La présente invention se rapporte au domaine des télécommunications, c'est-à- dire au domaine de la transmission et de la réception de données. Ce domaine couvre en particulier les procédés relatifs au traitement numérique d'un signal OFDM. Dans ce domaine, certaines recherches tentent de construire des modulations adaptées aux canaux de transmission radio. Différents travaux ont conduit à démontrer l'intérêt pour ce type de canaux de modulations multiporteuses et, en particulier, de l'OFDM (Orthogonal frequency Division Multiplexing). Ces canaux peuvent être utilisés par des systèmes très divers tels que des systèmes de télécommunication vers des mobiles, des WLAN du type 802.11 qui utilisent une modulation OFDM à 5GHz, ou des WLAN à 60 GHz. Pour l'ensemble des différents systèmes, la modulation n'est cependant pas limitée à l'OFDM. Dans les transmissions de type ADSL, VDSL, on rencontre par exemple la modulation DMT. Dans un récepteur radio, le signal reçu est translaté de la fréquence porteuse à la fréquence de base avant d'être échantillonné. La translation s'effectue par une multiplication du signal par une sinusoïde de référence à la même fréquence que la fréquence porteuse, suivie d'un filtrage passe-bas. Un tel procédé nécessite l'utilisation d'oscillateurs. A des fréquences élevées comme 5 GHz voire 60 GHz, il est difficile voire extrêmement difficile de réaliser un oscillateur précis. Ce manque de précision est à l'origine de ce qui est appelé "bruit de phase" qui a pour conséquence de distordre le signal reçu. Pour un signal modulé OFDM, la distorsion introduite peut se décomposer en deux composantes : d'une part une rotation de la constellation pour toutes les sous-porteuses et d'autre part une interférence entre sous-porteuses. Cette première composante est facilement éliminée car la rotation est la même pour toutes les sous porteuses. Certaines techniques d'élimination consistent à utiliser des symboles pilotes, c'est-à-dire des sous porteuses dont on connaît la valeur. L'article "Analysis of the effects of phase-noise in orthogonal frequency division multiplex (OFDM) Systems", de Robertson, P.; Kaiser, S.; Communications, 1995. ICC 95 Seattle, Gateway to Globalization, Pages: 1652-1657 vol.3 décrit une de ces techniques. Par contre, ce n'est pas le cas pour la seconde composante qui est plus difficile à éliminer. Deux articles récents proposent d'estimer le bruit de phase et de corriger le signal. Il s'agit de "Phase Noise Suppression in OFDM Including Intercarrier Interférence", D. Petrovic, W. Rave, and G. Fettweis, in Proc. International OFDM Workshop (InOWo), pages 219-224. Hamburg, Germany, 24.-25. September 2003 et de "A New Method of Phase Noise Compensation in OFDM", Gholami, M.R.; Nader- Esfahani, S.; Eftekhar, A.A. in ICC '03. IEEE International Conférence on , Volume: 5 , 2003. Dans le cas particulier d'une modulation OFDM, la chaîne de transmission peut se décomposer de la manière suivante. a) un signal Sk b) un signal Xk qui est le résultat de la modulation de Sk , par exemple par un modulateur QAM (Quadrature Amplitude Modulation) c) un bloc de transformée de Fourier qui calcule l'inverse de la transformée de Fourier de Xk , xk = FFTinv(Xk) d) un bloc qui convertit le signal bande de base vers un signal radio à la fréquence de la porteuse, rp (?) = x(?) x exp [—j x 2 x π x fc x ?) e) un canal radio, gaussien par exemple, rpw (?) = rp (?) + w(?) f) un bloc qui convertit le signal r vers la bande de base φ(t) le bruit de phase

h) un bloc de démodulation pour obtenir Sestk à partir de Rk La sortie du démodulateur OFDM peut alors s'écrire :

En notant / la transformée de Fourier du bruit de phase et avec l'approximation exp(jφk ) = 1 + jφk , on obtient la relation :

La première relation donnant R1n comprend deux termes. Le premier terme correspond à une rotation constante sur tout le symbole OFDM :

R1n = X1n — ∑ exp (jφk ) qui peut se décomposer en X1n + \ j — ∑ φk \Xm « 1=0 \ M *=0 J Le second terme correspond à l'interférence entre sous porteuses

N-\ N-] ∑ ^π∑exP(M)exP -jx 2xπ—(n-m) n=0,n≠m k=0 V ^ J

Le second terme résulte du bruit de phase. Une estimation grossière telle que décrite dans l'article "Analysis of the effects of phase-noise in orthogonal frequency division multiplex (OFDM) Systems", de Robertson, P.; Kaiser, S.; Communications, 1995. ICC 95 Seattle, Gateway to Globalization, Pages: 1652-1657 vol.3 consiste à obtenir par l'intermédiaire des pilotes des sous porteuses la moyenne des φk , c'est-à- dire : Y N-I — ∑exp{φk)

Un estimateur au sens des moindres carrés de cette moyenne est donné par la

relation suivante :

Le problème que se propose de résoudre l'invention est donc de réduire le bruit de phase lors de la réception d'un signal par un récepteur selon un procédé plus performant que les techniques connues. Une solution au problème technique posé consiste, selon la présente invention, en ce que ledit procédé, qui estime une valeur du déphasage du signal dû au bruit de phase, est tel qu'il consiste : à affiner cette estimation au moyen d'un algorithme itératif dans lequel, à chaque itération, le procédé estime une valeur du déphasage dû au bruit de phase et corrige le signal en effectuant une rotation inverse à celle apportée par le déphasage estimé dû au bruit de phase. En affinant l'estimation du déphasage, un procédé selon l'invention permet d'améliorer la qualité du signal reçu et donc de réduire le taux d'erreur binaire. Par conséquent le procédé permet avantageusement de diminuer les contraintes sur les performances des oscillateurs et par voie de conséquence d'en diminuer le prix. L'invention a en outre pour objet un récepteur pour la mise en œuvre d'un procédé de réduction du bruit de phase, selon l'objet précédent, lors de la réception d'un signal. Le récepteur comprend : - des moyens d'estimation d'une valeur du déphasage du signal dû au bruit de phase, adaptés pour affiner cette estimation au moyen d'un algorithme itératif dans lequel, à chaque itération, le procédé estime une valeur du déphasage dû au bruit de phase et corrige le signal en effectuant une rotation inverse à celle apportée par le déphasage estimé dû au bruit de phase. L'invention a en outre pour objet un produit programme d'ordinateur chargeable directement dans la mémoire interne d'un récepteur selon l'objet précédent. Le produit programme d'ordinateur comprend des portions de code logiciel pour l'exécution des étapes d'un procédé selon un des objets de l'invention, lorsque le programme est exécuté sur le récepteur. L'invention a en outre pour objet un support utilisable dans un récepteur selon un objet de l'invention et sur lequel est enregistré un produit programme d'ordinateur selon un objet de l'invention. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront lors de la description qui suit faite en regard de figures annexées données à titre d'exemples non limitatifs. La figure 1 est un organigramme d'un procédé de réduction du bruit de phase selon l'invention. La figure 2 est un organigramme d'une mise en œuvre particulière d'un procédé de réduction du bruit de phase selon l'invention. La figure 3 est un organigramme d'une mise en œuvre particulière d'un procédé de réduction du bruit de phase selon l'invention. La figure 4 est un schéma d'un récepteur mettant un œuvre un procédé de réduction du bruit de phase selon l'invention. Un procédé selon l'invention de réduction du bruit de phase d'un signal mis en œuvre par un récepteur se déroule de la façon suivante décrite en regard de l'organigramme de la figure 1. Le récepteur reçoit un signal r qui est supposé avoir été modulé lors de l'émission. Le procédé 1 consiste à estimer une valeur du déphasage du signal r dû au bruit de phase et à affiner cette estimation au moyen d'un algorithme itératif. L'algorithme consiste à estimer 2 une valeur du déphasage dû au bruit de phase et à corriger 3 le signal reçu en effectuant une rotation inverse à celle apportée par le déphasage estimé dû au bruit de phase. L'algorithme itératif consiste en une boucle de p itérations. La valeur initiale de p est un paramètre. Selon une mise en œuvre particulière, le procédé teste 4 la valeur de p à la fin de chaque itération. Si cette valeur n'est pas nulle, le procédé décrémente 5 de un la variable p et lance les étapes de traitements d'une nouvelle itération. Si cette valeur est nulle, le procédé sort de la boucle de l'algorithme itératif. Selon une mise en œuvre particulière du procédé illustrée par les figures 2 et 3, le déroulement est le suivant. Le canal de transmission est supposé gaussien et seul un symbole OFDM est pris en compte. La prise en compte de trajets multiples nécessiterait de considérer l'effet du canal ce qui se traduirait uniquement par un facteur multiplicatif sur les sous porteuses. La taille des FFT est prise égale à N qui est généralement une puissance de deux pour des commodités de calcul. La modulation est choisie de taille M égale à soixante quatre pour une 64-QAM. Le calcul du bruit de phase prend en compte 2χ L + l coefficients. Les notations utilisées sont les suivantes : S désigne les données à transmettre par le canal de transmission. Il s'agit d'un vecteur de longueur N x log2 (M) . X désigne le signal S modulé par exemple par un modulateur QAM. Il s'agit d'un vecteur de longueur N. x désigne le signal temporel, c'est-à-dire la transformée de Fourier inverse de X . Il s'agit d'un vecteur de longueur N. r désigne le signal bruité par le canal de transmission et par le bruit de phase. Il s'agit d'un vecteur de longueur N. φ désigne le bruit de phase. Il s'agit d'un vecteur de longueur N. Le bruit de phase étant petit, il est considéré dans l'ensemble de la demande que exp (jφ) = 1 + jφ R désigne la transformée de Fourier de r . Il s'agit d'un vecteur de longueur N. φmoy désigne la moyenne du bruit de phase. Il s'agit d'un réel. rcpe désigne le signal temporel qui correspond au signal r corrigé de la rotation constante correspondant au bruit de phase. Il s'agit d'un vecteur de longueur N. Rcpe désigne la transformée de Fourier de rcpe . Il s'agit d'un vecteur de longueur N. Sesl désigne le signal démodulé par exemple par un démodulateur QAM. Il s'agit d'un vecteur de longueur Nx log2 (M) . Xest désigne le signal Sest modulé par exemple par un modulateur QAM. Il s'agit d'un vecteur de longueur N. Iesl désigne la transformée de Fourier estimée du bruit de phase φ . Il s'agit d'un vecteur de longueur 2 x L + 1 . Dans l'exemple décrit, L est choisit égal à trois. φest désigne l'estimation du bruit de phase. Il s'agit d'un vecteur de longueur N. rest désigne le signal temporel corrigé de la valeur de φest . Il s'agit d'un vecteur de longueur N. Rest désigne la transformée de Fourier du signal resl . Il s'agit d'un vecteur de longueur N. Le procédé comprend une première 6 et une seconde 7 étapes d'initialisation. Au cours de la première étape 6 d'initialisation, le procédé estime une valeur moyenne Ψmoy du déphasage dû au bruit de phase en calculant une estimation du déphasage au sens des moindres carrées du déphasage des symboles pilotes du signal OFDM. Ce calcul est effectué en résolvant l'équation suivante :

II est rappelé que les symboles pilotes consistent en une information connue et transmise dans le symbole OFDM dans le but d'estimer le canal, synchroniser, corriger les imperfections RF. Au cours de la seconde étape 7, le procédé corrige le signal r reçu en lui faisant effectuer une rotation inverse à celle apportée par le déphasage moyen Ψmoy précédemment estimé. La correction s'exprime selon l'équation suivante : rcpe = rx exp(-jφmoy ) Le procédé calcule en outre la transformée de Fourier du signal rcpe corrigé et met sa valeur dans un signal courant ReSt, ce qui se traduit par l'équation suivante : R lvest = F * F * T x ( \r cpe ) j Lors de chaque itération, les étapes de traitement sont les suivantes. Une étape 8 de démodulation du signal courant ReSt pour obtenir un signal démodulé Sest- Lors de la première itération le signal courant R^t est issue de la seconde étape d'initialisation, Rest = FFT '{rcpe} avec rcpe = rχ exp(-jφ ) . Lors de chaque itération suivante, le signal courant est tel qu'il a été calculé lors de l'itération précédente. La démodulation est effectuée par exemple par un démodulateur QAM. Une étape 9 de modulation du signal Sest issue de l'étape précédente pour obtenir un signal modulé Xest- La modulation est effectuée par exemple par un modulateur QAM. Une étape 10 de détermination de la transformée de Fourier Iest du déphasage à partir de l'équation suivante :

KΛm) = XeΛm) + J∑XeΛn)lesl(m-n) n=0

Le bruit de phase étant essentiellement basse fréquence, l'estimation du

déphasage consiste à ne retenir que les termes basses fréquences, c'est-à-dire les

2 x L + 1 termes les plus importants de Iest . Le nombre L est un paramètre dont la

valeur est par exemple trois. Il peut prendre une valeur inférieure pour limiter les

calculs mais au risque d'introduire une perte de performance. Toutefois, une

augmentation de l'ordre du filtre ne conduit pas nécessairement à une amélioration des

performances. L'ordre est choisi en fonction d'un compromis entre la précision sur le

bruit de phase et la sensibilité au bruit gaussien.

Dans le cas particulier de L égal à trois, la relation précédente devient :

et les sept composantes de Iesl sont données par la relation matricielle suivante :

, pinv désignant la pseudo-inverse au sens des moindres carrés.

Cette étape peut faire appel à d'autres techniques de calcul alternatives d'un

calcul de pseudo-inverse. Ce sont par exemple des méthodes itératives telle qu'une

méthode de gradient.

Une étape 11 de détermination du déphasage dû au bruit de phase en calculant la transformée de Fourier inverse des 2χ £ + l termes précédents complétés par des zéros pour obtenir un vecteur de longueur Ν. Ce calcul est effectué selon l'équation suivante : ^ = rée/(FFr([4( (l),..Jeî, (Z + l),0(l),...,0(N-2xZ-l),4( (Z + 2),...,4/ (2xJL + l)]))

Une étape 12 de correction du signal rcpe qui consiste à le corriger du

déphasage en lui faisant effectuer une rotation inverse à celle apportée par le

déphasage φest précédemment calculé. Cette correction se traduit par la relation

suivante :

reSl = rcPe x ew(-J<p)

Une étape 13 de calcul de la transformée de Fourier du signal précédent selon

la relation suivante : Ral = FFT(resl)

Une étape d'incrémentation de l'indice d'itération qui se traduit par la relation

suivante : p = p - 1 Le signal Sesl calculé au cours de la dernière itération correspond au signal OFDM démodulé corrigé du déphasage calculé de manière itérative par le procédé. Selon une variante, le critère de sortie de boucle peut consister à comparer lors de chaque itération la valeur de S1151 à la valeur obtenue au cours de l'itération précédente. Le procédé sort de la boucle lorsque le résultat de la comparaison est inférieur à un seuil dont la valeur est paramétrable. Selon une mise en œuvre particulière du procédé, les étapes de détermination du déphasage, de correction du signal rcpe et de calcul de la transformée de Fourier du signal corrigé peuvent être regroupées en une seule étape qui correspond à la relation suivante :

Selon une autre mise en œuvre particulière du procédé, les performances

peuvent être augmentées en utilisant un décodeur canal après l'étape de démodulation

qui fournit le signal Sesl . Le décodeur canal est utilisé pour obtenir les bits

d'information transmis, avec le moins d'erreur possible. Ces bits sont ensuite recodés

pour obtenir le signal noté S est qui est pris en entrée à l'étape suivante de modulation

en lieu et place du signal Sesl . La figure 4 donne une illustration d'un exemple de réalisation d'un récepteur mettant un œuvre un procédé selon l'invention. Le récepteur 14 fait partie d'une chaîne de transmission qui comprend un émetteur 15 et un canal de transmission 16. Le récepteur 14 comprend des moyens 17 d'initialisation et des moyens 18 d'estimation d'une valeur du déphasage du signal dû au bruit de phase. Les moyens 17 d'initialisation sont adaptés pour estimer une valeur moyenne φmoy du déphasage dû au bruit de phase en calculant une estimation du déphasage au sens des moindres carrées du déphasage des symboles pilotes du signal, pour corriger le signal reçu en lui faisant effectuer une rotation inverse à celle apportée par le déphasage moyen φmoy précédemment estimé, pour calculer la transformée de Fourier du signal corrigé et pour mettre sa valeur dans un signal courant Rest . Ces moyens 17 peuvent être inclus dans un calculateur. Les moyens 18 d'estimation sont adaptés pour affiner l'estimation au moyen d'un algorithme itératif dans lequel, à chaque itération, le procédé estime une valeur du déphasage dû au bruit de phase et corrige le signal en effectuant une rotation inverse à celle apportée par le déphasage estimé dû au bruit de phase. Les moyens 18 d'estimation comprennent un démodulateur et un modulateur, par exemple du type QAM. Ils comprennent en outre un module de calcul de transformée de Fourier directe et inverse, un calculateur.