten Basisschicht 5.

Schließlich zeigt Fig. 1 die Schichtfolge einer mehrstufigen Tetrode T3. Die Te- trode T3 wird durch mehrmalige Anwendung des Verfahrens auf den Transi- stor T1 erzeugt und umfasst eine Kollektorschicht C vom n-Leitungstyp und eine Emitterschicht E vom n-Leitungstyp, zwischen denen sich eine Anordnung von r

Zwischenbasisschichten vom n-Leitungstyp Z1,..., Zr und r+1 Basisschichten B1, ..., Bs vom p-Leitungstyp befindet, wobei jede Schicht vom p-Leitungstyp an ge- nau zwei Schichten vom n-Leitungstyp grenzt. Zwischen je einer ersten, an zwei Schichten vom p-Leitungstyp grenzenden Schicht und der nach unten angren- zenden zweiten Schicht liegt ein Heteroübergang H1,..., Hr. Je ein drittes Mate- rial der ersten Schicht und ein viertes Material der zweiten Schicht erfüllen, dass der Wert der Energielücke in dem vierten Material um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist als im dritten Material.

In Fig. 2a und Fig. 2b werden die Verläufe einzelner Kenngrößen entlang von Schnitten durch zwei Ausführungsformen einer zweistufigen Tetrode mit einem Kollektor vom n-Leitungstyp dargestellt. Hierbei ist waagrecht die Ortskoordinate entlang der Schnittlinie AA'aus der Abbildung der Schichtfolge der Tetrode T2 der Fig. 1 aufgetragen. Durch die Bezugsziffer Aa wird der Wert der Ortskoordinate am Punkt A markiert. Durch die Bezugsziffer 50a wird der Wert der Ortskoordinate an der Grenze 50 zwischen der ersten Basisschicht 5 und der Zwischenbasisschicht 6 entlang der Schnittlinie M'gekennzeichnet. Durch die Bezugsziffer 51a wird der Wert der Ortskoordinate an der Grenze 51 zwischen der ersten Basisschicht 5 und der Kollektorschicht 4 entlang der Schnittlinie AA'aufgezeigt. Durch die Bezugszif- fer Aa'wird der Wert der Ortskoordinate am Punkt A'markiert. Der Ordinatenab- schnitt 6a zwischen Aa und 50a umfasst Ortskoordinaten von Punkten aus der Zwi- schenbasisschicht 6 und wird als Zwischenbasisabschnitt 6a bezeichnet. Der Ordi- natenabschnitt 5a zwischen 50a und 51 a umfasst Ortskoordinaten von Punkten aus der ersten Basisschicht 5 und wird als erster Basisabschnitt 5a bezeichnet. Der Or- dinatenabschnitt 4a zwischen 51a und Aa'umfasst Ortskoordinaten von Punkten aus der Kollektorschicht 4 und wird als Kollektorabschnitt 4a bezeichnet.

Die in Fig. 2a und Fig. 2b betrachteten Ausführungsformen der Tetrode sind aus Mischkristallen S, T1-, eines ersten Halbleitermaterials S und eines zweiten Halb- leitermaterials T aufgebaut. Hierbei gibt die Variable x das ortsabhängige Mi- schungsverhältnis an. In dem Halbleitermaterial S liegt sowohl die Leitungsband- kante deutlich höher, als auch die Valenzbandkante deutlich tiefer als in dem Halbleitermaterial T. Beispiele zueinander gitterangepasster derartiger Material- paare (S, T), die sich leicht in beliebiger Zusammensetzung Sl, Tx epitaktisch ab- scheiden lassen und zu denen geeignete Substrate kommerziell erhältlich sind,

umfassen unter anderem (Alo. aano. s2As, Gao, 4Ino. 53As), (AIo. SZIno. 48P, Gao, szno. aaP), (Gao. 521no. P, GaAs), (InP, Ga04, 1n053As) und (AlAs, GaAs).

Im Einzelnen ist in Fig. 2a das Mischungsverhältnis x und in Fig. 2b die Energie der Bandkanten gegen die Ortskoordinate entlang der Schnittlinie AA'aufgetragen.

In Fig. 2a ist als durchgezogene Linie ein erster Verlauf 54 des Mischungsverhält- nisses x zu einer ersten Ausführungsform der Tetrode dargestellt. Bei dem ersten Verlauf 54 hat das Mischungsverhältnis x in dem Zwischenbasisabschnitt 6a den Wert 1, bei dem Wert 50a der Ortskoordinate springt der Wert des Mischungsver- hältnisses x auf einen Konzentrationsparameter k. In dem ersten Basisabschnitt 5a sinkt das Mischungsverhältnis x, beispielsweise linear, auf Null ab und im Kollekto- rabschnitt 4a steigt es stetig auf den Wert 1 im Inneren des Kollektorabschnittes 4a an. Eine Tetrode, deren Halbleiter-Materialzusammensetzung durch den ersten Verlauf 54 des Mischungsverhältnisses x beschrieben wird, besteht hiernach bei- spielsweise in der Zwischenbasisschicht 6 zwischen den Punkten A und 50 aus dem Halbleitermaterial S, während an dem Heteroübergang 9 das Halbleitermate- rial von dem Halbleitermaterial S auf der Seite der Zwischenbasisschicht 6 abrupt zu dem Halbleitermaterial SkT1 k auf der Seite der ersten Basisschicht 5 wechselt.

Ein zweiter Verlauf 55 des Mischungsverhältnisses x zu einer zweiten Ausfüh- rungsform der Tetrode ist, wo er von dem ersten Verlauf 54 abweicht, gestrichelt wiedergegeben. Bei dem zweiten Verlauf 55 geht der Wert des Mischungsverhält- nisses x bei dem Wert 51a der Ortskoordinate sprunghaft von Null auf 1 über.

In Fig. 2b werden die Bandkantenverläufe im aktiven Vorwärtsbetrieb der ersten und der zweiten Ausführungsform der Tetrode gezeigt. Bezugszeichen 56 kenn- zeichnet den mit einer durchgezogenen Linie wiedergegebenen Verlauf der Lei- tungsbandkante und Bezugszeichen 58 den mit einer durchgezogenen Linie wie- dergegebenen Verlauf der Valenzbandkante zu dem ersten Verlauf 54 des Halbleitermaterials. In dem Zwischenbasisabschnitt 6a ist der Energiewert der Leitungsbandkante 56 ortsunabhängig. In dem ersten Basisabschnitt 5a sinkt der Energiewert der Leitungsbandkante 56 ab, beispielsweise linear mit einem Ge- fälle, das proportional zu dem Konzentrationsparameter k ist. Bei dem Wert 51 a der Ortskoordinate ist der Verlauf der Leitungsbandkante 56 stetig, um im Kollek- torabschnitt 4a zunächst abzufallen und schließlich in einen ortsunabhängigen

Verlauf überzugehen. Der Verlauf der Valenzbandkante 58 weicht von dem Ver- lauf der Leitungsbandkante 56 vor allem durch einen Sprung nach oben von dem Zwischenbasisabschnitt 6a zu dem ersten Basisabschnitt 5a ab. Der bei dem Wert 50a der Ortskoordinate sprunghafte Verlauf der Valenzbandkante 58 wird durch den Heteroübergang 9 zwischen dem Zwischenbasisschicht 5 und der er- sten Basisschicht 5 der Tetrode erzeugt. Gestrichelt wiedergegeben ist, wo er von dem Verlauf der Leitungsbandkante 56 abweicht, der Verlauf der Leitungs- bandkante 57, und, wo er von dem Verlauf der Valenzbandkante 58 abweicht, der Verlauf der Valenzbandkante 59 zu dem zweiten Verlauf 55 des Halbleiter- materials. Der Verlauf der Leitungsbandkante 57 weist, abweichend von dem Verlauf der Leitungsbandkante 56, eine Stufe nach oben von dem ersten Ba- sisabschnitt 5a zu dem Kollektorabschnitt 4a auf, um im Inneren des Kollektorab- schnittes 4a in den Verlauf der Leistungsbandkante 56 einzumünden. Der Verlauf der Valenzbandkante 59 weist, abweichend von dem Verlauf der Valenzband- kante 58, eine Stufe unten von dem ersten Basisabschnitt 5a zu dem Kollekto- rabschnitt 4a auf, um im Inneren des Kollektorabschnittes 4a in den Verlauf der Valenzbandkante 58 einzumünden.

Ein Kollektorstrom der Tetrode entspricht in Fig. 2b hauptsächlich einer Elektronen- bewegung von links nach rechts, während eine Löcher-Drift von rechts nach links gerichtet ist. Durch das Gefälle in den Leitungsbandkanten 56,57, das proportio- nal zum Wert des Konzentrationsparameters k ist, wird in dem ersten Basisab- schnitt 5a ein die Elektronen auf den Kollektorabschnitt 4a hin beschleunigendes quasi-elektrisches Feld hervorgerufen. Hierdurch wird die Transitfrequenz fT der betrachteten Ausführungsformen von Tetroden erhöht.

Die Elektronen oberhalb der Leitungsbandkanten 56,57 können sich weitgehend ungehindert von dem Zwischenbasisabschnitt 6a in den ersten Basisabschnitt 5a bewegen. Die Löcher befinden sich in einem schmalen Energiebereich unterhalb der Valenzbandkanten 58,59, so dass bei dem Wert 50a der Ortskoordinate die Bewegung von Löchern aus dem ersten Basisabschnitt 5a in den Zwischenba- sisabschnitt 6a durch den sprunghaften Verlauf der Valenzbandkanten 58,59 er- schwert wird. Hierauf beruht die erfindungsgemäße Unterdrückung des parasitären Transistors mithilfe des Heteroüberganges 9 der Tetrode. Bei dem zweiten Ver- lauf 55 des Mischungsverhältnisses x zu der zweiten Ausführungsform der Tetrode

wird ferner bei dem Wert 51a der Ortskoordinate die Elektronenbewegung von dem ersten Basisabschnitt 5a in den Kollektorabschnitt 4a durch den Sprung in der Leitungsbandkante 57 behindert und der Kollektorstrom verringert. Hierdurch er- scheint, bei den relativen Bandlagen in den Halbleitermaterialien S und T, der erste Verlauf 54 gegenüber dem zweiten Verlauf 55 als vorteilhaft.

In Fig. 3a ist ein schematisierter Querschnitt durch eine aus D2 bekannte vertikal integrierte Kaskodenstruktur dargestellt. Die vertikal integrierte Kaskodenstruktur umfasst zunächst einen n-dotierten Kollektorbereich 10 mit einem rückseitigen Kollektor-Kontakt 11, einen auf dem Kollektorbereich 10 aufliegenden p-dotierten ersten Basisbereich 12 mit einem ersten Basis-Kontakt 13 und einen auf dem er- sten Basisbereich 12 aufliegenden n-dotierten Zwischenbasisbereich. Der Zwi- schenbasisbereich bestehet aus einem an den ersten Basisbereich 12 angrenzen- den ersten Teilbereich 14 mit einer hohen Dotierstoffkonzentration und aus einem zweiten Teilbereich 15 mit einer niedrigen Dotierstoffkonzentration. Die vertikal in- tegrierte Kaskodenstruktur umfasst weiter einen teilweise auf dem Teilbereich 15 aufliegenden p-dotierten zweiten Basisbereich 16 mit einem zweiten Basis- Kontakt 17 sowie einen auf dem zweiten Basisbereich 16 aufliegenden n-dotierten Emitterbereich 18 mit einem Emitter-Kontakt 19. Die vertikal integrierte Kaskoden- struktur aus D2 enthält einen kollektorseitigen und einem emitterseitigen npn- Transistor und weist einen parasitären pnp-Transistor auf. Der kollektorseitige npn- Transistor wird gebildet von dem Kollektorbereich 10, dem ersten Basisbereich 12 und dem ersten Teilbereich 14 des Zwischenbasisbereichs, der emitterseitige npn- Transistor besteht aus dem zweiten Teilbereich 15 des Zwischenbasisbereichs, dem zweiten Basisbereich 16 und dem Emitterbereich 18, während der parasitäre pnp-Transistor den ersten Basisbereich 12, die beiden Teilbereiche 14,15 des Zwischenbasisbereichs und den zweiten Basisbereich 16 umfasst.

Wird der erste Teilbereich 14 des Zwischenbasisbereichs elektrisch als Emitter des kollektorseitigen npn-Transistors und der zweite Teilbereich 15 des Zwi- schenbasisbereichs als Kollektor des emitterseitigen npn-Transistors verwendet, ergibt sich das in Fig. 3b dargestellte Ersatzschaltbild. Der kollektorseitige npn- Transistor wird wiedergegeben durch einen Transistor Q1, der emitterseitige npn- Transistor durch einen Transistor Q2 und der parasitäre pnp-Transistor durch ei- nen Transistor Q3. Der Kollektor des Transistors Q2 ist mit der Basis des Transi-

stors Q3 und dem Emitter des Transistors Q1 verbunden, der Emitter des Transi- stors Q3 mit der Basis des Transistors Q1 und der Kollektor des Transistors Q3 mit der Basis des Transistors Q2.

Ein aus den Transistoren Q1 und Q2 bestehender Schaltungsteil des Ersatzschalt- bildes der vertikal integrierten Kaskodenstruktur aus D2 ist hiernach das Ersatz- schaltbild eines Thyristors. Um die Kaskodenstruktur als Kaskode betreiben zu können, muss das Produkt ß, ß3 der Stromverstärkungen ß, des Transistors Q1 und , 83 des Transistors Q3 klein gemacht werden, vorzugsweise kleiner als eins. Span- nungsänderungen an der Basis des Transistors Q1 übertragen sich unmittelbar auf den Emitter des Transistors Q2. Um mit der Kaskodenstruktur bei Betrieb des Tran- sistors Q1 in Basisschaltung einen hohen Ausgangswiderstand zu erreichen, ist hiernach, vor allem bei einer niedrigen Stromverstärkung ß, des Transistors Q1, zur Versorgung der Basis des Transistors Q1 eine niederohmige Spannungsquelle nö- tig.

Ein Prinzip der in D2 offenbarten Anordnung ist, durch Erhöhen des Dotierstoffin- tegrals über die Teilbereiche 14,15 des Zwischenbasisbereichs das Produkt 81-, 63 der Stromverstärkungen der Transistoren Q1 und Q3 zu verringern. Nachteilig ist, dass hierdurch im Hochfrequenzbereich das Johnson-Produkt reduziert wird.

In Fig. 3c ist ein schematisierter Querschnitt durch eine Ausführungsform einer kontaktierten zweistufigen Tetrode dargestellt, aufgebaut aus einem n-dotierten Kollektorbereich 20 mit rückseitigem Kollektor-Kontakt 21, einem auf dem Kol- lektorbereich 20 aufliegenden p-dotierten ersten Basisbereich 22 aus einem fünften Halbleitermaterial mit einem ersten Basis-Kontakt 23, einem auf dem er- sten Basisbereich 22 aufliegenden n-dotierten Zwischenbasisbereich 25 aus ei- nem sechsten Halbleitermaterial, einem teilweise auf dem Zwischenbasisbe- reich 25 aufliegenden p-dotierten zweiten Basisbereich 26 mit einem zweiten Ba- sis-Kontakt 27 sowie einem auf dem zweiten Basisbereich 26 aufliegenden n- dotierten Emitterbereich 28 mit einem Emitter-Kontakt 29. Zwischen dem ersten Basisbereich 22 und dem Zwischenbasisbereich 25 liegt ein Heteroübergang 24.

Im fünften Halbleitermaterial ist der Wert der Energielücke deutlich kleiner als im sechsten Halbleitermaterial. Im fünften Halbleitermaterial liegt die Valenzband- kante deutlich höher als im sechsten Halbleitermaterial.

Die in Fig. 3c im schematisierten Querschnitt gezeigte Tetrode ist eine vertikal in- tegrierte Kaskodenstruktur aus einem kollektorseitigen und einem emitterseitigen npn-Transistor und weist einen parasitären pnp-Transistor auf. Der kollektorseitige npn-Transistor wird gebildet von dem Kollektorbereich 20, dem ersten Basisbe- reich 22 und dem Zwischenbasisbereich 25, der emitterseitige npn-Transistor be- steht aus dem Zwischenbasisbereich 25, dem zweiten Basisbereich 26 und dem Emitterbereich 28, während der parasitäre pnp-Transistor den ersten Basisbe- reich 22, den Zwischenbasisbereich 25 und den zweiten Basisbereich 26 umfasst.

Nachfolgend wird der Zwischenbasisbereich 25 als Emitter des kollektorseitigen und als Kollektor des emitterseitigen npn-Transistors aufgefasst und der erste Ba- sisbereich 22 als Emitter des parasitären pnp-Transistors. Der pn-Übergang zwi- schen dem ersten Basisbereich 22 und den Zwischenbasisbereich 25 dient hier- nach sowohl als Emitterdiode des kollektorseitigen npn-Transistors, als auch als Emitterdiode des parasitären pnp-Transistors. Elektronen, die aus dem Zwischen- basisbereich 25 in den ersten Basisbereich 22 fließen, tragen den Emitterstrom des kollektorseitigen npn-Transistors, Löcher hingegen, die aus dem ersten Basisbe- reich 22 in den Zwischenbasisbereich 25 fließen, den Emitterstrom des parasitären pnp-Transistors. Während eine Fluss von Elektronen aus dem Zwischenbasisbe- reich 25 in den ersten Basisbereich 22 durch den Heteroübergang 24 nicht einge- schränkt wird, wird ein entgegengesetzter Fluss von Löchern aufgrund der unter- schiedlichen energetischen Lagen der Valenzbandkanten in dem fünften und dem sechsten Halbleitermaterial unterdrückt.

Es ergibt sich das in Fig. 3d dargestellte Ersatzschaltbild. Der kollektorseitige npn- Transistor wird wiedergegeben durch einen Transistor Q4, der emitterseitige npn- Transistor durch eine Transistor Q5 und der parasitäre pnp-Transistor durch einen Transistor Q6. Der Kollektor des Transistors Q5 ist mit der Basis des Transistors Q6 und dem Emitter des Transitors Q4 verbunden, der Emitter des Transistors Q6 über eine geregelte Stromquelle 242 mit der Basis des Transistors Q4 und der Kollektor des Transistors Q6 mit der Basis des Transistors Q5. Der Strom über den pn-Übergang zwischen dem ersten Basisbereich 22 und den Zwischenbasisbe- reich 25 lässt sich aufteilen in einen von Elektronen getragenen Strom i1 und einen von Löchern getragenen Strom i2. Der Strom i1 ist der Emitterstrom des Transi- stors Q4 und der Strom i2 der Emitterstrom des Transistors Q6. Die Größe des

Stromes i2 wird durch die geregelte Stromquelle 242 gesteuert, die hiemach die Wirkung des Heteroüberganges 24 auf den Fluss von Löchern aus dem ersten Ba- sisbereich 22 in den Zwischenbasisbereich 25 beschreibt.

Ein Vorteil des Ausführungsbeispiels der Fig. 3c, beziehungsweise der Fig. 3d gegenüber der Kaskodenanordnung aus D1 ist, dass der Kollektorstrom und hierdurch das Ausgangssignal in einem größeren Bereich von Betriebszuständen durch ein Eingangssignal steuerbar bleibt.

Ein Vorteil des Ausführungsbeispiels der Fig. 3c, beziehungsweise der Fig. 3d gegenüber der Kaskodenanordnung aus D2 ist, dass keine hohe Gummelzahl GB des parasitären Transistors zur Unterdrückung thyristorähnlichen Verhaltens er- forderlich ist, so dass sich insbesondere niedersperrende, hochfrequenztaugliche Bauelemente mit deutlich erhöhten Werten der Transitfrequenz fT und des John- son-Produktes herstellen lassen.

Gegenüber Einzeltransistoren sind insbesondere die erzielbaren Werte für die Transitfrequenz fT, für das Johnson-Produkt, für die Leistungsverstärkung sowie für das Produkt aus Early-Spannung Va und Stromverstärkung ? dieses Auführungs- beispiels erhöht. Zudem ist gegenüber einer aus diskreten Elementen aufgebau- ten oder lateral integrierten Kaskodenschaltungen die Signallaufzeit zwischen den Basen der kaskodierten Transistoren verringert und damit die erzielbaren Werte für die Transitfrequenz fT und für das Johnson-Produkt erhöht. Ferner wird der bei einem Übergang von einem Transistor zu einer lateral integrierten Kasko- denschaltung erhöhte Bedarf an Chipfläche vermieden, und zudem die benötigte Komponentenzahl gegenüber Einzelbauelementen vermindert.

Ein Vorteil der in den Figuren 3c, 3d, 4a und 4b dargestellten Ausführungsbeispiele ist die Unterdrückung des parasitären Transistors einer vertikal integrierten Kasko- denstruktur mittels einer Verringerung der Größe des Stromes i2 auf ein gegen- über der Größe des Stromes i1 vernachlässigbares Maß durch einen Heteroüber- gang, beispielsweise den Heteroübergang 24 der in Fig. 3c gezeigten Tetrode. An- ders als bei der in Fig. 3a dargestellten Anordnung aus D2 wird hiemach bei der Tetrode die Neigung zu thyristorähnlichem Verhalten durch die Steuerung der Größe des Emitterstromes i2 des parasitären Transistors Q6 und ohne eine hohe

Gummeizahl GB des Halbleiterbereiches zwischen den Basen der vertikal inte- grierten Transistoren verringert.

Nachfolgend werden anhand der Figuren 4a und 4b zwei Beispiele für Tetroden dargestellt. In je einem schematisierenden Querschnitt zeigt die Fig. 4a eine Ausführungsform einer zweistufigen Tetrode mit einem hervorragenden Hochfre- quenzverhalten und Fig. 4b eine Ausführungsform einer zweistufigen Tetrode, die besonders für hohe Sperrspannungen geeignet ist. Zahlenangaben stellen hier- bei ungefähre Werte dar.

In Fig. 4a ist ein schematisierter Querschnitt durch eine für höchste Frequenzen ge- eignete, kontaktierte, zweistufige Tetrode Z1 gezeigt. Die Tetrode Z1 umfasst einen 300 nm dicken, mit 1,5e17 cm4 Arsen dotierten und von der Vorderseite des Halb- leiterkörpers aus kontaktierten Kollektorbereich 30 aus Silizium mit einem Kollektor- Kontakt 31, einen 17 nm dicken, mit 3e19 cm4 Bor dotierten ersten Basisbereich 32 aus Si0, 75Geo. 25 mit einem ersten Basis-Kontakt 33, einen 50 nm dicken und mit 1e18 cm4 Arsen dotierten Zwischenbasisbereich 35 aus Silizium, einen 17 nm dicken, mit 3e19 cm4 Bor dotierten zweiten Basisbereich 36 aus Sio,, SGeo, 25 mit einem zweiten Basis-Kontakt 37 sowie einen 50 nm dicken, mit 2e18 cm4 Arsen dotierten Emitter- bereich 38 aus Silizium mit einem Emitter-Kontakt 39. Ein kollektorseitiger npn- Transistor wird gebildet von dem Kollektorbereich 30 als Kollektor, dem ersten Ba- sisbereich 32 als Basis und dem Zwischenbasisbereich 35 als Emitter, während ein emitterseitiger npn-Transistor aus dem Zwischenbasisbereich 35 als Kollektor, dem zweiten Basisbereich 36 als Basis und dem Emitterbereich 38 als Emitter besteht und ein parasitärer pnp-Transistor den ersten Basisbereich 32 als Emitter, den Zwi- schenbasisbereich 35 als Basis und den zweiten Basisbereich 36 als Kollektor um- fasst. In dem kollektorseitigen npn-Transistor beträgt die Basis-Kollektor-Durch- bruchspannung 9,5 V und die Emitter-Kollektor-Durchbruchspannung 2,5 V, wäh- rend der emitterseitige npn-Transistor eine Emitter-Kollektor-Durchbruchspannung von 1,1 V aufweist. Zwischen dem ersten Basisbereich 32 und dem Zwischenbasis- bereich 35 liegt ein Heteroübergang 34, durch den der Fluss von Löchern von dem ersten Basisbereich 32 in den Zwischenbasisbereich 35 unterdrückt wird. Die Diode aus dem Zwischenbasisbereich 35 und dem zweiten Basisbereich 36 der Tetrode Z1 weist einen Durchbruch aufgrund von Interbandtunneln auf und wird nachfolgend als "Zenerdiode"bezeichnet.

Im folgenden werden einzelne Vorteile der Tetrode Z1 erläutert und hierzu ein Ar- beitspunkt beschrieben, in dem die Tetrode Z1 betrieben wird. Das Potential an dem Emitter-Kontakt 39 der Tetrode Z1 dient hierbei als Spannungsreferenz, wäh- rend an den ersten Basis-Kontakt 33 eine Spannung von 2 V angelegt und der Kollektor-Kontakt 31 über einen geeigneten Widerstand mit einer Versorgungs- spannung von 9 V verbunden wird. Der Kollektorstrom der Tetrode Z1 wird durch Einprägung eines Steuerstromes in den zweiten Basis-Kontakt 37 gesteuert, wobei sich die Spannung an dem zweiten Basis-Kontakt 37 auf einen von dem Steuer- strom abhängigen Wert U, einstellt.

Der Hauptteil der Ströme durch die Tetrode Z2 wird von Elektronen getragen, die aus dem Emitterbereich 38 durch den zweiten Basisbereich 36, durch den Zwi- schenbasisbereich 35 und durch den ersten Basisbereich 34 in den Kollektorbe- reich 34 fließen. Hiermit sind in dem emitterseitigen und in dem kollektorseitigen npn-Transistor die Kollektorströme, und somit die Basis-Emitter-Spannungen, gleich. Bei einer Spannung an dem zweiten Basis-Kontakt 37 mit Wert U, stellt sich hiernach über der Diode aus dem unkontaktierten Zwischenbasisbereich 35 und dem zweiten Basis-Kontakt 37 eine Spannung von 2 V-2 U, ein Zur Darstellung einzelner Vorteile der Tetrode Z1 dient ferner ein Vergleichstransi- stor A1, hergestellt in einer vergleichbaren Technologiegeneration wie die Tetro- de Z1. Der Vergleichstransistor A1 wird aus der Tetrode Z1 durch Weglassen des zweiten Basisbereichs 36 einschließlich des zweiten Basis-Kontaktes 37 sowie des Zwischenbasisbereiches 35 erhalten, so dass in dem Vergleichstransistor A1 der Emitterbereich an den ersten Basisbereich 32 der Tetrode Z1 grenzt.

Im Betrieb der Tetrode Z1 wird der Kollektor des emitterseitigen npn-Transistors durch den kollektorseitigen npn-Transistor von Spannungsschwankungen in dem Kollektorbereich 30 abgeschirmt. Bei gleicher Stromverstärkung ß wird hierdurch mit der Tetrode Z1 eine deutlich höhere Early-Spannung Va erreicht als mit dem VergleichstransistorA1. Ferner wird die Sperrfähigkeit der Tetrode Z1 durch die Durchbruchspannung zwischen dem ersten Basisbereich 32 und dem Kollektor- bereich 30 gegeben, so dass mit der Tetrode Z1 bei einer vergleichbaren Höhe der Dotierung in dem Kollektorbereich 30 eine deutlich höhere Sperrfähigkeit er- reicht wird als mit dem Vergleichstransistor A1 in Emitterschaltung.

Die Tetrode Z1 ist eine spezielle vertikal integrierte Kaskodenstruktur. Im ge- wählten Arbeitspunkt weicht das Verhalten der Tetrode Z1 jedoch von dem einer bekannten Kaskodenschaltung ab. Ein Grund hierfür ist, dass die Emitter- Kollektor-Durchbruchspannung in dem emitterseitigen npn-Transistor der Tetrode Z1 kleiner ist als die Spannung zwischen dem Emitterbereich 38 und dem ersten Basisbereich 32.

Bei Spannungen U, oberhalb von etwa 0, 9 V, oder Sperrspannungen über der Zenerdiode unterhalb von etwa 0,2 V, wird das Verhalten der Tetrode Z1 nicht we- sentlich durch das Interbandtunneln in der Zenerdiode beeinflusst. Durch einen sinkenden Steuerstrom werden jedoch die Sperrspannung über der Zenerdiode und die Rate des Interbandtunnelns erhöht. Die hierbei erzeugten Löcher stehen als zusätzlicher Strom in dem zweiten Basisbereich 36 zur Verfügung und tragen, mit der Stromverstärkung ß des emitterseitigen npn-Transistors multipliziert, zum Kollektorstrom bei. Durch den steigenden Kollektorstrom wird die Basis-Emitter- Spannung erhöht und die Spannung über der Zenerdiode sowie die Interbandtun- nelrate wieder abgesenkt. Durch einen Betrieb der Tetrode Z1 in einem Ar- beitspunkt, in dem das Potential in dem Zwischenbasisbereich 35 die Emitter- Kollektor-Durchbruchspannung des emitterseitigen npn-Transistors übersteigt, wird eine Schwingungsneigung, die einzelne Ausführungsformen von Tetroden aufwei- sen, verstärkt. Insbesondere wird hierbei die Tetrode Z1 zum Oszillator und kann, beispielsweise in Verbindung mit einem Resonator, vorteilhaft als Schwingungs- quelle verwendet, oder in Verbindung mit einem Hochpass als verstärkendes Bau- element für höchste Frequenzen eingesetzt werden.

Bei einer Spannung von 2 V an dem ersten Basis-Kontakt 33 und einer Basis- Kollektor-Durchbruchspannung im kollektorseitigen npn-Transistor von 9.5 V kann die Spannung im Kollektorbereich 30 zwischen etwa 2 V und etwa 9 V lie- gen, so dass mit der Tetrode Z1 ein Spannungshub AUc von etwa 7 V erreicht wird. Bei einer Transitfrequenz von 200 GHz wird hiernach ein Johnson-Produkt von 1400 GHz-V erzielt. Der Vergleichstransistor A1 weist demgegenüber mit ei- ner Transitfrequenz von 105 GHz bei einer Spannungsfestigkeit in Emitterschal- tung von 2 V nur ein Johnson-Produkt von 310 GHz-V auf. Durch Ersetzen des Transistors A1 durch die Tetrode Z1 wird hiernach das Johnson-Produkt stark erhöht, während die Herstellungskosten nur geringfügig ansteigen.

Bei Potentialen am ersten Basis-Kontakt 33 oberhalb der Emitter-Kollektor- Durchbruchspannung des emitterseitigen npn-Transistors der Tetrode Z1 lässt sich der Kollektorstrom als Folge des Interbandtunnelns nicht durch den Steuer- strom ausschalten, sondern muss über hierzu geeignete schaltungstechnische Mittel unterbrochen werden.

Durch ein Verringern der Dotierstoffkonzentration in dem Zwischenbasisbereich 35 der Tetrode Z1 wird die Interbandtunnelnrate in der Zenerdiode verringert und der stabile Tetroden-Betriebsbereich vergrößert. Gleichzeitig muss, um einen Durch- griff (punch-through) zwischen dem ersten Basisbereich 32 und dem zweiten Ba- sisbereich 36 zu vermeiden, der Zwischenbasisbereich 35 dicker ausgeführt wer- den. Hierdurch wird die Transitfrequenz fT verringert. Als Beispiel werden mit einer Tetrode, die sich von der Tetrode Z1 durch einen 250 nm dicken, mit 1,5e17 cm Arsen dotierten Zwischenbasisbereich aus Silizium unterscheidet, bei einem Spannunghub AUc von etwa 7 V eine Transitfrequenz fT von 160 GHz erreicht.

In Fig. 4b ist ein schematisierter Querschnitt durch eine hoch spannungsfeste, kontaktierte, zweistufige Tetrode Z2 gezeigt. Die Tetrode Z2 umfasst einen 50/im dicken, mit 4e14 cm Arsen dotierten und von der Rückseite des Halbleiterkörpers aus kontaktierten Kollektorbereich 40 aus Silizium mit einem Kollektor-Kontakt 41, einen 17 nm dicken, mit3e19cm4 Bor dotierten ersten Basisbereich 42 aus Si0, 75Geo, 25 mit einem ersten Basis-Kontakt 43, einen 350 nm dicken und mit 3e19 cm Arsen dotierten Zwischenbasisbereich 45 aus Silizium, einen 17 nm dicken, mit 3e19 cm Bor dotierten zweiten Basisbereich 46 aus Si0, 75Ge0, 25 mit ei- nem zweiten Basis-Kontakt 47 sowie einen 50 nm dicken, mit 2e18 cm Arsen do- tierten Emitterbereich 48 aus Silizium mit einem Emitter-Kontakt 49. Ein kollektor- seitiger npn-Transistor wird gebildet von dem Kollektorbereich40 als Kollektor, dem ersten Basisbereich 42 als Basis und dem Zwischenbasisbereich 45 als Emitter, während ein emitterseitiger npn-Transistor aus dem Zwischenbasisbe- reich 45 als Kollektor, dem zweiten Basisbereich 46 als Basis und dem Emitterbe- reich 48 als Emitter besteht und ein parasitärer pnp-Transistor den ersten Basisbe- reich 42 als Emitter, den Zwischenbasisbereich 45 als Basis und den zweiten Ba- sisbereich 46 als Kollektor umfasst. Die Basis-Kollektor-Durchbruchspannung des kollektorseitigen npn-Transistors beträgt 500 V und die Emitter-Kollektor- Durchbruchspannung 200 V, während der emitterseitige npn-Transistor eine

Emitter-Kollektor-Durchbruchspannung von 4V aufweist. Zwischen dem ersten Basisbereich 42 und dem Zwischenbasisbereich 45 liegt ein Heteroübergang 44.

Durch den Heteroübergang 44 werden Löcher im Übertritt von dem ersten Basis- bereich 42 in den Zwischenbasisbereich 45 behindert.

Nachfolgend werden einzelne Vorteile der Tetrode Z2 erläutert. Das Potential an dem Emitter-Kontakt 49 dient hierbei als Spannungsreferenz. Der Kollektorstrom wird durch Einprägung eines Steuerstromes in den zweiten Basis-Kontakt 47 ge- steuert. An den ersten Basis-Kontakt 43 werden 2 V angelegt, und der Kollektor- Kontakt 31 wird über einen Widerstand mit einer Spannung von 500 V verbunden.

Zur Darstellung einzelner Vorteile der Tetrode Z1 dient ferner ein Vergleichstransi- stor A2, hergestellt in einer vergleichbaren Technologiegeneration wie die Tetro- de Z2. Der Vergleichstransistor A2 wird aus der Tetrode Z2 durch Weglassen des zweiten Basisbereichs 46 einschließlich des zweiten Basis-Kontaktes 47 sowie des Zwischenbasisbereiches 45 erhalten, so dass in dem Vergleichstransistor A2 der Emitterbereich an den ersten Basisbereich 42 der Tetrode Z2 grenzt.

Im Betrieb der Tetrode Z2 wird der Kollektor des emitterseitigen npn-Transistors durch den kollektorseitigen npn-Transistor von Spannungsschwankungen in dem Kollektorbereich 30 abgeschirmt. Bei gleicher Stromverstärkung ß wird hierdurch mit der Tetrode Z2 eine deutlich höhere Early-Spannung Va erreicht als mit dem Vergleichstransistor A2. Ferner wird die Sperrfähigkeit der Tetrode Z2 durch die Durchbruchspannung zwischen dem ersten Basisbereich 42 und dem Kollektorbe- reich 40 gegeben, so dass mit der Tetrode Z2 bei einer vergleichbaren Höhe der Dotierung in dem Kollektorbereich 40 eine deutlich höhere Sperrfähigkeit als mit dem Vergleichstransistor A2 in Emitterschaltung erreicht wird.

Mit der Tetrode Z2 wird bei einer Transitfrequenz von 330 MHz ein Spannungs- hub AUc von 500 V und ein Johnson-Produkt von 200 GHz-V erzielt. Der Ver- gleichstransistor A2 weist demgegenüber mit einer Transitfrequenz von 570 MHz bei einer Spannungsfestigkeit in Emitterschaltung von 200 V nur ein, für hochsperrende Transistoren typisches, Johnson-Produkt von 115 GHz-V auf.

Durch Ersetzen des Transistors A2 durch die Tetrode Z2 wird hiernach das Johnson-Produkt erhöht.

Bei einem als binärer Schalter eingesetzten aktiven Bauelement sind die Verluste im"Ein"-und im"Aus"-Zustand deutlich geringer als die Verluste während des Schaltens. Eine Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit durch eine Reduzierung der wirksamen Kapazitäten verringert die in dem aktiven Bauelement pro Schaltvor- gang deponierte Energie und die Erwärmung des Bauelementes. Bei modernen Leistungsbauelementen wird die Taktrate von der Leistung begrenzt, die, bei- spielsweise über das Gehäuse, abgeführt werden kann. Je höher hiernach die Transitfrequenz fT eines aktiven Bauelementes ist, desto höher ist in allgemeinen die erzielbare Taktrate. Durch Ersetzen eines hochsperrenden Leistungstransi- stors mit einem Johnson-Produkt von beispielsweise 100 GHz durch eine Lei- stungstetrode mit derselben Sperrfähigkeit, aber einem Johnson-Produkt von beispielsweise 200 GHz lässt sich die erzielbare Taktrate verdoppeln.